基于磁链观测器的PMSM反馈解耦矢量控制系统

合集下载

基于参考磁链矢量计算的PMSM直接转矩控制

基于参考磁链矢量计算的PMSM直接转矩控制
宁博文;刘莹;程善美;秦忆
【期刊名称】《电机与控制学报》
【年(卷),期】2017(021)009
【摘要】为了减小传统直接转矩控制中较大的转矩和磁链波动,并使逆变器开关频率保持恒定,研究了一种基于参考磁链矢量计算的永磁同步电机直接转矩控制方法.从定子磁链矢量的变化所反映出的对转矩和磁链的控制作用考虑,对基于参考磁链矢量计算的直接转矩控制的原理和结构进行了详细地分析和论述.在此基础上,通过转矩方程局部线性化来获取转矩环的控制模型,在线性化过程中的误差进行分析的基础上,研究了转矩环PI控制器的参数设计方法.仿真和实验结果验证了所研究控制方法的可行性和有效性.
【总页数】7页(P1-7)
【作者】宁博文;刘莹;程善美;秦忆
【作者单位】华中科技大学自动化学院,湖北武汉430074;华中科技大学自动化学院,湖北武汉430074;华中科技大学自动化学院,湖北武汉430074;华中科技大学自动化学院,湖北武汉430074
【正文语种】中文
【中图分类】TM351
【相关文献】
1.基于磁链误差矢量预测的PMSM直接转矩控制 [J], 金孟加;邱建琪;史涔溦;林瑞光
2.基于零矢量插入的矢量细分的PMSM直接转矩控制研究 [J], 李敏;陈其工;江明
3.基于参考磁链电压空间矢量调制策略的永磁同步电机直接转矩控制研究 [J], 刘军;楚小刚;白华煜
4.基于参考磁链空间电压矢量调制策略的PMSM DTC系统 [J], 郎宝华;刘卫国;周熙炜
5.空间矢量调制的PMSM变磁链直接转矩控制 [J], 时维国; 桑尧尧
因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

《2024年永磁同步电机矢量控制系统的研究与设计》范文

《永磁同步电机矢量控制系统的研究与设计》篇一一、引言随着科技的发展和工业自动化水平的提升，电机驱动技术正逐步从传统的控制方式转向更加精确、高效和智能的矢量控制。

永磁同步电机作为一种高效率、高功率密度的电机类型，在各个领域得到了广泛的应用。

本文旨在研究并设计一个基于矢量控制的永磁同步电机（PMSM）控制系统，以提高电机的运行效率和稳定性。

二、永磁同步电机概述永磁同步电机（PMSM）是一种采用永磁体产生磁场，通过电磁感应原理进行能量转换的电机。

其结构简单，运行效率高，广泛应用于工业、汽车、家电等领域。

然而，为了实现电机的精确控制，需要采用先进的控制策略。

其中，矢量控制是一种常用的控制方法。

三、矢量控制系统的原理与优势矢量控制，又称场向量控制，通过实时调整电机的电压和电流，实现电机磁场和转矩的精确控制。

相比于传统的控制方式，矢量控制具有更高的控制精度和更优的能量转换效率。

它能够根据电机的运行状态，实时调整电压和电流的幅值、相位和频率，从而实现对电机转矩的精确控制。

四、永磁同步电机矢量控制系统的设计与实现（一）硬件设计硬件部分主要包括电机本体、功率驱动器、传感器和控制单元。

其中，电机本体采用永磁同步电机；功率驱动器负责将电能转换为机械能；传感器用于实时检测电机的运行状态；控制单元则是整个系统的核心，负责实现矢量控制算法。

（二）软件设计软件部分主要包括矢量控制算法的实现。

在控制单元中，通过软件编程实现矢量控制算法，根据电机的运行状态实时调整电压和电流的参数，从而实现对电机的精确控制。

此外，还需要考虑系统的抗干扰能力、故障诊断与保护等功能。

五、关键技术与难点分析（一）电流检测与控制技术电流检测与控制是矢量控制系统的关键技术之一。

为了实现电机的精确控制，需要实时检测电机的电流状态，并根据电流的状态调整电压的参数。

这需要采用高精度的电流检测器件和先进的控制算法。

（二）抗干扰能力与故障诊断技术由于电机运行环境复杂多变，系统需要具备较高的抗干扰能力和故障诊断能力。

基于有效磁链滑模观测器的IPMSM直接转矩控制

国家自然科学基金（51477073）；
江苏省自然科学基金（BK20161549）
作者简介：
张兴华（1963-），
男，
博士，教授，
Email: zxhnjut@
Copyright©博看网 . All Rights Reserved.
7
电气传动 2017 年第 47 卷第 7 期
有效磁链矢量 Ψa 和定子磁链矢量 Ψ s 、
转子磁链矢量 Ψ f 在静止坐标系 (α - β) 和转子磁
链旋转坐标系（d-q）中的关系如图 1 所示。
张兴华,等：基于有效磁链滑模观测器的 IPMSM 直接转矩控制
该方法在电机低速运行区甚至零速时有很好的
1.2
定义有效磁链（active flux）Ψa 为乘以 1.5 Pi qs
估计性能，其主要缺点是需额外增加高频信号源
和设计合适的滤波器，系统实现的硬件和软件结
构复杂。此外，注入的高频信号还会产生谐波转
于电机模型进行设计，其估计性能受电机模型参
代末，
才被用于永磁同步电机驱动控制
数变化的影响大；高频信号注入法是将高频旋转
。
［3-4］
近年来，无速度传感器控制技术受到人们的
广泛关注。由于省略了在电机转轴上安装速度
或脉冲电压信号注入定子绕组，利用转子磁极凸
性，从高频电流响应信号中提取转子位置信息。
基金项目：
speed sensor-less；
direct torque control
自 20 世纪 80 年代德国学者 Depenbrock 和日
本学者 Takahashi 提出直接转矩控制方法以来
，
［1-2］
传感器，不仅降低了驱动系统实现成本，而且能

基于磁链估计的PMSM无传感器矢量控制

基于磁链估计的PMSM无传感器矢量控制王永晴;雷景生;刘大明【摘要】针对永磁同步电机的无传感器矢量控制,利用对磁链的估计,提出了一种转子位置、速度的估计方法.该方法通过测量的相电流和端电压估计电机的定子磁链,再利用定子磁链对估计位置进行校正.针对二阶多项式曲线拟合位置估计方法所存在的问题,又提出了引入锁相环结构来减小稳态估计误差.理论分析和仿真结果表明,所提出的永磁同步电机无速度传感器控制方法在低速和高速时都能精确辨识出转子的位置和速度,系统具有较好的鲁棒性和良好的动静态运行性能.【期刊名称】《上海电力学院学报》【年(卷),期】2016(032)002【总页数】7页(P175-180,187)【关键词】永磁同步电机;无速度传感器控制;磁链估计;位置估计;速度估计;锁相环【作者】王永晴;雷景生;刘大明【作者单位】上海电力学院电子与信息工程学院,上海200090;上海电力学院计算机科学与技术学院,上海200090;上海电力学院计算机科学与技术学院,上海200090【正文语种】中文【中图分类】TM341;TM351永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Machine,PMSM)具有结构紧凑、效率高、调速范围宽、转矩惯量比高、动态性能好等优点[1],已在越来越多的领域中得到了广泛的应用.为了实现对永磁同步电机的精确控制,必须获得准确的转子位置和速度.通常采用机械速度传感器测量电机转速,然而安装速度传感器不仅增加了安装和维护的成本,也导致系统容易受到外部环境的干扰,降低了系统的可靠性.因此,研究如何实现永磁同步电机的无速度传感器控制很有必要[2-3].目前,国内外学者在这一领域进行了大量的研究,提出了许多种方法.文献[4]和文献[5]讨论了基于滑模观测器的方法,该方法的鲁棒性较好,但存在低速抖振现象,且估计的转子位置受转速估计误差影响严重.文献[6]和文献[7]提出了高频注入的方法,通过给电机注入高频信号,能够检测出其响应,进而从中提取转子的位置和速度,但在注入高频信号的同时也会引入高频噪声,干扰检测结果,且该方法对电机转子的凸极性有一定的要求,不适用于隐极式永磁同步电机.扩展卡尔曼滤波法[8-9]需要进行矩阵的求逆运算,模型复杂,计算量大,难以满足实时控制的要求.本文针对上述问题,通过对磁链和电流的估计,提出了一种永磁同步电机转子位置、速度的估计方法.1.1 PMSM数学模型在转子磁场定向的两相旋转d-q坐标系中,永磁同步电机的数学模型[10]如下.定子绕组电压方程为:式中:ud,uq——定子绕组的d轴和q轴电压;rs——定子电枢电阻;id,iq——定子绕组的d轴和q轴电流;p——微分算子,p=d/dt;λd,λq——定子d轴和q轴的磁链;ωr——转子电角速度.定子绕组磁链方程为:式中:Ld,Lq——定子绕组d轴和q轴的电感;λm——转子永磁体产生的磁链.电磁转矩方程为:式中:Te——电磁转矩;np——电机极对数.1.2 无速度传感器矢量控制结构系统采用位置、速度双闭环矢量控制方式,利用id=0的控制策略.在式(3)中,若励磁磁链和交、直轴电感确定,则控制id和iq就可控制永磁同步电机的转矩.速度控制器和电流控制器采用常规的PI控制算法.无速度传感器的永磁同步电机矢量控制系统结构如图1所示.2.1 电流估计转子位置、速度估计算法的整体结构框图如图2所示.静止α-β坐标系下永磁同步电机的数学模型为:式中:uα,uβ——定子绕组的α轴和β轴电压;iα,iβ——定子绕组的α轴和β轴电流;λα,λβ——定子绕组的α轴和β轴磁链.磁链方程为:式中:θr——转子位置.因此,可以对式(4)积分得到估算的α轴和β轴磁链α(k)和β(k)为:由式(5)和式(7)可得估计的定子绕组的α轴和β轴的电流α(k)和β(k)为:式中r(k)——估计的转子位置.对于隐极式永磁同步电机,令Ld=Lq,即ΔL=0,代入式(8)得:为了校正估计的转子位置,首先将估计的定子电流和实际的定子电流作差得到电流误差Δiα(k),Δiβ(k)为:2.2 位置估计在两相旋转d-q坐标系中,实际磁链λa,b,c和估计磁链的关系为:转子位置角度关系如图3所示.由永磁同步电机的空间矢量模型可知,在d-q坐标系中,估计的定子α轴和β轴磁链可以表示为:式中:——估计的定子绕组q轴和d轴磁链;估计的定子绕组q轴和d轴电流;Δθ——位置跟踪误差信号,.假设Δθ非常小,则可以作以下近似:将式(13)代入式(12)可得:实际的定子绕组磁链如式(2)所示.将式(14)与式(2)作差得到定子绕组的磁链误差为:其中,.Δiq,Δid可利用式(11)由Park变换得到:假设磁链估计的算法是准确的,对于隐极式永磁同步电机则有:将式(17)代入式(15)可得到位置跟踪误差信号为:只要对位置误差Δθ进行有效的调节,使其趋近于零,就可以获得收敛于真实值θr的转子位置估计角.文献[11]至文献[13]采用二阶多项式曲线拟合的方法进行了位置估计,但是这种拟合方法的结果存在估计不够准确的缺点.本文针对这一问题进行了改进,通过引入锁相环(Phase-Locked Loop,PLL)结构来减小稳态估计误差,以确保快速、准确地获取转子位置及速度的信息.引入的PLL结构框图如图4所示.通过试验,然后按照工程经验公式对调节器参数进行整定,最终将PI调节器参数选为Kp=373.2,Ki=11.2,可得到估计的转子位置和速度.为了验证上述系统的正确性和可行性,利用Matlab/Simulink对PMSM系统进行了仿真验证.仿真具体参数如表1所示.仿真中引入的PI调节器参数如下.转速调节器:Kp=0.6,Ki=0.005;d轴电流环:Kp=20,Ki=0.1;q轴电流环:Kp=20,Ki=0.1.为了研究包括接近零速的全速范围内转子位置和速度的跟踪性能,选择了高速区180 r/s和低速区20.9 r/s进行了仿真研究.在高速情况下,系统所能承受的最大突投负载约为10 N·m,如果突投负载大于10 N·m,系统会因不稳定而崩溃;在低速情况下,系统所能承受的最大突投负载约为6 N·m,为50%的额定负载,要小于高速情况,如果突投负载大于6 N·m,系统也会因不稳定而崩溃.以上两种情况虽然属于不同工况,但都可以反映系统在突投负载干扰时的稳定性和鲁棒性,而且突投的负载大小足够满足系统实际运行所需.图5为永磁同步电机空载启动至180 r/s后,1.1 s时突加10 N·m负载,1.3 s时突减10 N·m负载的仿真情况.图6为电机空载启动至20.9 r/s后,0.5 s时突加6 N·m负载,0.8 s时突减6 N·m负载的仿真情况.在上述两种情况下,速度和位置曲线的估计值和实际值均接近重合,其差别可通过误差曲线反映出来.由图5可以看出,高速区180 r/s情况下突加突减10 N·m负载后的动态速降约为±7 r/s,转速超调约为3.9%,动态响应时间约为0.06 s;由图6可以看出,低速区20.9 r/s情况下突加突减6 N·m负载后的动态速降约为±5 r/s,转速超调约为23.9%,动态响应时间约为0.05 s;稳态转速为180 r/s时的速度估计静差约为±0.8 r/s,位置估计静差约为±0.001 8 r;稳态转速为20.9 r/s时的速度估计静差约为±0.08 r/s,位置估计静差约为±0.000 06 r.由此可知,当负载突变时,系统能够较快恢复稳定,且实际转速和位置的稳态误差很小,整个系统具有非常好的动态性能和稳态性能.为了进一步研究系统的重载起动性能,本文还针对中低速(0～140 r/s)起动下的控制结果进行了仿真验证.考虑到实际应用中变频器的输出功率是有限的,仿真中给定的起动转矩(24 N·m)是两倍的额定转矩(12 N·m),仿真结果如图7所示.由图7可以看出,在24 N·m的起动转矩下,估计转速经过短暂波动后,仍可较快地跟随实际转速,达到给定的140 r/s,电磁转矩响应迅速,在起动的瞬间就达到了24 N·m,并大于给定转矩以维持速度的稳定上升.转子速度的稳态误差约为±0.3 r/s,位置的稳态误差约为±0.01 r,系统可以很精确地预估转子的速度和位置,具有较好的动静态性能和过载能力.本文针对永磁同步电机的无速度传感器矢量控制,提出了一种估计转子位置和速度的方法.通过对系统在高速和低速情况下分别突投负载,检验系统在负载扰动时的稳定性和鲁棒性,并且针对系统的中低速重载起动性能进行了仿真.理论分析和仿真结果表明,该方法在全速范围内负载突变以及中低速重载起动的情况下均能够精确检测出转子位置和速度;系统的动态响应较快,静态误差较小,估计精度高,对负载转矩扰动的鲁棒性较强,电磁转矩响应迅速,具有较好的应用价值.【相关文献】[1]MORIMOTO S,HATANAKA K,TONG Y,et al．Servo drive system and control characteristi cs of salient pole permanent magnet synchronous motor[J]．IEEE Industry Applications So ciety,1993,29(2):338-343．[2]YOUSFI D,HALELFADL A,EI KARD M．Review and evaluation of some position and speed estimation methods forPMSM sensorless drives[C]//International Conference on Multimedia Computing and Syst ems,2009:409-414．[3]赵建中,谭茀娃,金如麟,等．基于DSP的无位置传感器永磁同步电机磁场定向控制系统[J]．微特电机,2003(2):16-18．[4]KIM H,SON J,LEE J．A high-speed sliding-mode observer for the sensorless speed control of a PMSM[J]．IEEE Transactions on Indus trial Electronics,2010,58(9):4 069-4 077．[5]MIHAI C．Rotor position estimation of PMSM by sliding mode EMF observer under im proper speed[C]//IEEE International Symposium on Industrial Electronics,2010:1 474-1 478．[6]秦峰,贺益康,刘毅,等．两种高频信号注入法的无传感器运行研究[J]．中国电机工程学报,2005,25(5):116-121．[7]NINO C E,TARIQ A R,JURKOVIC S,et al．High performance low speed sensorless control of interior permanent magnet synchronous motor [C]//IEEE International Symposium on I ndustrial Electronics,2010:1 314-1 320．[8]GOPINATH G R,DAS S P．An extended kalman fillter based speed and position estimat or for permanent magnet synchronous motor[C]//IEEE International Conference on Power Electronics,Drives and Energy Systems,2014:1-5．[9]ZHENG Z D,LI Y D,FADEL M,et al．A rotor speed and load torque observer for PMSM b ased on extended kalman filter[C]// IEEE International Conference on Industrial Technolog y,2006:233-238．[10]克里斯南．永磁无刷电机及其驱动技术[M]．北京:机械工业出版社,2012:349-358.[11]FRENCH C,ACARNLEY P．Control of permanent magnet motor drives using a new pos ition estimation technique[J]．IEEE Transactions on Industry Applications,1996,32(5):1 089 -1 097．[12]OSTLUND S,BROKEMPER M．Sensorless rotor-position detection from zero to rated speed for an integrated PM synchronous motor driv e[J]．IEEE Transactions on Industry Applications,1996,32(5):1 158-1 165．[13]ERTUGRUL N,ACARNLEY P．A new algorithm for sensorless operation of permanent magnet motors[J]．IEEE Transactions on Industry Applications,1994,30(1):126-133．。

基于电流反馈解耦的永磁同步电机矢量控制研究

基于电流反馈解耦的永磁同步电机矢量控制研究永磁同步电机（PMSM）是一种高效率、高功率密度的电机，广泛应用于工业、交通、家电等领域。

矢量控制是PMSM最常用的控制方法之一，它可以实现高精度的转矩控制和高效率的运行。

本文将介绍基于电流反馈解耦的PMSM矢量控制研究。

1. PMSM矢量控制原理PMSM矢量控制的基本原理是将三相交流电压分解为两个正交的磁场，即定子坐标系下的磁场和转子坐标系下的磁场。

通过控制定子坐标系下的磁场和转子坐标系下的磁场的大小和相位差，可以实现对电机的转矩和转速的控制。

2. 电流反馈解耦在PMSM矢量控制中，电流反馈解耦是一种常用的控制方法。

它可以将三相电流分解为两个正交的磁轴电流和一个零序电流。

通过控制磁轴电流的大小和相位差，可以实现对电机的转矩和转速的控制。

电流反馈解耦的基本原理是利用电机的电感和电阻特性，将三相电流分解为两个正交的磁轴电流和一个零序电流。

其中，磁轴电流分别对应于定子坐标系下的d轴电流和q轴电流，它们分别控制电机的磁场和转矩。

零序电流对应于电机的不平衡和谐波电流，它不参与电机的转矩和转速控制。

3. 基于电流反馈解耦的PMSM矢量控制基于电流反馈解耦的PMSM矢量控制包括两个主要步骤：电流反馈解耦和磁场定向控制。

在电流反馈解耦中，通过控制d轴电流和q轴电流的大小和相位差，实现对电机的转矩和转速的控制。

在磁场定向控制中，通过控制磁场的大小和相位差，实现对电机的转速和位置的控制。

电流反馈解耦的控制方法有多种，其中最常用的是基于PI控制器的控制方法。

PI控制器可以根据电机的实际状态和目标状态，自适应地调整d轴电流和q轴电流的大小和相位差，实现对电机的转矩和转速的控制。

4. 结论基于电流反馈解耦的PMSM矢量控制是一种高效、高精度的电机控制方法。

它可以实现对电机的转矩、转速和位置的精确控制，广泛应用于工业、交通、家电等领域。

在实际应用中，需要根据电机的实际情况和控制要求，选择合适的控制方法和参数，实现最优的控制效果。

永磁同步电动机PMSM矢量控制系统的研究

永磁同步电动机PM SM矢量控制系统的研究夏燕兰(南京工业职业技术学院，南京2100146)研究与开发摘要本文根据永磁同步电动机PM SM I钩数学模型，分析了PM SM的矢量控制原理，对PM SM矢量控制系统。

进行了分析和仿真，实验结果证明PM SM矢量控制系统具有优良的动、静态性能。

关键词：PM SM；数学模型；矢量控制R es ear ch of V ect or C ont r ol Sys t em f or PM SMX i d Y anl an(N anj i ng I nst i t ut e of l ndust ry and Technol ogy,N anj i ng210046)A bs t r act A cc or di ng t o t he m at hem at i cal m ode l of PM SM，t he paper i nt r oduces t he pri nc i pl e ofvec t o r C ont r ol f or PM SM，anal yzes and s i m ul at es t he vect or c ont r ol s ys t em of PM SM．The exper i m entr e sul t s s how t he c ont r ol s ys t em of P M SM can achi eve go od dyna m i c and st a t i c per f orm ances．K ey w or ds：per m anent m a gne t s yn chr ono us m ot or；m at he m at i c al m odel；vec t or c ont r oll引言永磁直流无刷电动机因体积小、性能好、结构简单、调节控制方便、调速范围广、动态响应快等特点而得到了越来越广泛的应用，尤其应用在智能机器人、航空航天、精密电子仪器与设备等对电机性能、控制精度要求比较高的领域和场合。

《2024年永磁同步电机的矢量控制系统》范文

《永磁同步电机的矢量控制系统》篇一一、引言永磁同步电机（PMSM）是一种广泛应用于现代工业和电力系统的高效、高精度电机。

随着电力电子技术和控制理论的不断发展，矢量控制技术成为了PMSM控制的重要手段。

本文将详细介绍永磁同步电机的矢量控制系统，包括其基本原理、系统构成、控制策略及优点等方面。

二、永磁同步电机的基本原理永磁同步电机是一种基于磁场耦合原理的电机，其转子采用永磁体材料制成，无需额外提供励磁电流。

电机运行时，定子中的电流产生磁场与转子永磁体产生的磁场相互作用，从而实现电机的转动。

由于转子的磁场与定子的电流磁场同步，因此称为永磁同步电机。

三、矢量控制系统的构成永磁同步电机的矢量控制系统主要由控制器、驱动器、逆变器、传感器等部分组成。

其中，控制器负责接收指令信号，对电机进行控制策略的制定和调整；驱动器负责将控制器的指令信号转换为驱动逆变器的信号；逆变器则根据驱动器的信号，将直流电源转换为交流电源，为电机提供电源；传感器则负责实时检测电机的状态信息，如转速、电流等，反馈给控制器。

四、矢量控制策略矢量控制是PMSM控制的核心技术，它通过对电机的电流、电压等参数进行精确的控制，实现电机的精准运动。

矢量控制策略主要包括：直流电流控制、空间矢量脉宽调制（SVPWM）等。

其中，直流电流控制是通过将电机的电流分解为直交分量，分别进行控制，从而实现电机的精确控制；SVPWM则是通过优化逆变器的开关序列，减小谐波分量，提高电机的运行效率。

五、矢量控制系统的优点永磁同步电机的矢量控制系统具有以下优点：1. 高精度：由于矢量控制技术对电机的电流、电压等参数进行精确的控制，因此可以实现电机的高精度运动。

2. 高效率：矢量控制系统能够根据电机的实时状态，进行精确的调节，使电机始终运行在最佳状态，从而提高电机的运行效率。

3. 良好的动态性能：矢量控制系统能够快速响应指令信号的变化，实现电机的快速启动、制动和反转等动作。

4. 节能环保：由于矢量控制系统能够精确控制电机的运行状态，因此可以降低电机的能耗和温升，减少对环境的污染。

基于电流反馈解耦的永磁同步电机矢量控制研究

基于电流反馈解耦的永磁同步电机矢量控制研究一、引言永磁同步电机（Permanent Magnet Synchronous Motor，简称PMSM）由于其高效率、高功率密度和良好的动态性能，被广泛应用于工业和交通领域。

在PMSM控制中，矢量控制是一种常用的控制技术，其通过控制电机的电流和转子位置以实现精确的控制。

然而，PMSM控制中的交叉耦合和电流传感器的非线性等问题，限制了控制系统的性能和精度。

本文旨在通过基于电流反馈解耦的方法，对PMSM的矢量控制进行深入研究和探讨。

二、矢量控制原理1.矢量控制概述矢量控制是一种基于转子参考帧的控制方法，通过将PMSM电流和电压转换到dq坐标系下，以实现无触点的控制。

矢量控制可分为直接矢量控制和间接矢量控制两种方法。

2.直接矢量控制（Direct Vector Control）直接矢量控制是一种通过控制定子电流和转子磁链矢量，实现PMSM转矩和磁通的无触点控制方法。

直接矢量控制包含以下步骤：•dq坐标变换•转子磁链估算•转子磁链方向控制•定子电流控制3.间接矢量控制（Indirect Vector Control）间接矢量控制是一种通过控制PMSM的电压，以实现转子位置和速度的闭环控制方法。

间接矢量控制包含以下步骤：•dq坐标变换•转子位置估算•位置反馈环•转子位置和速度控制三、电流反馈解耦技术在传统的矢量控制中，由于PMSM的定子电流是交叉耦合的，即dq轴之间存在相互影响，会导致系统的性能下降。

因此，电流反馈解耦技术可以用来提高系统的响应速度和稳定性。

电流反馈解耦技术主要包括以下几个方面的内容：1.dq电流反馈解耦通过采用dq坐标系下的控制方法，可以实现定子电流之间的解耦。

2.PI控制器的设计利用PI控制器对dq电流进行控制，实现定子电流的精确控制。

3.动态参考电流生成通过动态参考电流生成技术，可以提高系统的动态响应和稳定性。

4.静态参考电流生成通过静态参考电流生成技术，可以提高系统的静态精度和稳定性。

PMSM矢量控制系统的研究

• 58•针对永磁同步电动机（PMSM ）强耦合、多变量的特性，本文采用了一种矢量控制的方法。

先是论述了PMSM 的数学模型，其次详细地分析了矢量控制的基本原理，最后，利用Matlab 软件，搭建了PMSM 矢量控制系统的仿真模型。

经过仿真分析，得出了该系统拥有优越的动态性能和抗干扰能力，能够很好地满足实际电机控制性能的需要。

三相PMSM 因为具有结构简单、制造成本低、转动惯量小、效率高等优点而被应用于各种场合。

但是，三相PMSM 作为一个强耦合的非线性系统，当处于复杂的应用环境下，扰动因素会极大地影响系统的性能，故选择适合的控制方法尤为重要。

据此，可以采用矢量控制的方式，它能够将PMSM 直流化以达到直流电机的控制效果。

然后在Matlab 软件中搭建出基于PI 的三相PMSM 矢量控制系统仿真模型，通过仿真结果分析，该控制方法不仅能获得与实际贴合的转速、电磁转矩等信息，并且具有简单可靠，可控性强等优点。

1 永磁同步电机的数学模型通常是在d-q 坐标系下对永磁同步电机进行研究分析。

因为，在该坐标系下，定子电流的d-q 轴分量彼此间独立、互不干扰，此时，永磁同步电机相当于被直流化，易于控制。

于是，在假设忽略定子漏感、高次谐波、磁滞损耗、涡流损耗等条件下，给出在该坐标系下三相PMSM 的数学模型，如下：定子磁链方程： (1)定子电压方程： (2)电磁转矩方程：(3) 其中：Ψd 、Ψq 为定子磁链d-q 轴分量；L d 、L q 为定子电感d-q 轴分量；i d 、i q 为定子电流d-q 轴分量；u d 、u q 为定子电压d-q 轴分量；Ψf 为永磁体磁链；R 为定子电阻；T e 为电磁转矩；ωe 为电角速度；P n 为转子极对数。

2 矢量控制策略矢量控制是利用坐标变换将三相电流变换到同步旋转坐标系d-q 下，在该坐标系下，定子电流被分解为可产生磁通的分量和可产生转矩的分量。

两者彼此独立，互相垂直，通过对它们单独控制，就实现了对永磁同步电机的控制。

基于改进磁链观测法的PMSM无位置传感器控制

基于改进磁链观测法的PMSM无位置传感器控制慎翔;李红梅【期刊名称】《微电机》【年(卷),期】2012(045)007【摘要】基于磁链观测法进行永磁同步电机(PMSM)无位置传感器控制时,易出现漂移问题.为了致力于解决磁链观测法的不足,文中首先对磁链观测器进行了改进设计,在分析电机参数对位置估计精度影响的基础上,建议了一种对转子位置误差进行稳态补偿方法,以期实现稳态时转子位置估计具有对电机参数变化不敏感的优点；同时为了避免位置信号的直接微分,采用锁相环(PLL)来估计转子转速.最后,通过无位置传感器PMSM矢量控制系统的仿真来证实该方案的合理可行性.%Drift effect often appears in position sensorless control of PMSM based on the rotor flux-linkage observation. To solve the problem, a modified rotor flux-linkage observer was firstly designed to eliminate the drift phenomena, in addition, the influence of inaccurate machine parameters to the observer in terms of the estimated rotor position accuracy has been analyzed, and a simple steady-state rotor position error compensation technique has been suggested, by which the steady-state rotor position error will become negligible and parameter insensitive theoretically, and then the phase-locked loop ( PLL) was used to estimate the rotor speed to replace the direct differentiation for the position signal. At last, the simulation of vector controlled PMSM system was implemented without position sensorand the simulation results prove the validity of modified rotor flux-linkage observation.【总页数】5页(P55-59)【作者】慎翔;李红梅【作者单位】合肥工业大学电气与自动化工程学院,合肥 230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院,合肥 230009【正文语种】中文【中图分类】TM341;TM351【相关文献】1.基于改进型滑模观测器的变频洗衣机用PMSM无位置传感器控制 [J], 张耀中2.基于改进滑模观测器的PMSM无位置传感器控制 [J], 胡丹丹;赵龙;程青青3.基于改进型磁链观测器的TSMC-PMSM无速度传感器矢量控制系统研究 [J], 宋卫章;钟彦儒;王孝龙;汪丽娟4.基于改进型滑模观测器的PMSM无位置传感器控制 [J], 华志广;窦满峰;赵冬冬;颜黎明;姬军鹏;杨剑威5.基于改进磁链观测器的PMSM转子位置估计方法 [J], 周硕因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

采用改进复矢量的PMSM电流解耦控制

第27卷㊀第6期2023年6月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.6Jun.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀采用改进复矢量的PMSM 电流解耦控制洪俊杰1,㊀何衍东1,㊀黄健钊1,㊀李立毅2(1.广东工业大学自动化学院,广东广州510006;2.哈尔滨工业大学电气与自动化工程学院,黑龙江哈尔滨150001)摘㊀要:电压前馈的永磁同步电动机解耦控制系统在电机参数变化时存在解耦性能不佳问题,为此引入一种基于复矢量的电流解耦控制,复矢量控制通过引入随速度变化的虚轴零点与被控对象的极点进行抵消,使系统近似等效为一阶惯性环节,从而提高解耦效果,同时使用扰动观测器对电机参数变化和电流耦合引起的电压误差进行观测补偿,降低dq 轴电流耦合增益,改善复矢量控制器参数与电机参数失配时的解耦性能,提升系统的鲁棒性以及动态性能㊂通过与传统解耦控制策略的仿真对比,采用该策略能够有效提高dq 轴电流动态跟踪性能,减少电流波动,验证了该策略对dq 轴电流解耦的有效性㊂关键词:永磁同步电机;弱磁运行;电流解耦控制;复矢量;扰动观测器;参数鲁棒性DOI :10.15938/j.emc.2023.06.012中图分类号:TM341文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)06-0106-10㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2021-06-13基金项目:国家自然科学基金(51407035)作者简介:洪俊杰(1981 ),男,博士,副教授,研究方向为电力电子与电力传动㊁电机驱动技术;何衍东(1995 ),男,硕士,研究方向为永磁同步电机弱磁控制策略;黄健钊(1996 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;李立毅(1969 ),男,博士,教授,研究方向为特种电机及特种电磁装置电力电子与电力传动㊂通信作者:何衍东Current decoupling control of PMSM based on improved complex vectorHONG Junjie 1,㊀HE Yandong 1,㊀HUANG Jianzhao 1,㊀LI Liyi 2(1.School of Automation,Guangdong University of Technology,Guangzhou 510006,China;2.School of Electrical Engineering and Automation,Harbin Institute of Technology,Harbin 150001,China)Abstract :The voltage feed-forward decoupling control is sensitive to the parameter change of PMSM so that its decoupling performance is not ideal when the motor parameters change,so a kind of current de-coupling control based on complex vector is proposed.The complex vector control introduces a virtual axis zero point that varies with speed to cancel out the poles of the controlled object,making the system ap-proximately equivalent to a first-order inertial link,thereby improving the decoupling effect.At the same time,in order to improve the decoupling performance when the parameters of complex vector controller and motor parameters mismatch,the disturbance observer was used to observe and compensate the voltage error caused by the variation of motor parameters and current coupling,which can reduce the dq axis cur-rent coupling gain,and enhance the robustness and dynamic performance of the pared with the traditional decoupling control strategy,the decoupling strategy can effectively improve the dynamictracking performance of dq axis current and reduce current fluctuations,its effectiveness on dq axis cur-rent is verified.Keywords :permanent magnet synchronous motors;field weakening operation;current decoupling con-trol;complex vector;disturbance observer;parameter robustness0㊀引㊀言永磁同步电机具有高效率㊁高功率密度以及转矩脉动小等特点从而在现代工业伺服系统和新能源领域得到广泛应用[1-2]㊂为了方便实现对永磁同步电机的控制,通常在转子磁场定向的同步旋转坐标系对其分析,将定子电流分解为d轴的励磁分量和q轴转矩分量,以获得和独立励磁直流电机对两分量一样的独立控制性能㊂然而,在同步旋转坐标系下,dq轴电压方程仍存在交叉耦合项,因此采取解耦策略对该耦合项进行补偿是实现dq轴两个控制子系统独立控制的关键㊂尤其在弱磁扩速中,随着转速的升高,dq轴的其中任何一个子系统控制量发生动态变化时,带给另一个子系统的扰动会越来越严重,造成系统动态性能不佳[3]㊂为了提高动态解耦效果,近年来,学者们提出了不同的控制策略㊂文献[4-5]采用通过反馈电流和转速直接计算电压耦合项进行补偿的电压前馈解耦控制(voltage feedforward decoupling control, VFDC),该策略易于实现,但依赖准确的电机参数,鲁棒性不强㊂文献[6-7]通过设计4个PI控制器的电流解耦策略,其中2个为传统的PI控制,2个为用于补偿耦合电压的交叉耦合PI控制器,该策略在参数设计和系统稳态性能之前存在取舍问题㊂文献[8]提出了基于内模控制的电流解耦策略,内模控制器具有较好的鲁棒性,解耦效果也较为理想,但进行耦合补偿计算仍依赖电机参数,且存在积分项,进入稳态前存在欠阻尼振荡㊂文献[9]采用内模控制与滑模控制结合的电流解耦策略,能较好应对外部扰动以及参数摄动问题,但存在引入了滑模控制的抖振㊂文献[10]提出了基于偏差控制的电流解耦策略,通过把反馈电流与参考电流的偏差作为补偿耦合计算的基础,控制效果与内模控制类似,进入稳态前存在欠阻尼振荡㊂文献[11]在偏差控制的基础上引入滑模观测器对扰动进行补偿,能改善扰动对系统的影响,但存在引入滑模算法带来的抖振问题㊂文献[12-13]提出神经网络逆系统的解耦控制,应对外部扰动以及参数摄动问题表现出强鲁棒性,但对神经网络的训练需要大量样本,且难以广泛应用㊂文献[14-15]引入了复矢量控制器进行电流解耦(complex vector decoupling control, CVDC),能较好解决转速变化时的被控对象的极点变化问题,然而,当电机参数变化时,控制器参数与电机参数失配时的解耦性能不佳㊂本文对传统的PMSM电流解耦控制策略进行对比分析,并提出一种基于扰动观测器的改进复矢量解耦控制策略(complex vector decoupling controlbased on disturbance observer,CVDC-DOB)㊂在旋转同步电机坐标系下,利用复矢量的方法构建电机模型,设计分析复矢量电流解耦控制器㊂同时采用扰动观测器(disturbance observer,DOB)对dq轴电流耦合和电机参数变化引起的电压误差作为系统扰动进行观测,观测得到的估算值作为扰动补偿㊂该控制策略结合复矢量控制以及扰动观测器的优势,有效改善电机参数变化而导致传统解耦控制策略的动态解耦效果不佳问题,提升系统的动态性能和鲁棒性㊂仿真结果验证该解耦策略的可行性和有效性㊂1㊀基本原理1.1㊀永磁同步电机数学模型永磁同步电机在同步旋转坐标系下的数学模型[16]可以描述如下㊂定子电压方程:u d=Ri d+dψdd t-ωeψq;u q=Ri q+dψqd t+ωeψd㊂üþýïïïï(1)式中:u d㊁u q㊁i d㊁i q分别为d-q坐标系下定子电压和电流;R㊁ωe为定子电阻和电角速度㊂ψd㊁ψq分别为d-q坐标系下定子磁链,其中定子磁链方程:ψd=L d i d+ψf;ψq=L q i q㊂}(2)式中:L d㊁L q为定子d-q轴电感;ψf为永磁体磁链㊂电磁转矩方程:T e=32P(ψf i q+(L d-L q)i d i q)㊂(3)式中T e㊁P为电磁转矩和电机极对数㊂最大转矩电流比(MTPA)方程:i d=-ψf2(L d-L q)-ψ2f2(L d-L q)2+i2q㊂(4)最大转矩电压比(MTPV)方程:i d=-ψf Ld+-L qψf+(L qψf)2+4L2q(L d-L q)2i2q2L d(L d-L q)㊂(5)701第6期洪俊杰等:采用改进复矢量的PMSM电流解耦控制电流极限圆方程:I 2s_max =i 2d +i 2q ㊂(6)式中I s_max 为最大相电流峰值㊂电压极限椭圆方程:V sωe=(i d L d +ψf )2+(i q L q )㊂(7)式中V s 为定子相基波电压幅值㊂1.2㊀转矩前馈弱磁控制系统结构永磁同步电机转矩前馈弱磁控制系统的输入一般为参考转矩值,采用转矩开环或闭环实现转矩跟随[15-16]㊂本论文的整个转矩前馈弱磁控制系统结构如图1所示,主要包括5个控制部分:参考转矩调节器㊁改进定子磁链调节器㊁查找参考电流的二维表格模块(Lookup Tables)㊁电流解耦控制器以及空间矢量脉宽调制(SVPWM)㊂参考转矩调节器调整转矩给定值为当前转速状态下能达到的最大转矩㊂改进定子磁链调节器的磁链调整依据电机转速㊁直流母线电压以及电流解耦控制器输出的d -q 参考电压㊂当电机转速大于基速时进入弱磁区域,该定子磁链调节器的定子磁链参考值减少,调整定子电流,使电机可在弱磁区域稳定工作㊂查找参考电流的二维表格模块可根据参考转矩值T ∗e 以及定子磁链参考值ψ∗s 查找输出相应dq 电流值作为电流解耦控制器的电流参考值㊂电流解耦控制器包含耦合电压补偿项㊁电流调节器以及扰动观测㊂图1㊀转矩前馈弱磁控制系统结构图Fig.1㊀Torque feedforward control system2㊀电流解耦控制器设计2.1㊀复矢量电流解耦控制在同步旋转坐标系下,被控对象在复数域存在随转速变化的极点,复矢量解耦控制正是通过引入相应的复数零点与其极点抵消,从而达到动态解耦的效果㊂定义复矢量f ~dq =f d +j f q ,因此采用复矢量形式表示dq 轴电压及电流为:u ~dq =u d +j u q ;i ~dq =i d +j i q ㊂}(8)对于电感参数L d =L q =L s 的PMSM,其电压方程可表示为u ~dq =R i ~dq +sL s i ~dq +j ωe L s i ~dq +j ωe ψf ㊂(9)而电感参数L d ʂL q 时,其电压方程可表示为u ~dq =R i ~dq +sL q i ~dq +j ωe L q i ~dq +e ~dq ㊂(10)式中e ~dq =(L d -L q )pi d +j(L d -L q )ωe i d +ωe ψf ㊂因此两者的分析基本一致,本文以L d =L q =L s 时进行后续的分析㊂其中反电动势j ωe ψf 为系统扰动,则式(9)的传递函数为G dq (s )=Idq (s )Udq (s )=1L s s +R +j ωe L s㊂(11)为了实现抵消被控对象的极点,复矢量电流解耦控制器的控制律为u ~∗dq =(K p +K i s +j K p ωe s)(i ~∗dq -i ~dq)+j ωe ψ^f ㊂(12)因此,采用复矢量电流解耦控制的系统原理框图如图2所示㊂图2㊀复矢量电流解耦控制原理Fig.2㊀Principle of CVDC按照零点与极点对消原则,解耦控制器选取调节系数K p =L ^s ωcb ,K i =R ^ωcb ,其中ωcb 为控制带宽㊂那么当L s =L ^s ,R s =R ^s 系统的输出可化简为i ~dq =ωcb s +ωcb i ~∗dq㊂(13)这样就在同步旋转坐标系下,对PMSM 的动态耦合项j ωe L s i ~dq 在全速范围内实现了补偿抵消㊂最后,为了得到控制器的实际控制形式,复矢量化的电压电流用标量形式表示,得到复矢量解耦控制的结构如图3所示㊂由图3可得到其数学表达式为:801电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀G 1i ∗d -G 3i ∗q +(G 3+ωe L q )i q =(R +L d s +G 1)i d ;G 4i ∗q +G 2i ∗d -(G 2+ωe L d )i d =(R +L q s +G 4)i q ㊂}(14)式中:G 1=K p1+K i1/s ;G 2=ωe K p1/s ;G 3=ωe K p2/s ;G 4=K p2+K i2/s㊂图3㊀复矢量解耦控制结构图Fig.3㊀Structure diagram of CVDC对于电感参数L d =L q =L s 的永磁同步电机,可令G 1=G 4=K p +K i /s ,G 2=G 3=ωe K p /s ,将式(14)用矩阵形式表示为i d i q éëêêùûúú=g dd g dq g qdg qq éëêêùûúúi ∗d i ∗q éëêêùûúú㊂(15)式中:g dd =g qq =[G 1+(G 2+ωe L s )G 2/Δ2]/Δ1;g dq =-g qd =[(G 2+ωe L s )G 1/Δ2-G 2]/Δ1;Δ1=Δ2+(G 2+ωe L s )2/Δ2;Δ2=G 1+R +L s s ㊂üþýïïïïï(16)由式(15)可知,g dd ㊁g qq 分别为d㊁q 轴电流子系统的直接传递函数,g dq ㊁g qd 为d㊁q 轴电流交叉耦合部分的传递函数㊂为了分析复矢量电流解耦控制的解耦效果,可对耦合传递函数g dq 的伯德图进行绘制,分析其幅频特性㊂由式(16),g dq 可表达为g dq=ωcb ωe (L s R ^-L ^s R )p 4s 4+p 3s 3+p 2s 2+p 1s +p 0㊂(17)其中:p 4=L 2s ;p 3=2(ωcb L ^s L s +L s R );p 2=(ωcb L ^s )2+2ωcb L ^s R +(ωe L s )2+2ωcb R ^L s +R 2;p 1=2(ω2e ωcb L ^s L s +ω2cb L ^s R ^+ωcb R ^R );p 0=(ωcb R ^)2+(ωe ωcb L ^s )2㊂üþýïïïïïïïï(18)由式(17)可知,当参数估算无偏差时,g dq =0,同理可知,g qd =0,系统表现为dq 电流完全解耦㊂然而当估算的电感参数出现偏差时,即电机电感参数在运行过程中发生变化,L s =0.8L ^s 或者L s =1.2L ^s ,基于复矢量控制的耦合传递函数g dq 的伯德图如图4所示,其中设置带宽ωcb =1500rad /s,工作频率ωe =600rad /s㊂图4㊀基于复矢量解耦控制的g dq 的伯德图Fig.4㊀Bode of g dq based on CVDC由图4可知,在电感参数出现偏差,也即控制器参数与电机参数失配时,基于复矢量控制方案的耦合传递函数g dq 在高频段具有较低的增益,对电感参数变化不敏感,解耦特性保持较好㊂在中低频段的幅频增益较高,且在电机工作频率处出现小小的谐振峰,峰值幅频增益为-29.3dB,容易使系统在进入稳态前出现欠阻尼振荡,导致解耦性能不佳㊂采用复矢量控制在电机参数确定以及无外部扰动的情况下能实现dq 轴电流的完全解耦㊂但实际情况下,系统会存在参数摄动和外部扰动的问题,复矢量控制完全解耦后的电压方程可表达为:u d =L dd i dd t+Ri d +h d (x ,t );u q =L q d i qd t+Ri q +h q (x ,t );h d (x ,t )=ΔL d d i d d t+ΔRi d -ΔL q i q ωe +εd ;h q (x ,t )=ΔL q d i q d t +ΔRi q +ωe (ΔL d i d +Δψf )+εq ㊂üþýïïïïïïïïïï(19)式中:ΔL d ㊁ΔL q ㊁ΔR ㊁Δψf 分别为电机参数L d ㊁L q ㊁R 以及ψf 的摄动量;εd ㊁εq 分别为等效到dq 轴的外部扰动量㊂901第6期洪俊杰等:采用改进复矢量的PMSM 电流解耦控制因此,采取合理措施对参数摄动以及外部扰动引起的系统扰动进行补偿,是提高复矢量控制电流解耦效果的关键㊂2.2㊀改进的复矢量电流解耦控制复矢量电流解耦控制在电机参数估算无偏差以及在系统高频段具有良好的解耦特性,因此,为了保持上述性能同时改善其在复矢量电流解耦控制下参数偏差以及外部扰动的系统动态性能,本文提出在复矢量控制的基础上引入扰动观测器(DOB),利用DOB 对电机参数变化或者外部扰动导致被控对象与标称模型输出的差异进行观测估算,估算值作为扰动补偿反馈到被控对象输入端,以实现扰动量的抵消补偿㊂DOB 的控制结构如图5所示㊂其中:R (s )㊁Y (s )分别为系统的输入㊁输出;G (s )为控制器传递函数;G p (s )为被控对象的实际模型;G n (s )为其标称模型;Q (s )为低通滤波器;h (x ,t )为系统的等效扰动;h ^为DOB 观测估算得到的扰动补偿量㊂V 为控制器输出量;V ∗为补偿后的被控对象输入量㊂图5㊀DOB 的控制结构Fig.5㊀Control structure of DOBQ (s )为低通滤波器,在中低频段令Q (s )=1,DOB 的扰动补偿量可表示为h ^=(1-G n (s )G p (s ))[(R (s )-Y (s ))G (s )]+h (x ,t )㊂(20)当G p (s )=G n (s )时,h ^=h (x ,t ),可见对于被控对象在无扰动情况下能够实现完全解耦的系统,即被控对象模型与其标称模型相同,当出现扰动时,DOB 的估算值能完全补偿系统的扰动㊂在高频段,可令Q (s )=0,表现为仅采用复矢量控制,然而采用复矢量控制的系统在电感参数变化,其耦合传递函数g dq 在高频段的增益较低,解耦性能较好㊂对于DOB,为使Q (s )/G n (s )为有理分式,选取Q (s )为一阶低通滤波器,其表达式为Q (s )=1T f s +1㊂(21)式中T f 为时间常数㊂因此,基于扰动观测器的PMSM 复矢量解耦控制框图如图6所示㊂图6㊀基于扰动观测器的PMSM 复矢量解耦控制框图Fig.6㊀Structure diagram of DOB-CVDC由图6可得到其数学表达式为:G 1i ∗d -G 3(1-Q )i ∗q +(G 3+ωe L q )(1-Q )i q =M 1i d ;G 4i ∗q +G 2(1-Q )i ∗d -(G 2+ωe L d )(1-Q )i d =M 2i q ㊂}(22)式中:M 1=(L d s +R )(1-Q )+G 1+Q (L nd s +R n );M 2=(L q s +R )(1-Q )+G 4+Q (L nq s +R n )㊂}(23)对于L d =L q =L s 的永磁同步电机,可令G 1=G 4=K p +K i /s ,G 2=G 3=ωe K p /s 以及M 1=M 2=(sL s +R )(1-Q )+G 1+Q (sL ns +R n ),将式(21)用矩阵形式表示为i d i q éëêêùûúú=g dd1g dq1g qd1g qq1éëêêùûúúi ∗d i ∗q éëêêùûúú㊂(24)式中:g dd1=g qq1=[G 1+(G 2+ωe L s )(1-Q )2G 2/Δ4]/Δ3;g dq1=-g qd1=[(G 2+ωe L s )(1-Q )G 1/Δ4-G 2(1-Q )]/Δ3;Δ3=Δ4+(G 2+ωe L s )2(1-Q )2/Δ4;Δ4=(L s s +R )(1-Q )+G 1+Q (L ns s +R n )㊂üþýïïïïïïï(25)11电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀由式(25),在中低频段,可令Q (s )=1,因此dq 轴电流子系统的直接传递函数可化为g dd1=g qq1=G 1/(G 1+sL ns +R n ),输出量表现为输入经G 1后在标称模型下的直接响应,输出量对电机内部电感参数的变化不敏感,具有较强的鲁棒性㊂对于耦合传递函数g dq1㊁g qd1部分,g dq1=-g qd1=0,可完全消除dq 轴间的电流耦合㊂在高频段,可令Q (s )=0,g dd1=g qq1=g dd =g qq ,g dq1=-g qd1=g dq =-g qd ,因此,系统在未添加DOB 时的复矢量控制下表现出在高频段的性能㊂基于扰动观测器的复矢量控制的耦合传递函数g dq1的伯德图如图7所示㊂从其伯德图可以看到,在整个频段内,耦合传递函数的幅频特性曲线无谐振峰,且其增益一直处于-50dB 以下,峰值增益为50.3dB,比未添加DOB 时,具有更低增益,并且在电机工作频率处没有明显的谐振峰,因此具有更好的解耦性能㊂图7㊀基于DOB-CVDC 的g dq1伯德图Fig.7㊀Bode of g dq1based on DOB-CVDC3㊀稳定性分析系统的稳定性能以d 轴子系统为例进行分析,同理可得出q 轴子系统的稳定性结论㊂本文选取的控制器参数如表1所示,同样设置控制器带宽ωcb =1500rad /s㊂表1㊀控制器参数Table 1㊀Parameters of controller㊀㊀㊀参数数值比例系数K p 7.875积分系数K i1437标称模型电感L nd /mH 5.25标称模型电阻R n /Ω0.958低通滤波器T f /ms0.05㊀㊀那么由式(24)可知i d =g dd1i ∗d +g dq1i ∗q=b 5s 5+b 4s 4+b 3s 3+b 2s 2+b 1s +b 0a 6s 6+a 5s 5+a 4s 4+a 3s 3+a 2s 2+a 1s +a 0i ∗d +b ᶄ3s 3+b ᶄ2s2a 6s 6+a 5s 5+a 4s 4+a 3s 3+a 2s 2+a 1s +a 0i ∗q ㊂(26)式中:a 0=52863206400000000;a 1=655168995840000;a 2=3969ω2e +3678720000R +2445222170176;a 3=1008L d ω2e +3678720000L d +22796416R +2573145456;a 4=64L 2d ω2e +22796416L d +64R 2+14448R +815409;a 5=14448L d +128L d R ;a 6=64L 2d ㊂üþýïïïïïïïïïïïïïï(27)因此由式(26)可知,系统的特征方程为a 6s 6+a 5s 5+a 4s 4+a 3s 3+a 2s 2+a 1s +a 0=0㊂(28)列出劳斯表:s 6a 6a 4a 2a 0s 5a 5a 3a 1s 4c 1=a 5a 4-a 6a 3a 5c 2=a 5a 2-a 6a 1a 5c 3=a 00s 3d 1=c 1a 3-a 5c 2c 1d 2=c 1a 2-a 5c 3c 100s 2e 1=d 1c 2-c 1d 2d 1e 2=c 300s 1f 1=e 1d 2-d 1e 2e 1000s 0g 1=e 2代入a 0㊁a 1㊁a 2㊁a 3㊁a 4㊁a 5㊁a 6,由于PMSM 的电感L d ㊁R ㊁ωe 均大于0,可证a 6㊁a 5㊁c 1㊁d 1㊁e 1㊁f 1㊁g 1均大于0,根据劳斯稳定判据,可知d 轴闭环子系统是稳定的,同理可得q 轴闭环子系统也具有稳定性㊂4㊀仿真结果在MATLAB /Simulink 环境下,构建基于T e -ψf查表法的永磁同步电机的转矩前馈弱磁控制系统,采用基于扰动观测器的复矢量解耦控制,并与传统111第6期洪俊杰等:采用改进复矢量的PMSM 电流解耦控制的解耦控制算法进行对比分析㊂本文仿真所使用的系统部分参数如表2所示㊂表2㊀仿真系统的部分参数Table 2㊀Some parameters of the simulation system㊀㊀参数数值直流母线电压V dc /V 311最大定子电流I s_max /A40极对数P 4定子电阻R /Ω0.958电感L d ㊁L q /H 0.00525,0.012永磁磁链ψf /Wb0.1827额定转速N r /(r /min)1000为了验证PMSM 在弱磁区域的运行及解耦情况,设定给定转矩从0时刻开始从0增至30N㊃m,然后120ms 时刻开始下降直减至5N㊃m㊂负载转矩从0时刻开始从0增至20N㊃m,然后120ms 时刻开始下降直减至0㊂电机在运行过程中,实际dq 电感参数为标定参数的80%或1.2倍,即L dq =0.8L ^dq 或者L dq =1.2L ^dq 时,永磁同步电机在不同解耦控制方法下的d㊁q 轴电流输出波形如图8~图10㊂图8㊀采用VFDC 的dq 轴电流响应波形Fig.8㊀dq axis current response waveform with VFDC图8为在电压前馈解耦控制(VFDC)下的dq 轴电流响应波形㊂以在15~45ms 之间的电流响应为例,电流给定值为恒定值,电机运行过程中,电感参数出现偏差时,响应的dq 轴电流具有较大振荡,特别在L dq =1.2L ^dq 时,d 轴电流在45~80ms 随着电流给定值动态变化出现较明显的超调振荡,可见电感参数出现偏差时,电压前馈解耦控制的电流解耦不佳,dq 轴电流存在较为明显的相互影响的耦合过程㊂图9为在复矢量解耦控制(CVDC)下的dq 轴电流响应波形㊂在电感参数发生变化时,响应的dq 轴电流振荡偏差较VFDC 小,但由于电机运行过程电感参数发生变化,从而带来系统的扰动,导致复矢量控制器参数与电机参数失配,因此在复矢量解耦控制下的dq 轴电流仍存在较大的振荡偏差㊂同时在L dq =1.2L ^dq 时,d 轴电流在45~80ms 随着电流给定值动态变化仍出现超调振荡,动态跟踪效果不理想㊂可见采用复矢量解耦控制下,系统的解耦效果较电压前馈有所提升,但解耦效果仍不理想㊂图9㊀采用CVDC 的dq 轴电流响应波形Fig.9㊀dq axis current response waveform with CVDC211电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图10为本文所提的基于扰动观测器的复矢量解耦控制(CVDC-DOB)下的dq 轴电流响应波形㊂在电感参数发生变化时,响应的dq 轴波动偏差较小,且在电流给定值动态变化仍能实现很好地响应,没有出现超调振荡㊂因此通过对比可知,采用基于扰动观测器的复矢量解耦控制在电感参数变化时能够对电感参数变化带来的扰动进行补偿,仍保持良好的解耦性能,在具备复矢量控制性能的同时,也能够克服电压前馈以及复矢量控制下的dq 轴电流响应振荡幅度较大且存在的动态响应超调问题,参数鲁棒性优于VFDC 和CVDC㊂图10㊀采用DOB-CVDC 的dq 轴电流响应波形Fig.10㊀dq axis current response waveform withDOB-CVDC采用CVDC-DOB 的转速响应以及转矩波形如图11所示㊂在基于CVDC-DOB 的转矩前馈弱磁系统中,PMSM 的转速能够稳定上升,300ms 时的扩速达到4000r /min㊂随着转速的上升,电压极限圆逐渐缩小,PMSM 的最大转矩输出能力下降,因此在75ms 后的输出转矩不能满足给定的转矩要求,但仍能保持稳定的转矩输出能力,转矩脉动较小㊂图11㊀转速、转矩波形Fig.11㊀waveform of speed and torque图12为dq 轴电流的运行轨迹图,PMSM 的电流轨迹先沿着MTPA,但随着转速的上升,电压极限圆开始缩小,因此电流轨迹开始偏离MTPA 沿着恒转矩曲线往电压极限圆缩小方向移动,同时转速的继续上升导致PMSM 的最大转矩输出能力下降,最后电流轨迹偏离恒转矩曲线沿着电流极限圆和MT-PV 运行,但电流运行轨迹始终保持在弱磁运行边界内,保证了系统在弱磁工作下的稳定性㊂图12㊀dq 轴电流运行轨迹Fig.12㊀Running track of dq axis current5㊀结㊀论针对PMSM 在同步旋转坐标系下dq 轴电流的交叉耦合问题,本文提出了一种基于扰动观测器的PMSM 复矢量解耦控制策略㊂首先对电机模型和解耦控制策略进行理论分析,然后通过仿真实验对比,得到的结论如下:1)电压前馈解耦和复矢量控制在电机参数估算正确时能够获得较好的解耦控制效果,然而在参311第6期洪俊杰等:采用改进复矢量的PMSM 电流解耦控制数发生变化带来扰动时,控制器参数与电机参数失配,无法对扰动进行很好的补偿,解耦效果不理想, dq轴电流存在较大的相互耦合影响,从而导致输出的dq轴电流振荡幅度较大,参数鲁棒性不强㊂2)基于扰动观测器的复矢量解耦控制在电感参数变化时仍能保持较好的解耦效果,并且能够改善电压前馈解耦和复矢量控制下的dq轴电流存在的振荡偏差大以及超调问题,系统的参数鲁棒性得到了较大的提升,保证了系统在弱磁工作下的稳定性㊂并且相较于电压前馈解耦,该方案的计算复杂度主要表现为复矢量控制的耦合补偿项为积分项,观测器则为了简化计算,其中的滤波器采用一阶低通滤波器,所以算法的计算量并不大㊂参考文献:[1]㊀康劲松,蒋飞,钟再敏,等.电动汽车用永磁同步电机弱磁控制策略综述[J].电源学报,2017,15(1):15.KANG Jinsong,JIANG Fei,ZHONG Zaimin,et al.Overviews of flux weakening control schemes with permanent magnet synchro-nous motor used in electric vehicles[J].Journal of Power Supply, 2017,15(1):15.[2]㊀毛亮亮,梁悦,王旭东.内置式永磁同步电机弱磁过渡时的解耦补偿控制[J].电机与控制学报,2015,19(7):4184.MAO Liangliang,LIANG Yue,WANG Xudong.Decoupling and compensation strategy for interior PMSM in transitional region of flux-weakening[J].Electric Machines and Control,2015,19(7):4184.[3]㊀付博.永磁同步电动机动态解耦控制技术研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2010[4]㊀MORIMOTO S,SANADA M,TAKEDAY.Wide-speed operationof interior permanent magnet synchronous motors with high-per-formance current regulator[J].IEEE Transactions on Industry Ap-plications,1994,30(4):920.[5]㊀BOUSSAK M,JARRAY K.A high-performance sensorless indi-rect stator flux orientation control of induction motor drive[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2006,53(1):4.[6]㊀JONG W C,SEUNG K S.Fast current controller in three-phaseAC/DC boost converter using d-q axis crosscoupling[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1998,13(1):79. [7]㊀ZHU Hao,XIAO Xi,LI Yongdong.PI type dynamic decouplingcontrol scheme for PMSM high speed operation[C]//2010Twen-ty-Fifth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC).Feberary21-25,2010,Palm Springs, CA,US.2010:1736-1739.[8]㊀MOHAMED YARI,EL-SAADANY E F.A current control schemewith an adaptive internal model for torque-ripple minimization and robust current regulation in PMSM drive systems[J].IEEE Trans-actions on Energy Conversion,2008,23(1):92.[9]㊀周华伟,温旭辉,赵峰,等.基于内模的永磁同步电机滑模电流解耦控制[J].中国电机工程学报,2012,32(15):91.ZHOU Huawei,WEN Xuhui,ZHAO Feng,et al.Decoupled cur-rent control of permanent magnet synchronous motors drives with sliding mode control strategy based on internal model[J].Pro-ceedings of the CSEE,2012,32(15):91.[10]㊀周志刚.一种感应电机的解耦控制方法[J].中国电机工程学报,2003,23(2):121.ZHOU Zhigang.A induction motor decouple control method[J].Proceedings of the CSEE,2003,23(2):121. [11]㊀刘宇博,王旭东,周凯.基于滑模观测器的永磁同步电机电流偏差解耦控制[J].电工技术学报,2020,35(8):1642.LIU Yubo,WANG Xudong,ZHOU Kai.Current deviation de-coupling control with a sliding mode observer[J].Transactions ofChina Electrotechnical Society,2020,35(8):1642. [12]㊀戴先中,张兴华,刘国海,等.感应电机的神经网络逆系统线性化解耦控制[J].中国电机工程学报,2004,24(1):112.DAI Xianzhong,ZHANG Xinghua,LIU Guohai,et al.Decou-pling control of induction motor based on neural networks inverse[J].Proceedings of the CSEE,2004,24(1):112. [13]㊀吴为,丁信忠,严彩忠.基于复矢量的电流环解耦控制方法研究[J].中国电机工程学报,2017,37(14):4184.WU wei,DING Xinzhong,YAN Caizhong.Research on controlmethod of current loop decoupling based on complex vector[J].Proceedings of the CSEE,2017,37(14):4184. [14]㊀BRIZ F,DEGNER M W,LORENZ RD.Analysis and design ofcurrent regulators using complex vectors[J].IEEE Transactionson Industry Applications,2000,36(3):817. [15]㊀CHENG B,TESCH T R.Torque feedforward control techniquefor permanent-magnet synchronous motors[J].IEEE Transac-tions on Industrial Electronics,2010,57(3):969. [16]㊀CHEN Y,HUANG X,WANG J,et al.Improved flux-weakeningcontrol of IPMSMs based on torque feedforward technique[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2018:1. [17]㊀SHIM H,JO N H.An almost necessary and suﬃcient conditionfor robust stability of closed-loop systems with disturbance observ-er[J].Automatica,2009,45(1):296.[18]㊀迟颂,刘聪,李雪,等.基于虚拟阻抗的永磁同步电机弱磁控制[J].电机与控制学报,2020,24(11):9.CHI song,LIU Cong,LI Xue,et al.Flux-weakening control ofpermanent magnet synchronous motors based on virtual impedance[J].Electric Machines and Control,2020,24(11):9. [19]㊀康尔良,陈健.永磁同步电机改进滑模无位置传感器控制[J].电机与控制学报,2022,26(10):88.KANG Erliang,CHEN Jian.Improved sliding mode sensorless411电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀control of permanent magnet synchronous motor[J].Electric Ma-chines and Control,2022,26(10):88.[20]㊀贾成禹,王旭东,周凯.基于电感辨识的内置式永磁同步电机电流模型预测控制[J].电机与控制学报,2021,25(11):75.JIA Chengyu,WANG Xudong,ZHOU Kai.Current model pre-dictive control of inner permanent magnet synchronous motorbased on inductance identification[J].Electric Machines andControl,2021,25(11):75.[21]㊀王勃,王天擎,于泳,等感应电机电流环非线性积分滑模控制策略[J].电工技术学报,2021,36(10):2039.WANG Bo,WANG Tianqing,YU Yong,et al.Current loopnonlinear integral sliding mode control strategy for induction mo-tors[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2021,36(10):2039.[22]㊀金鸿雁,赵希梅,原浩.永磁直线同步电机动态边界层全局互补滑模控制[J].电工技术学报,2020,35(9):1945.JIN Hongyan,ZHAO Ximei,YUAN Hao.Dynamic boundarylayer global complementary sliding mode control of permanentmagnet linear synchronous motor[J].Transactions of China Elec-trotechnical Society,2020,35(9):1945.(编辑:刘素菊)511第6期洪俊杰等:采用改进复矢量的PMSM电流解耦控制。

一种基于状态观测器的PMSM速度观测算法

一种基于状态观测器的PMSM速度观测算法一种基于状态观测器的永磁同步电机（PMSM）速度观测算法可以通过使用状态观测器来估计电机的转速。

这种算法可以使用电机的电压和电流作为输入，并通过观测电机的状态变量（例如电流、角度和速度）来推断电机的转速，从而实现无传感器的速度观测。

下面是一种基于状态观测器的PMSM速度观测算法的详细步骤：
1.建立PMSM的数学模型，包括动态和状态空间方程。

这可以通过使用电机的电压和电流以及转子磁链方程来实现。

2.设计一个状态观测器，用于估计电机的状态变量。

可以使用扩展卡尔曼滤波器（EKF）或无迹卡尔曼滤波器（UKF）等滤波器来实现。

3.根据电机的电压和电流测量值，使用观测器来更新状态变量的估计值。

观测器可以使用电机模型和测量值之间的差距来计算状态变量的估计值。

4.使用观测器估计的状态变量，计算电机的输出速度。

这可以通过根据估计的状态变量使用电机的状态空间方程来实现。

5.通过与实际测量的电机速度进行比较，评估观测器的性能，并进行调整。

可以使用观测器的输出和实际测量值之间的误差来计算观测器的性能指标，例如均方根误差（RMSE）。

该观测算法的优点包括无需额外传感器、成本低廉和较高的可靠性。

然而，它也存在一些缺点，例如在低速和高负载情况下的性能下降，对电机参数变化的敏感性等。

在实际应用过程中，可以通过调整观测器的参数来提高性能，并且还
可以结合其他方法来进一步改进速度观测的精度和稳定性。

总体而言，基
于状态观测器的PMSM速度观测算法是一种简单有效的无传感器解决方案，可用于许多应用领域，例如电动汽车、机器人和工业自动化等。

基于改进型磁链观测器的TSMC—PMSM无速度传感器矢量控制系统研究

ｓｙｍｂｏｌｒｅｃｏｇｎｉｔｉｏｎｗａｓｕｓｅｄｆｏｒｅｓｔｉｍａｔｉｎｇｒｏｔｏｒｆｌｕｘａｎｄｓｐｅｅｄ．Ｔｈｅｐｉｎｒｃｉｐｌｅｗａｓａｎａｌｙｚｅｄａｎｄｔｈｅｄｉａ — ｇｒａｍｏｆｓｙｓｔｅｍｃｏｎｔｒｏｌｉｓｇｉｖｅｎ．Ｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｉｓｖｅｉｆｒｉｅｄｂｙｔｈｅｅｘｐｅｉｍｅｒｎｔａｌｐｒｏｔｏｔｙｐｅ．Ｔｈｅｅｘｐｅｉ— ｒｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｍｅｔｈｏｄａｄｏｐｔｅｄｉｎｔｈｉｓｓｙｓｔｅｍｃａｎｎｏｔｏｎｌｙｏｗｎｇｏｏｄｄｉｖｒｉｎｇ — ｐｅｆｏｒｒｍａｎｃｅ，ｂｕｔａｌｓｏｈａｖｅｅｘｃｅｌｌｅｎｔｎｅｔｗｏｒｋ－ｐｅｆｏｒｒｍａｎｃｅｉｎｈｉｇｈ— ｓｐｅｅｄ．
传感器矢量控制系统。整流级和逆变级分别采用无零矢量调制和电压空间矢量调制策略。采用反电动势积分法，通过带饱和反馈环节的磁链观测器和锁相环结构的转子位置和速度观测器，实现了位置和转速的估算，分析了各部分工作原理，给出了系统控制框图，并搭建了一台试验样机对方案

基于磁链观测器的PMSM反馈解耦矢量控制系统

ｄｃａｃｎｈｕｉｋｇｘｉｄｂｈＭｎｔｅａｒｇｐｕｅｎｔｅｔｄｔｎｌｅｔｒｃｎｒｌｓｓｅ，ｕｔｎｅａｄｔｅｆｘｌａｅｅｃｔｙｔｅＰｉｈｉ— ａｓｄｉｈｒｉｏａｃｏｏｔｏｙｔｍｌｎｅａｉｖ
ｓｔｖｏｔｅｐａａｔｒｆｔｅｍａｈｎｅ，ａｍｏｉｅｅｔｒｃｎｒｌｍｅｈｏｓｐｅｅｅｉｉｅｔｈｒｍｅｅｓｏｈｃｉｄｆｄｖｃｏｏｔｏｔｄｗａｒｓｎｔｄ．Ｉｒｒｔｖｒｉｎｏｄｅｏｏｅ — ｅｌｈｎｕｅｃｆｔｅｖｒａｉｎｏｈａａｔｒｏｈｅＰＭＳｖｃｏｏｔｏｙｔｍ，ｆｕｉｋｇｏｙｏｎｅｔｅｉｆｎｅｏｈａｉｔｆｔｅｐｒｍｅｅｎｔｌｏＭｅｔｒｃｎｒｌｓｓｅｌｘｌｎａｅｇｔｂｔｅｍｏｆｅｔｔｒｆｘｌｋａｅｏｓｒｅｓｕｓｄｔｏｕｉｇｔｅｏｐｉｏｔｇｎｔａｆｔｅｆｘｄｉｈｄｉｄｓａｏｕｉｇｂｅｖｒｗａｅｏｃｍｐｔｎｈｅｄｃｕｌｉｌｎｎｇｖｌｅｉｓｅｄｏｈｅｎ— ａｉ
ａｄｔｏｔｏｌｒｆｒｃｒｎｒｏｏｅｓｔｏｓａｐｉｄｉｈｅｃｎｒｌｓｓｅｎｈｅＰＩｃｎｒｌｏｕｒｅｔｅｒｒｃｍｐｎａｉｎｗａｐｌｅｎｔｏｔｏｙｔｍ．Ｔｈｉｌｔｏｅｕｔｅｅｓｍｕａｉｎｒｓｌｓｓｗｈｔｔｄｆｅｅｔｒｃｎｒｌｍｅｈｄｃｎｉｒｖｈｆｅｔｏｈｅｏｐｌｎｈｏｔａｈｅｍｏｉｄｖｃｏｏｔｏｔｏａｍｐｏｅｔｅｅｆｃｆｔｅｄｃｕｉｇ，ｅｈｎｅｔｅｕａｅｉｎａｃｈｅｒｇｌｔｃｐｂｌｙａｄｔｅｒｂｔｓｏｔｅａａｔｒｆｔｅｓｓｅ，ｔｅｃｒｅｔｅｓｎｖｌｉｙｆｔｅｃｎｒｌａａｉｔｎｈｏｕｓｎｅｓｔｈｐｒｍｅｅｓｏｈｙｔｍｉｈｏｒｃｎｓａｄａｉｔｏｈｏｔｏｄ

基于磁链观测器的PMSM反馈解耦矢量控制系统

基于磁链观测器的PMSM反馈解耦矢量控制系统李景灿;廖勇【期刊名称】《微电机》【年(卷),期】2011(044)007【摘要】针对传统矢量控制系统对电机参数依赖性较大的特点,对传统反馈解耦的矢量控制方法进行了改进.在电压解耦的矢量控制系统中,利用磁链观测获得的电机磁链实时计算解耦电压,并在解耦结构中增加电流误差修正的PI控制,以克服由于电机参数变化对PMSM矢量控制系统的影响.仿真结果表明,改进的矢量控制方法能提高系统的解耦效果,增强系统的调节能力以及对电机参数变化的鲁棒性,证明了控制方法的正确性和有效性.%For the traditional vector controlled permanent magnet synchronous motor ( PMSM ) system is sensitive to the parameters of the machine, a modified vector control method was presented. In order to overcome the influence of the variation of the parameter on the PMSM vector control system, flux linkage got by the modified stator flux linkage observer was used to computing the decoupling voltage instead of the fixed inductance and the flux linkage excited by the PM in the air-gap used in the traditional vector control system, and the PI controller for current error compensation was applied in the control system. The simulation results show that the modified vector control method can improve the effect of the decoupling, enhance the regulate capability and the robustness to the parameters of the system, the correctness and validity of the control method is proved.【总页数】5页(P55-58,75)【作者】李景灿;廖勇【作者单位】重庆大学输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室,重庆400044;重庆大学输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室,重庆400044【正文语种】中文【中图分类】TM351;TM341【相关文献】1.基于内模电流解耦的PMSM矢量控制研究 [J], 杨亮亮;周云飞;赵江涛2.一种基于非线性正交反馈补偿磁链观测器的PMSM直接转矩控制研究 [J], 李世博3.力反馈手柄中PMSM矢量控制系统设计与验证 [J], 郭朝帽;李文新;魏志明4.基于内模解耦的IPMSM矢量控制仿真研究 [J], 范娟娟;骆光照;闫要岗;邓炎弢5.基于改进型磁链观测器的TSMC-PMSM无速度传感器矢量控制系统研究 [J], 宋卫章;钟彦儒;王孝龙;汪丽娟因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

基于磁链观测的永磁同步电机无位置传感器控制

基于磁链观测的永磁同步电机无位置传感器控制摘要：本文从同步旋转坐标系的电机模型出发，推导了永磁同步电机定子磁链计算方法，应用一种速度自适应积分器，从理论上消除了积分器的直流偏置和初始相位问题。

搭建了基于磁链观测器的无位置传感器控制系统模型，分别对磁链观测器的磁链观测、速度和转子位置估算、动态和负载突变过程进行仿真分析，验证了该磁链观测器算法的可行性。

搭建了基于RT-LAB的控制系统实验平台，分别对启动过程、磁链观测以及速度和位置估算进行了实验验证，验证了磁链观测算法的正确性。

仿真和实验结果表明：该磁链观测器能够快速、准确地跟随电机转子的位置和速度，系统响应快、鲁棒性强。

关键字：永磁同步电机；磁链观测器；无位置传感器；RT-LAB引言永磁同步电机因其具备高效率、高精度、结构简单、转动惯量低等特点，近年来在电动汽车、航空航天、工业自动控制领域获得了广泛应用。

但是，电机机械传感器限制了永磁同步电机在高性能场合的应用，因此永磁同步电机无位置传感器控制技术成为研究重点。

电机无位置传感器控制系统是指利用电机绕组中的相关电信号，结合永磁同步电机数学模型，应用合适算法来估算转子的位置和转速，从而代替机械传感器来实现电机的控制。

本文应用磁链观测器来估算PMSM速度和转子位置，同时采用速度自适应环节来补偿纯积分环节的直流漂移和相位延迟，给出了基于磁链观测器的PMSM无位置传感器矢量控制系统，分别对磁链观测器的磁链观测、速度和转子位置估算、动态和负载突变过程进行仿真分析，验证了该磁链观测器的可行性；搭建基于RT-LAB的PMSM无位置传感器控制系统的平台，分别对启动、磁链观测、位置和转子速度估算进行了实验研究，验证了该磁链观测器的正确性。

1永磁同步电机磁链观测器1.1磁链观测器在同步旋转dq0坐标系下，PMSM数学模型的电压表达式为：1.2转子位置估算误差的补偿为了解决纯积分环节引入的问题，常用的方法是用一阶低通滤波器来替换纯积分环节。

基于磁链观测器的PMSM反馈解耦矢量控制系统

滤波磁链观测器基础上，交换了低通滤波环节与补
偿环节的顺序，提高了在较宽速度运行范围内对电
机定子磁链观测的准确性，有效地解决了传统磁链
观测器存在的直流漂移、测量干扰及电机在低速运
行时磁链观测不准等问题。
通过磁链观测得到的 αβ 轴磁链利用坐标变换转
换到 dq 轴系的磁链 ψd、ψq。在解耦算法中直接使用该值代替原来的给定，实时修正解耦项的大小，保
·56 ·
44 卷
耦合电压不能被完全补偿，将会导致系统性能降低。永磁同步电机的电感参数由于永磁磁场的影响，
实际上难以准确测量，而且由于饱和等因素的影响，电机的电感以及永磁体产生的磁链等参数会随运行点的变化而变化［6］。为了克服系统受电动机参数变化影响较大的缺点，本文在传统反馈解耦矢量控制系统基础上，提出一种改进的矢量控制方法，根据可测量的参数值推算解耦电压，通过实时修正解耦参数，使解耦电压的计算符合当前的电机运行状态，实现交叉耦合的完全解耦，降低参数敏感对控制性能的影响。解耦结构中还增加电流误差修正的 PI 控制，提高系统对电机参数变化的鲁棒性和控制精度。最后通过仿真验证了方法的有效性。
电压源驱动的矢量控制系统中，常用的电压解
耦方法有反馈解耦和前馈解耦两种［3－ 5］。反馈解耦是将电机的 d、q 轴电流的反馈量用于计算电机的交叉耦合电压，并将其引入电机控制电压端进行叠加补偿，实现电机的 d、q 轴电压解耦控制。反馈解耦控制是动态解耦控制，理论上能对交叉耦合电压项实时进行解耦，使定子电流的转矩电流分量和励磁电流分量分别受其自身电压的控制。前馈解耦则是利用 d、q 轴电流的给定计算交叉解耦电压，是稳态解耦控制。他们都是利用 d、q 轴电流 id、iq，根据电机参数经解耦电路获得电压指令值来实现电压解耦，对电机参数的依赖性较大。但是由于电机参数在电机运行中的变化，当电机模型所使用的电机参数不精确或因运行点变化导致电机参数发生变化时，

《2024年永磁同步电机的矢量控制系统》范文

《永磁同步电机的矢量控制系统》篇一一、引言随着电力电子技术的飞速发展，永磁同步电机（PMSM）在工业、交通、能源等领域得到了广泛应用。

为了实现PMSM的高效、稳定运行，其控制系统的设计显得尤为重要。

其中，矢量控制系统以其高精度、高动态性能的特点，成为了PMSM控制系统的主流方案。

本文将详细介绍永磁同步电机的矢量控制系统，分析其原理、设计及实施过程，并探讨其在实际应用中的优势与挑战。

二、永磁同步电机矢量控制系统的原理永磁同步电机矢量控制系统是一种基于磁场定向控制的电机驱动技术。

它通过精确控制电机的电流分量，实现对电机转矩的精确控制。

该系统主要由控制器、驱动器、逆变器等部分组成。

其中，控制器负责根据电机的运行状态和目标值，计算出所需的电流分量；驱动器则将控制器的输出信号转换为适合逆变器工作的驱动信号；逆变器则根据驱动信号，将直流电源转换为交流电源，驱动电机运行。

三、永磁同步电机矢量控制系统的设计1. 控制器设计：控制器是矢量控制系统的核心部分，其性能直接影响到整个系统的控制效果。

控制器设计主要包括参数计算和算法实现两部分。

参数计算需要根据电机的实际运行状态和目标值，计算出所需的电流分量。

算法实现则需要采用先进的控制算法，如空间矢量脉宽调制（SVPWM）等，以实现对电机的高效、精确控制。

2. 驱动器设计：驱动器负责将控制器的输出信号转换为适合逆变器工作的驱动信号。

在设计过程中，需要考虑到驱动器的响应速度、抗干扰能力等因素，以确保系统稳定、可靠地运行。

3. 逆变器设计：逆变器是矢量控制系统的执行部分，其性能直接影响到电机的运行效果。

逆变器设计需要考虑电压、电流等参数的匹配问题，以及降低损耗、提高效率等因素。

同时，为了实现电机的高效、精确控制，还需要采用合适的拓扑结构和调制策略。

四、永磁同步电机矢量控制系统的实施过程1. 参数辨识：首先需要对电机进行参数辨识，包括电机的电阻、电感、永磁体磁链等参数。

这些参数对于后续的控制器设计和算法实现至关重要。