Sliding Mode Flow Rate Observer Design
考虑滑模抖振的永磁同步电机模糊超螺旋滑模观测器
考虑滑模抖振的永磁同步电机模糊超螺旋滑模观测器陶彩霞; 赵凯旋; 牛青【期刊名称】《《电力系统保护与控制》》【年(卷),期】2019(047)023【总页数】8页(P11-18)【关键词】永磁同步电机; 滑模结构; 模糊控制器; 超螺旋控制算法; 模糊超螺旋观测器【作者】陶彩霞; 赵凯旋; 牛青【作者单位】兰州交通大学自动化与电气工程学院甘肃兰州 730070; 光电技术与智能控制教育部重点实验室(兰州交通大学) 甘肃兰州 730070; 河南理工大学电气学院河南焦作 454000【正文语种】中文永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM)因为其具备结构简单、功率因数高、损耗小等优点在工业生产中得到广泛的应用[1-2]。
目前,工程中通常采用传感器获取电机转子转速及位置,但这既增大了系统的体积与成本,又降低了系统的可靠性。
滑模观测器(Sliding Mode Observer, SMO)由于自身对扰动与参数不敏感、响应速度快等优点被广泛用于无位置传感器永磁同步电机转子位置以及转速估测中[3]。
但也正是滑模控制结构特点在带来强鲁棒性的同时,也造成了系统抖振,从而阻碍了其在实际工程中的应用。
文献[4]采用神经网络估计策略,以获取滑模增益,此方案虽能削弱抖振,但设计的变量参数多,令系统变得复杂。
文献[5]利用改进型趋近律来降低滑模控制导致的系统抖振,虽然在一定情况下达到了目的,但是控制偏差变化为零时,滑模增益也为零,对控制系统不利。
文献[6]将变结构控制思想和直接转矩控制理论相结合,使得系统动态性响应更快,鲁棒性大大加强,但是这导致变结构切换增益变大,系统抖振问题依然存在。
文献[7-8]在直接转矩控制中引入指数趋近律,此方法增强了系统的稳定性,缺点在于指数趋近律的滑模运动状态使系统在趋近原点时,是趋于原点周围的一个振动,而不是趋向于原点,增加了系统的负担。
基于高阶快速终端滑模扰动观测器的永磁同步电机机械参数辨识
2020年12月电工技术学报Vol.35 Sup. 2 第35卷增刊2 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Dec. 2020 DOI:10.19595/ki.1000-6753.tces.191488基于高阶快速终端滑模扰动观测器的永磁同步电机机械参数辨识梁戈黄守道李梦迪吴轩(湖南大学电气与信息工程学院长沙 410082)摘要针对内置式永磁同步电机机械参数辨识过程中误差大、收敛慢的问题,提出一种基于高阶快速终端滑模扰动观测器的参数辨识方法。
该方法通过建立系统实时扰动模型,并结合简单的电机加减速法,可实现对电机摩擦系数B和转动惯量J的在线辨识;在准确辨识出B、J后,借助观测器平滑的扰动输出值进行在线辨识外部负载转矩,可以达到很好的转矩脉动抑制效果。
最后通过dSPACE实验平台验证了基于高阶快速终端滑模扰动观测器的机械参数辨识策略的有效性。
关键词:参数辨识高清快速终端滑模观测器内置式永磁同步电机转矩脉动中图分类号:TM341A High-Order Fast Terminal Sliding-Mode Disturbance ObserverBased on Mechanical Parameter Identification for PMSMLiang Ge Huang Shoudao Li Mengdi Wu Xuan(College of Electrical and Information Engineering Hunan University Changsha 410082 China)Abstract With regard to the problem of large error and slow convergence in the process of mechanical parameter identification for interior permanent magnet synchronous machine (IPMSM), an identification method based on high-order fast terminal sliding-mode(HOFTSM) disturbance observer is proposed. Combined with a simple algorithm, the mechanical parameters including the moment of inertia B and the viscous damping coefficient J can be extracted from the disturbance model in real-time. After accurately identifying the B and J, the smoothed disturbance output of the observer which shows advantages in chattering suppression can be directly used to estimate the external load torque. Finally, the effectiveness of the HOFTSM disturbance observer is verified by the dSPACE experimental platform.Keywords:Parameter identification, high-order fast terminal, sliding-mode observer, interior permanent magnet synchronous motor(IPMSM), torque ripple0引言内置式永磁同步电机(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor,IPMSM)因具有高功率密度、高功率因数、强过载能力等优点而广泛应用于电动汽车驱动、数控系统、机器人等领域。
永磁同步电机旋转坐标系滑模观测器设计研究
永磁同步电机旋转坐标系滑模观测器设计研究刘彦呈;任俊杰;王宁;刘厶源【摘要】针对内置式永磁同步电动机在螺旋桨重载工况下,两相静止坐标系滑模观测器中扩展反电动势幅值大小易受螺旋桨负载影响的问题,在两相旋转坐标系下设计一种新型滑模观测器用以实现内置式永磁电动机转速及转子位置观测。
采用李雅普诺夫稳定性理论对所设计的滑模观测器进行了稳定性分析,得出电动机转速估算表达式,避免了扩展反电动势的观测。
对所提出的永磁同步电动机无速度传感器控制策略进行仿真分析和试验研究,结果表明设计的滑模观测器能够准确实现永磁电动机的转速估算,系统具有良好的动态响应性能,验证了该控制策略的有效性与可行性。
%Aiming at the problem that the magnitude of extended electromotive force ( EMF) is affected by the propeller load condition when the sliding mode observer ( SMO) is designed in the stationary refer-ence frame for a interior permanent magnet synchronous motor ( IPMSM) , a novel SMO for IPMSM speed and rotor position detection was designed in the synchronous rotating frame. Using Lyapunov stability the-ory, the stability of the SMO was analyzed and the calculation of the rotor speed was deduced, avoiding observer of the extended EMF. Simulation and experimental results show that the SMO can accurately get the rotor estimation speed, the system is featured by fast dynamic response,and the reliability and validity are verified by simulation and experimental results.【期刊名称】《电机与控制学报》【年(卷),期】2015(000)007【总页数】9页(P36-44)【关键词】内置式永磁推进电动机;同步旋转坐标系;滑模观测器;无速度传感器控制;李雅普诺夫稳定性【作者】刘彦呈;任俊杰;王宁;刘厶源【作者单位】大连海事大学轮机工程学院,辽宁大连116026;大连海事大学轮机工程学院,辽宁大连116026;大连海事大学轮机工程学院,辽宁大连116026;大连海事大学轮机工程学院,辽宁大连116026【正文语种】中文【中图分类】TM351任俊杰(1984—),男,博士研究生,研究方向为船舶电力推进永磁电动机运动控制技术;王宁(1983—),男,博士,副教授,硕士生导师,研究方向为电力传动及其自动化等;刘厶源(1990—),男,硕士研究生,研究方向为电动机运动控制及参数辨识。
基于快速终端滑模状态观测器的车轮滑移率跟踪控制
基于快速终端滑模状态观测器的车轮滑移率跟踪控制作者:张家旭施正堂赵健来源:《湖南大学学报·自然科学版》2020年第06期摘要:針对自动驾驶电动汽车对车轮滑移率跟踪控制的需求,提出一种基于快速终端滑模状态观测器的全状态反馈车轮滑移率跟踪控制器. 首先,以车轮制动力矩导数为控制输入,建立车轮滑移率跟踪控制模型,避免车轮滑移率跟踪控制器设计过程中引入不连续项对系统稳定性和控制性能的影响. 随后,利用有限时间稳定和快速终端滑模控制理论设计具有有限时间收敛特性的快速终端滑模状态观测器,实时观测未知的系统状态信息. 以此为基础,采用模块化思想独立设计快速终端滑模跟踪控制律,实现车轮滑移率的连续、快速的跟踪控制. 最后,结合车辆动力学仿真软件建立模型在环测试系统,仿真验证本文提出的车轮滑移率跟踪控制器的可行性和有效性.关键词:控制工程;汽车工程;快速终端滑模状态观测器;车轮滑移率跟踪控制;快速终端滑模控制;有限时间稳定Abstract:Aiming at the requirement of wheel slip tracking control for automatic driving electric vehicle , this paper presents a full-state feedback wheel slip tracking controller based on fast terminal sliding mode state observer. Firstly, a wheel slip rate tracking control model taking the derivative of wheel braking moment as an input is established to avoid the effect of the discontinuity term in the input on the system stability and performance. Secondly, a fast terminal sliding mode state observer with the characteristic of finite time convergence is designed based on finite time stability and fast terminal sliding mode control theory in order to observe the unknown state information of the system in real time. Based on the estimation of the unknown state information of the system, a fast terminal sliding mode tracking control law is designed independently to realize the continuous and fast tracking control of wheel slip. Finally, a model-in-the-loop test system is built using vehicle dynamics simulation software to verify the feasibility and validity of the proposed wheel slip tracking controller.Key words:control engineering;vehicle engineering;fast terminal sliding mode state observer;wheel slip tracking control;fast terminal sliding mode control;finite-time stability连续、快速的车轮滑移率跟踪控制是电动汽车实现自动驾驶控制技术的基础,现已得到众多学者和汽车厂商的广泛关注. 由于汽车在制动过程中呈现出动态非线性、参数不确定性等特点,给连续、快速的车轮滑移率跟踪控制器的设计带来了很大的挑战. 针对这一挑战,众多学者采用鲁棒控制方法设计车轮滑移率跟踪控制器.文献[1]将车速信息作为调度参数,采用李雅普诺夫稳定性理论和频域分析法设计了增益调度的车轮滑移率跟踪控制器. 文献[2]将1/4汽车动力学模型作为控制模型,采用非线性鲁棒控制方法设计了对参数不确定性和外界干扰具有强鲁棒性的车轮滑移率跟踪控制器. 文献[3]利用径向基神经网络对系统复合干扰的无限逼近能力,设计了车轮滑移率跟踪前馈控制律,并采用鲁棒预测控制方法设计了车轮滑移率跟踪反馈控制律,车轮滑移率跟踪前馈和反馈控制律的有机结合,可以有效抑制系统复合干扰对系统稳定性和控制性能的影响. 文献[4]采用最优预测控制方法设计了车轮滑移率跟踪控制器,并采用李雅普诺夫稳定性理论证明了所设计的车轮滑移率跟踪闭环系统对模型不确定性具有强鲁棒性. 文献[5]充分考虑电动汽车制动系统的动态响应特性和机械约束,采用模型预测控制方法设计了车轮滑移跟踪控制器. 文献[6]针对装配传统液压制动系统的汽车,分别建立增压、保压和减压控制模型,并采用Filippov意义下的李雅普诺夫稳定性理论设计了切换控制规则,实现了目标车轮滑移率的稳定跟踪控制. 文献[7]设计了液压制动系统的增压、保压和减压的模糊逻辑控制规则,实现了目标车轮滑移率的稳定跟踪控制.除了上述鲁棒控制方法,滑模控制方法因具有较强的鲁棒性、较高的计算效率等优点,广泛应用于车轮滑移率跟踪控制器的设计. 文献[8-9]采用车轮滑移率跟踪偏差作为滑模面,设计了车轮滑移率跟踪滑模控制器. 由于文献[8-9]在车轮滑移率跟踪滑模控制器中引入符号函数项来抑制系统复合干扰对系统稳定性和控制性能的影响,导致滑模面上的系统轨迹存在“抖振”现象. 为了抑制文献[8-9]提出的车轮滑移率跟踪滑模控制器存在的“抖振”现象,文献[10-11]将车轮滑移率跟踪偏差与其积分的和作为滑模面,设计了车轮滑移率跟踪积分滑模控制器. 文献[12]基于自适应反馈递归滑模控制方法设计了车轮滑移率跟踪控制律,并采用径向基神经网络干扰观测器在线估计和补偿系统的复合干扰,从而有效避免了滑模控制方法产生的“抖振”现象. 文献[13]采用二阶滑模控制方法设计了无“抖振”现象的车轮滑移率跟踪控制律,但是二阶滑模控制方法需要滑模面的导数作为反馈量. 文献[14]基于自适应滑模控制方法设计了车轮滑移率跟踪指数趋近控制器,并且采用函数型连接小波神经网络干扰观测器估计和补偿系统复合干扰,从而有效地避免了自适应滑模控制方法产生的“抖振”现象. 文献[15]充分考虑了制动系统的时延特性,结合反馈线性化方法和自适应滑模控制方法设计了抗时延的车轮滑移率跟踪控制器. 文献[16]采用自适应积分滑模控制方法设计了对扰动具有强鲁棒性的车轮滑移率跟踪控制器,并通过参数自适应律来提高系统对路面附着条件的适应能力. 上述基于滑模控制方法的车轮滑移率跟踪控制器需要系统的全部状态信息作为反馈量. 因此,对于难以采用传感器直接测量的状态信息,需要设计状态观测器对其进行实时观测.滑模状态观测器因对参数不确定性具有不敏感性,广泛应用于状态信息的实时估计. 文献[17]采用滑模状态观测器实时观测永磁同步电机的转速信息,并以此为基础实现了永磁同步电机的无传感器矢量控制. 文献[18]采用滑模观测器实时观测船用永磁推进电机的位置信息,并通过李雅普诺夫稳定理论给出了滑模观测器参数的选择依据. 文献[19]采用滑模观测器实时观测航天器的角速度信息,并以此为基础实现了航天器姿态容错控制. 上述滑模观测器的误差均是渐近收敛到零或一致最终有界的,难于实现滑模观测器与控制器的模块化设计.鉴于此,本文基于有限时间稳定和快速终端滑模控制理论设计具有有限时间收敛特性的快速终端滑模状态观测器,该观测器采用已知的车轮滑移率跟踪误差信息,实时观测未知的车轮滑移率跟踪误差一阶导数信息,为全状态反馈车轮滑移率跟踪控制律的设计奠定基础. 随后,以快速终端滑模状态观测器的观测信息为基础,采用模块化思想独立设计快速终端滑模跟踪控制律,使车轮滑移率跟踪闭环系统可以快速、准确地跟踪目标滑移率. 最后,结合车辆动力学仿真软件建立模型在环测试系统,仿真验证本文提出的车轮滑移率跟踪控制器的可行性和有效性.1 数学模型建立简洁、高效的数学模型是控制系统设计的基础,假设汽车行驶路面平坦,并且忽略汽车悬架动态、轮胎滚动阻力和空气阻力等因素,基于Burckhardt轮胎模型建立如图1所示的车轮滑移率动态模型作为车轮滑移率跟踪控制器设计的基础.假設车轮目标滑移率为λd,定义系统状态向量和控制变量分别为x = [x1,x2]T = [λ - λd,[x] 1]T和u=[T] b,则由式(6)可得车轮滑移率跟踪控制模型为:2 快速终端滑模状态观测器设计基于已知的车轮滑移率跟踪误差信息,设计快速终端滑模状态观测器,实时观测未知的车轮滑移率跟踪误差一阶导数信息,为后续全状态反馈控制律设计奠定基础.由设计参数0<α1<1和β1>1可知,当系统状态 x1的观测误差|e1|>1时,式(15)右端的第二项起主导作用,驱动系统状态x1的观测误差在有限时间内收敛到|e1|=1;当系统状态x1的观测误差|e1| < 1时,式(16)右端的第一项起主导作用,驱动系统状态 x1的观测误差在有限时间内收敛到零. 同时,由比较引理可知[21],系统状态 x1的观测误差收敛到零所需的时间满足:由设计参数0<α2<1和β2>1可知,当系统状态 x2的观测误差|e2|>1时,式(21)右端的第二项起主导作用,驱动系统状态x2的观测误差在有限时间内收敛到 |e2|=1;当系统状态x2的观测误差|e2|≤1时,式(21)右端的第一项起主导作用,驱动系统状态x2的观测误差在有限时间内收敛到零. 同时,由比较引理可知[21],系统状态x2的观测误差收敛到零所需的时间满足:3 快速终端滑模跟踪控制律设计由于第2节设计的快速终端滑模状态观测器可使系统的状态观测误差在有限时间内收敛到零,所以可以基于模块化设计思想独立设计系统状态观测器和控制律. 基于此,式(7)描述的系统控制模型可以重写为:4 仿真分析本节基于车辆动力学仿真软件CarSim建立车轮滑移率跟踪控制器的模型在环测试系统,并通过干沥青路面下的阶跃递增信号仿真工况、冰雪路面下的斜坡信号仿真工况和干沥青路面下的双移线避障仿真工况验证本文提出的车轮滑移率跟踪控制器的可行性和有效性. 在干沥青路面下的阶跃递增信号仿真工况和冰雪路面下的斜坡信号仿真工况中,以左前轮仿真结果为例,在鲁棒稳定性、控制精度、控制平顺性等方面对比分析本文提出的车轮滑移率跟踪控制器与基于传统滑模控制方法设计的车轮滑移率跟踪控制器;在干沥青路面下的双移线避障仿真工况中,综合分析本文提出的车轮滑移率跟踪控制器在汽车极限行驶状态下对随机目标车轮滑移率的跟踪能力. 本文提出的车轮滑移率跟踪控制器参数如表1所示.4.1 阶跃递增信号仿真工况阶跃递增信号仿真工况的初始车速设置为33.34 m/s,方向盘转角设置为零,阶跃递增信号的初始幅值、递增量和目标幅值分别设置为0、0.02和0.1. 仿真结果如图2所示.由图2(a)(b)可知,本文提出的快速终端滑模状态观测器可以有效地平滑系统的状态量x1,且可以无噪声、准确地观测系统的状态量x2,为本文提出的快速终端滑模跟踪控制律实现全状态反馈奠定基础. 如图2(c)~2(e)可知,传统滑模控制方法和本文提出的方法均可以稳定地跟踪目标车轮滑移率,并且对未建模动态和参数摄动具有强鲁棒性,但是本文方法对目标车轮滑移率的动态响应速度更快、跟踪精度更高. 由图2(f)(g)可知,传统滑模控制方法的车轮制动力矩存在“抖振”现象,而本文方法的车轮制动力矩更加平滑. 因此,本文提出方法的轮胎-地面附着系数在目标车轮滑移率稳态阶段的波动范围更小,制动过程更加平顺. 综上所述,相对于传统滑模控制方法,本文提出的方法具有更快的动态响应速度、更高的跟踪精度以及更好的控制平顺性.4.2 斜坡信号仿真工况斜坡信号仿真工况的初始车速设置为33.34 m/s,方向盘转角设置为零,6个斜坡信号的幅值和变化速率分别设置为[0.05,0.07]、[0.05,-0.07]、[0.08,0.12]、[0.08,-0.12]、[0.02,0.03]和[0.02,-0.03]. 仿真结果如图3所示.由图3(a)(b)可知,本文提出的快速终端滑模状态观测器可以有效地平滑系统的状态量x1,且可以无噪声、准确地观测系统的状态量x2,为本文提出的快速终端滑模跟踪控制律实现全状态反馈奠定基础. 由图3(c)~3(e)可知,传统滑模控制方法和本文提出的方法均可以稳定地跟踪不同变化速率和幅值的目标车轮滑移率,并且对未建模动态和参数摄动具有强鲁棒性,但是本文提出的方法对目标车轮滑移率的动态响应速度更快、跟踪精度更高. 由图3(f)(g)可知,传统滑模控制方法的车轮制动力矩在其峰值附近存在较大幅值的“抖振”现象,易导致制动执行机构频繁动作,而本文提出的方法可以有效地抑制“抖振”现象,使得车轮制动力矩在斜坡信号仿真工况过程中均保持平滑状态. 因此,本文方法的轮胎-地面附着系数的波动范围更小,制动过程更加平顺. 综上所述,相对于传统滑模控制方法,本文提出的方法具有更快的动态响应速度、更高的跟踪精度以及更好的控制平顺性.滑模状态观测器因对参数不确定性具有不敏感性,广泛应用于状态信息的实时估计. 文献[17]采用滑模状态观测器实时观测永磁同步电机的转速信息,并以此为基础实现了永磁同步电机的无传感器矢量控制. 文献[18]采用滑模观测器实时观测船用永磁推进电机的位置信息,并通过李雅普诺夫稳定理论给出了滑模观测器参数的选择依据. 文献[19]采用滑模观测器实时观测航天器的角速度信息,并以此为基础实现了航天器姿态容错控制. 上述滑模观测器的误差均是渐近收敛到零或一致最终有界的,难于实现滑模观测器与控制器的模块化设计.鉴于此,本文基于有限时间稳定和快速终端滑模控制理论设计具有有限时间收敛特性的快速终端滑模状态观测器,该观测器采用已知的车轮滑移率跟踪误差信息,实时观测未知的车轮滑移率跟踪误差一阶导数信息,为全状态反馈车轮滑移率跟踪控制律的设计奠定基础. 随后,以快速终端滑模状态观测器的观测信息为基础,采用模块化思想独立设计快速终端滑模跟踪控制律,使车轮滑移率跟踪闭环系统可以快速、准确地跟踪目标滑移率. 最后,结合车辆动力学仿真软件建立模型在环测试系统,仿真验证本文提出的车轮滑移率跟踪控制器的可行性和有效性.1 数学模型建立简洁、高效的数学模型是控制系统设计的基础,假设汽车行驶路面平坦,并且忽略汽车悬架动态、轮胎滚动阻力和空气阻力等因素,基于Burckhardt轮胎模型建立如图1所示的车轮滑移率动态模型作为车轮滑移率跟踪控制器设计的基础.假设车轮目标滑移率为λd,定义系统状态向量和控制变量分别为x = [x1,x2]T = [λ - λd,[x] 1]T和u=[T] b,则由式(6)可得车轮滑移率跟踪控制模型为:2 快速终端滑模状态观测器设计基于已知的车轮滑移率跟踪误差信息,设计快速终端滑模状态观测器,实时观测未知的车轮滑移率跟踪误差一阶导数信息,为后续全状态反馈控制律设计奠定基础.由设计参数0<α1<1和β1>1可知,当系统状态 x1的观测误差|e1|>1时,式(15)右端的第二项起主导作用,驱动系统状态x1的观测误差在有限时间内收敛到|e1|=1;当系统状态x1的观测误差|e1| < 1时,式(16)右端的第一项起主导作用,驱动系统状态 x1的观测误差在有限时间内收敛到零. 同时,由比较引理可知[21],系统状态 x1的观测误差收敛到零所需的时间满足:由设计参数0<α2<1和β2>1可知,当系统状态 x2的观测误差|e2|>1时,式(21)右端的第二项起主导作用,驱动系统状态x2的观测误差在有限时间内收敛到 |e2|=1;当系统状态x2的观测误差|e2|≤1时,式(21)右端的第一项起主导作用,驱动系统状态x2的观测误差在有限时间内收敛到零. 同时,由比较引理可知[21],系统状态x2的观测误差收敛到零所需的时间满足:3 快速终端滑模跟踪控制律设计由于第2节设计的快速终端滑模状态观测器可使系统的状态观测误差在有限时间内收敛到零,所以可以基于模块化设计思想独立设计系统状态观测器和控制律. 基于此,式(7)描述的系统控制模型可以重写为:4 仿真分析本节基于车辆动力学仿真软件CarSim建立车轮滑移率跟踪控制器的模型在环测试系统,并通过干沥青路面下的阶跃递增信号仿真工况、冰雪路面下的斜坡信号仿真工况和干沥青路面下的双移线避障仿真工况验证本文提出的车轮滑移率跟踪控制器的可行性和有效性. 在干沥青路面下的阶跃递增信号仿真工况和冰雪路面下的斜坡信号仿真工况中,以左前轮仿真结果为例,在鲁棒稳定性、控制精度、控制平顺性等方面对比分析本文提出的车轮滑移率跟踪控制器与基于传统滑模控制方法设计的车轮滑移率跟踪控制器;在干沥青路面下的双移线避障仿真工况中,综合分析本文提出的车轮滑移率跟踪控制器在汽车极限行驶状态下对随机目标车轮滑移率的跟踪能力. 本文提出的车轮滑移率跟踪控制器参数如表1所示.4.1 階跃递增信号仿真工况阶跃递增信号仿真工况的初始车速设置为33.34 m/s,方向盘转角设置为零,阶跃递增信号的初始幅值、递增量和目标幅值分别设置为0、0.02和0.1. 仿真结果如图2所示.由图2(a)(b)可知,本文提出的快速终端滑模状态观测器可以有效地平滑系统的状态量x1,且可以无噪声、准确地观测系统的状态量x2,为本文提出的快速终端滑模跟踪控制律实现全状态反馈奠定基础. 如图2(c)~2(e)可知,传统滑模控制方法和本文提出的方法均可以稳定地跟踪目标车轮滑移率,并且对未建模动态和参数摄动具有强鲁棒性,但是本文方法对目标车轮滑移率的动态响应速度更快、跟踪精度更高. 由图2(f)(g)可知,传统滑模控制方法的车轮制动力矩存在“抖振”现象,而本文方法的车轮制动力矩更加平滑. 因此,本文提出方法的轮胎-地面附着系数在目标车轮滑移率稳态阶段的波动范围更小,制动过程更加平顺. 综上所述,相对于传统滑模控制方法,本文提出的方法具有更快的动态响应速度、更高的跟踪精度以及更好的控制平顺性.4.2 斜坡信号仿真工况斜坡信号仿真工况的初始车速设置为33.34 m/s,方向盘转角设置为零,6个斜坡信号的幅值和变化速率分别设置为[0.05,0.07]、[0.05,-0.07]、[0.08,0.12]、[0.08,-0.12]、[0.02,0.03]和[0.02,-0.03]. 仿真结果如图3所示.由图3(a)(b)可知,本文提出的快速终端滑模状态观测器可以有效地平滑系统的状态量x1,且可以无噪声、准确地观测系统的状态量x2,为本文提出的快速终端滑模跟踪控制律实现全状态反馈奠定基础. 由图3(c)~3(e)可知,传统滑模控制方法和本文提出的方法均可以稳定地跟踪不同变化速率和幅值的目标车轮滑移率,并且对未建模动态和参数摄动具有强鲁棒性,但是本文提出的方法对目标车轮滑移率的动态响应速度更快、跟踪精度更高. 由图3(f)(g)可知,传统滑模控制方法的车轮制动力矩在其峰值附近存在较大幅值的“抖振”现象,易导致制动执行机构频繁动作,而本文提出的方法可以有效地抑制“抖振”现象,使得车轮制动力矩在斜坡信号仿真工况过程中均保持平滑状态. 因此,本文方法的轮胎-地面附着系数的波动范围更小,制动过程更加平顺. 综上所述,相对于传统滑模控制方法,本文提出的方法具有更快的动态响应速度、更高的跟踪精度以及更好的控制平顺性.滑模状态观测器因对参数不确定性具有不敏感性,广泛应用于状态信息的实时估计. 文献[17]采用滑模状态观测器实时观测永磁同步电机的转速信息,并以此为基础实现了永磁同步电机的无传感器矢量控制. 文献[18]采用滑模观测器实时观测船用永磁推进电机的位置信息,并通过李雅普诺夫稳定理论给出了滑模观测器参数的选择依据. 文献[19]采用滑模观测器实时观测航天器的角速度信息,并以此为基础实现了航天器姿态容错控制. 上述滑模观测器的误差均是渐近收敛到零或一致最终有界的,难于实现滑模观测器与控制器的模块化设计.鉴于此,本文基于有限时间稳定和快速终端滑模控制理论设计具有有限时间收敛特性的快速终端滑模状态观测器,该观测器采用已知的车轮滑移率跟踪误差信息,实时观测未知的车轮滑移率跟踪误差一阶导数信息,为全状态反馈车轮滑移率跟踪控制律的设计奠定基础. 随后,以快速终端滑模状态观测器的观测信息为基础,采用模块化思想独立设计快速终端滑模跟踪控制律,使车轮滑移率跟踪闭环系统可以快速、准确地跟踪目标滑移率. 最后,结合车辆动力学仿真软件建立模型在环测试系统,仿真验证本文提出的车轮滑移率跟踪控制器的可行性和有效性.1 数学模型建立简洁、高效的数学模型是控制系统设计的基础,假设汽车行驶路面平坦,并且忽略汽车悬架动态、轮胎滚动阻力和空气阻力等因素,基于Burckhardt轮胎模型建立如图1所示的车轮滑移率动态模型作为车轮滑移率跟踪控制器设计的基础.假设车轮目标滑移率为λd,定义系统状态向量和控制变量分别为x = [x1,x2]T = [λ - λd,[x] 1]T和u=[T] b,则由式(6)可得车轮滑移率跟踪控制模型为:2 快速终端滑模状态观测器设计基于已知的车轮滑移率跟踪误差信息,设计快速终端滑模状态观测器,实时观测未知的车轮滑移率跟踪误差一阶导数信息,为后续全状态反馈控制律设计奠定基础.由设计参数0<α1<1和β1>1可知,当系统状态 x1的观测误差|e1|>1时,式(15)右端的第二项起主导作用,驱动系统状态x1的观测误差在有限时间内收敛到|e1|=1;当系统状态x1的观测误差|e1| < 1时,式(16)右端的第一项起主导作用,驱动系统状态 x1的观测误差在有限时间内收敛到零. 同时,由比较引理可知[21],系统状态 x1的观测误差收敛到零所需的时间满足:由设计参数0<α2<1和β2>1可知,当系统状态 x2的观测误差|e2|>1时,式(21)右端的第二项起主导作用,驱动系统状态x2的观测误差在有限时间内收敛到 |e2|=1;当系统状态x2的观测误差|e2|≤1时,式(21)右端的第一项起主导作用,驱动系统状态x2的观测误差在有限时间内收敛到零. 同时,由比较引理可知[21],系统状态x2的观测误差收敛到零所需的时间满足:3 快速终端滑模跟踪控制律设计由于第2节设计的快速终端滑模状态观测器可使系统的状态观测误差在有限时间内收敛到零,所以可以基于模块化设计思想独立设计系统状态观测器和控制律. 基于此,式(7)描述的系统控制模型可以重写为:4 仿真分析本节基于车辆动力学仿真软件CarSim建立车轮滑移率跟踪控制器的模型在环测试系统,并通过干沥青路面下的阶跃递增信号仿真工况、冰雪路面下的斜坡信號仿真工况和干沥青路面下的双移线避障仿真工况验证本文提出的车轮滑移率跟踪控制器的可行性和有效性. 在干沥青路面下的阶跃递增信号仿真工况和冰雪路面下的斜坡信号仿真工况中,以左前轮仿真结果为例,在鲁棒稳定性、控制精度、控制平顺性等方面对比分析本文提出的车轮滑移率跟踪控制器与基于传统滑模控制方法设计的车轮滑移率跟踪控制器;在干沥青路面下的双移线避障仿真工况中,综合分析本文提出的车轮滑移率跟踪控制器在汽车极限行驶状态下对随机目标车轮滑移率的跟踪能力. 本文提出的车轮滑移率跟踪控制器参数如表1所示.4.1 阶跃递增信号仿真工况阶跃递增信号仿真工况的初始车速设置为33.34 m/s,方向盘转角设置为零,阶跃递增信号的初始幅值、递增量和目标幅值分别设置为0、0.02和0.1. 仿真结果如图2所示.。
基于滑模观测器的高速磁浮无传感器控制
基于滑模观测器的高速磁浮无传感器控制1. 引言1.1 背景介绍磁悬浮技术是一种先进的无接触式控制技术,具有高精度、高速度和高稳定性的特点,被广泛应用于航空航天、高铁、精密仪器等领域。
传统磁浮系统中常使用传感器来获取系统状态信息,然而传感器存在成本高、易受环境干扰等缺点,限制了磁浮系统在复杂环境中的应用。
基于滑模观测器的高速磁悬浮无传感器控制技术通过引入滑模观测器,能够实现对系统状态的准确估计和控制,从而解决传统磁浮系统中传感器带来的问题。
该技术利用滑模控制理论中的滑模面来消除系统建模误差和外部干扰,实现高速磁悬浮系统的精确控制,提高系统的稳定性和性能。
本研究旨在探索基于滑模观测器的高速磁悬浮无传感器控制技术在实际系统中的应用,提高磁悬浮系统的性能和鲁棒性,为磁浮技术的发展和应用提供新的思路和方法。
通过对现有磁悬浮技术和滑模观测器原理的深入研究,将设计高速磁悬浮无传感器控制方案,并进行实验验证和性能分析,最终总结研究成果并展望未来的研究方向。
1.2 研究意义磁浮技术是一种高效、节能、低摩擦的新型技术,在现代工业生产中具有广泛的应用前景。
磁浮技术可以实现对物体的非接触稳定控制,大大提高了系统的可靠性和精度。
而高速磁浮无传感器控制是磁浮技术中的一个重要研究方向,其研究意义在于解决传统磁悬浮系统中传感器容易受到外界干扰和故障影响的问题,从而提高系统的稳定性和可靠性。
通过基于滑模观测器的高速磁浮无传感器控制,可以实现对磁浮系统的高速响应和精确控制,同时降低系统的成本和维护难度。
这项研究对于推动磁浮技术的发展,提高工业生产效率,减少能源消耗具有重要的意义。
深入研究高速磁浮无传感器控制技术,探索其在实际工程中的应用价值,将对促进磁浮技术的商业化和产业化,推动工业自动化和智能制造产生积极的影响。
【研究意义】1.3 研究目的研究目的是通过基于滑模观测器的高速磁浮无传感器控制技术,实现对磁浮系统的精准控制和高效运行。
基于滑模干扰观测器的机械臂终端滑模控制
第51卷第10期2020年10月中南大学学报(自然科学版)Journal of Central South University (Science and Technology)V ol.51No.10Oct.2020基于滑模干扰观测器的机械臂终端滑模控制韩俊庆,吴爱国,董娜(天津大学电气自动化与信息工程学院,天津,300072)摘要:针对多自由度机械臂在实现轨迹跟踪控制时过于依赖动力学模型和跟踪精度低等问题,提出一种将时延估计、终端滑模控制和滑模干扰观测器相结合的控制方法。
首先,使用时延估计方法对机械臂系统的模型信息和外部干扰等进行估计,使机械臂的动力学模型简化成一个局部模型;然后对这个局部模型设计非奇异准终端滑模控制器,以解决传统终端滑模中的奇异问题,提高控制精度;针对时延估计的误差,设计一种有限时间滑模干扰观测器,将时延误差看作外部干扰进行补偿,实现不依赖模型的高精度控制。
利用Lyapunov 理论证明系统的滑模变量和估计误差能在有限时间内收敛至0。
最后,以2-DOF 机械臂仿真模型和Denso VP6242串联机械臂为对象进行验证。
研究结果表明:该控制方法能够有效地提高控制精度,增强对干扰的鲁棒性。
关键词:机械臂;轨迹跟踪;时延估计;滑模干扰观测器;终端滑模控制;有限时间收敛中图分类号:TP241;TP273文献标志码:A开放科学(资源服务)标识码(OSID)文章编号:1672-7207(2020)10-2749-09Terminal sliding mode control for robotic manipulator based onsliding mode disturbance observerHAN Junqing,WU Aiguo,DONG Na(School of Electrical and Information Engineering,Tianjin University,Tianjin 300072,China)Abstract:To deal with the problem of relying too much on the precise mathematical model and low tracking accuracy,a control method combining the time delay estimation,the terminal sliding mode control and the sliding mode disturbance observer was proposed for trajectory tracking of multi-degree of freedom robotic manipulator.Firstly,the time-delay estimation method was used to estimate the model information and external disturbances of robotic manipulator,so that the dynamic model of manipulator could be simplified into a local model.Then,a non-singular quasi-terminal sliding mode controller was designed for this local model,which solved the singularity problem in traditional terminal sliding mode and improved the control precision.A finite time sliding mode disturbance observer was designed to compensate for the time delay error which was regarded as external disturbance,and then the model-free and high-precision trajectory tracking control was realized.The Lyapunov theory was used to prove that the sliding mode variables and estimation errors of the system could converge to zero in a finite time.Finally,the control method was applied to the simulation model of 2-DOF manipulator andDOI:10.11817/j.issn.1672-7207.2020.10.007收稿日期:2020−03−01;修回日期:2020−04−28基金项目(Foundation item):国家自然科学基金资助项目(61773282)(Project(61773282)supported by the National Natural ScienceFoundation of China)通信作者:吴爱国,教授,从事机械臂控制、制冷机节能控制、楼宇自动化等研究;E-mail :************.cn.第51卷中南大学学报(自然科学版)the Denso VP6242manipulator for verification.The results show that the proposed control method can improvethe control accuracy and increase robustness against disturbances.Key words:robotic manipulator;trajectory tracking;time-delay estimation;sliding mode disturbance observer; terminal sliding mode control;finite time convergence目前,机械臂已经被广泛应用于工业领域,它能够帮助人们快速完成工业过程中一些复杂和重复的任务,如装配、运输、钻孔和倒角等,这些任务都要求机械臂能够对期望轨迹进行高精度的轨迹追踪。
PMSM改进型滑模观测器无传感器参数辨识
PMSM改进型滑模观测器无传感器参数辨识刘艳莉;张烨;吕继考;王清龙【摘要】为解决经典滑模观测器由于不连续开关函数而存在的抖动问题,文中提出了一种基于双曲正切函数的滑模观测器来对电机的反电动势进行估计.同时,为消除由低通滤波器引起的相位延迟以得到比较准确的转子位置与速度信息,将观测器得到的反电动势信息及转子位置构造成一个锁相环.在锁相环中输入信号通过比例积分环节获得电机的转速与转子位置信息.仿真及实验结果表明:改进后的滑模观测器能够有效实现对永磁同步电机速度和位置比较精确的辨识,有效抑制了抖动问题.【期刊名称】《电力系统及其自动化学报》【年(卷),期】2014(026)004【总页数】5页(P30-34)【关键词】永磁同步电机;无传感器矢量控制;滑模观测器;双曲正切函数;锁相环【作者】刘艳莉;张烨;吕继考;王清龙【作者单位】天津大学电气与自动化工程学院,天津300072;天津大学电气与自动化工程学院,天津300072;天津大学电气与自动化工程学院,天津300072;天津大学电气与自动化工程学院,天津300072【正文语种】中文【中图分类】TM341在永磁同步电机无传感器矢量控制系统中,转子位置的准确获取非常重要,这关系到电机运行性能是否稳定的问题。
虽然位置传感器可以比较精确地获取转子的位置,但这些传感器增大了控制系统的体积,同时,鉴于传感器对环境条件的敏感性,系统的精确性也不易得到保证[1]。
为了解决机械传感器带来的不便,无传感器矢量控制技术应运而生。
目前,永磁同步电机无传感器控制技术大致可以分为5类:基于电机模型的估算方法、基于模型参考自适应方法、高频信号注入法、基于观测器估算方法和人工智能理论估算方法[2~4]。
文献[5]采用了高频信号注入法对永磁电机转速进行辨识,即通过注入旋转矢量载波高频信号来跟踪转子凸极,从而得到转子位置。
但是存在以下问题:当电机高速运行时,要求注入的高频信号要远大于电机基波频率,而功率开关器件的性能有限,因此,高频信号注入法不能保证电机在高速运行状态时速度与位置辨识的准确性。
同步旋转坐标系下的BLDCM滑模观测器算法设计
电气传动2021年第51卷第8期摘要:为了实现无位置传感器无刷直流电机(BLDCM )矢量控制系统中电机转子位置的准确估计,提出了一种基于同步旋转坐标系的滑模观测器算法。
该方法直接在同步旋转坐标系中设计滑模观测器,以获取电机反电动势信息,再通过锁相环技术从估计的反电动势中提取电机转子的速度和位置角度信息。
针对滑模观测器的高频抖振问题,采用饱和函数代替滑模观测器的符号函数。
最后,通过仿真将所提算法与传统滑模观测器算法对比,并对所提算法进行实验验证。
仿真与实验结果表明该算法能够准确跟踪转子的速度和位置,验证了所提算法的正确性与可行性。
关键词:无位置传感器无刷直流电机;同步旋转坐标系;滑模观测器;锁相环中图分类号:TM341文献标识码:ADOI :10.19457/j.1001-2095.dqcd21097Algorithm Design of BLDCM Sliding Mode Observer in Synchronous Rotating Reference FrameZHOU Yu ,CHEN Jiaxin(School of Mechanical Engineering ,Donghua University ,Shanghai 201620,China )Abstract:In order to realize the accurate estimation of the rotor position in the field oriented control system of sensorless brushless DC motor (BLDCM ),a sliding mode observer algorithm in the synchronous rotating reference frame was proposed.In this method ,a sliding mode observer was designed directly in the synchronous rotating coordinate system to obtain the back electromotive force information of the motor ,and then the speed and position angle information of the motor rotor were extracted from the estimated back electromotive force through the phase-locked loop (PLL )technology.To solve the chattering problem of the sliding mode observer ,the saturation function was used instead of the sign function.At last ,the proposed algorithm was compared with the traditional sliding mode observer algorithm through simulation ,and the proposed algorithm was verified by experiments.Simulation and experimental results show that the algorithm can accurately track the speed and position of the rotor ,which verifies the correctness and feasibility of the proposed algorithm.Key words:sensorless brushless DC motor (BLDCM );synchronous rotating reference frame ;sliding mode observer ;phase-locked loop (PLL )同步旋转坐标系下的BLDCM 滑模观测器算法设计周宇,陈家新(东华大学机械工程学院,上海201620)作者简介:周宇(1996—),男,硕士研究生,Email :150****************无刷直流电机具有结构简单、调速性能好、运行效率高、控制简单、维护方便等优点,已经在许多工业领域得到广泛应用[1-2]。
永磁同步电机控制算法综述
永磁同步电机控制算法综述一、本文概述随着能源危机和环境污染问题的日益严重,高效、环保的电机及其控制技术成为了研究热点。
永磁同步电机(PMSM)作为一种具有高功率密度、高效率以及良好调速性能的电机,广泛应用于电动汽车、风力发电、工业自动化等领域。
为了实现永磁同步电机的精确控制,提高其运行性能,研究永磁同步电机的控制算法至关重要。
本文旨在综述永磁同步电机的控制算法,包括其基本原理、发展历程、主要控制策略以及优缺点。
通过对不同类型的控制算法进行梳理和评价,为永磁同步电机的控制策略选择提供理论依据和实践指导。
同时,本文还将探讨永磁同步电机控制算法的未来发展趋势,以期为相关领域的研究人员和技术人员提供参考和借鉴。
在本文中,我们将首先介绍永磁同步电机的基本结构和运行原理,为后续的控制算法分析奠定基础。
接着,我们将重点介绍几种主流的永磁同步电机控制算法,如矢量控制、直接转矩控制、滑模控制等,并详细分析它们的实现原理、优缺点及适用场景。
我们还将讨论一些新兴的控制算法,如基于的控制算法、无传感器控制算法等,以展示永磁同步电机控制算法的最新进展。
我们将对永磁同步电机控制算法的发展趋势进行展望,探讨未来可能的研究方向和技术创新点。
通过本文的综述,我们期望能够为永磁同步电机的控制算法研究提供全面、深入的视角,推动永磁同步电机控制技术的不断发展和优化。
二、PMSM的基本原理永磁同步电机(PMSM)是一种利用永磁体产生磁场的电机。
与传统的电励磁同步电机相比,PMSM不需要额外的励磁电流,因此具有更高的效率和功率密度。
PMSM的基本原理主要基于电磁感应和磁场相互作用。
PMSM的核心部件是永磁体和电枢绕组。
永磁体通常位于电机转子上,产生一个恒定的磁场。
电枢绕组则位于电机定子上,通过通入三相交流电产生旋转磁场。
当旋转磁场与永磁体磁场相互作用时,会产生一个转矩,使电机转子开始旋转。
PMSM的旋转速度可以通过控制电枢绕组中的电流频率和相位来调节。
湘潭大学教师系列高级专业技术职务申报人员情况公示表
湘潭大学教师系列高级专业技术职务申报人员情况公示表单位湘潭大学信息工程学院姓名兰永红申报职务教授学科(专业) 控制科学与工程湘潭大学教师系列高级专业技术职务申报人员情况公示表(续)《湘潭大学教师系列高级专业技术职务申报人员情况公示表》填表说明一、基本情况部分1、姓名:在公安户籍管理部门正式登记注册、人事档案中正式记载的中文姓名。
2、性别:男、女。
3、出生年月:在公安户籍管理部门正式登记注册、人事档案中记载的时间。
4、参加工作时间:最早个人履历表填写的参加工作时间。
5、现从事专业:本人实际所从事的专业。
6、现任专业技术职务:现专业技术职务名称。
7、获得时间:人事、教育部门发文确认任现专业技术职务资格时间。
8、外语成绩:全国职称外语水平考试等级和分数或免考,如综合英语A100分、免考等。
9、计算机成绩:湖南省计算机应用能力考核中级合格证或全国专业技术人员计算机应用能力考试科目(模块)或免考,如三个模块(模块名)、免考等。
10、教师资格证获得时间:教师资格证的发证时间,如未获得教师资格证则填写“无”。
11、最高学历:已获得的最高学历。
12、最高学位:已获得的最高学位。
13、是否破格:是或否。
14、毕业学校及专业:已获得的最高学历或学位的毕业学校及所学专业。
15、毕业时间:最高学历或学位的发证时间。
16、近五年年度考核情况:近五年的年度考核结论。
17、工作经历:从参加工作至今。
18、单位:申报人所在单位全称。
19、所在学科:按照国务院学位委员会、教育部发布的《学位授予和人才培养学科目录》(2011)一级学科填写。
20、单位审核责任人签名:单位主(分)管职称工作的负责人签名。
二、教学工作部分教学工作要与年度考核表、专业技术职务任职资格评审表等相关内容表述一致。
1、学年学期:承担教学任务的具体学年和学期,如2015学年上学期。
2、课程名称:所讲授课程的全称。
3、授课班级:授课对象所在的班级全称。
4、人数:所讲授课程的实际选课人数。
永磁同步电机传感器故障诊断及容错控制
换ꎻ针对位置 / 速度传感器ꎬ提出一种反电动势直接计算法以实现故障情况下系统的平滑切换ꎬ实验
结果表明:所提出的算法能够在线检测故障并实现故障前后系统平滑切换与容错控制ꎮ
关键词:永磁同步电机ꎻ位置 / 速度传感器ꎻ电流传感器ꎻ故障诊断ꎻ容错控制ꎻ滑模观测器ꎻ反电动势
Keywords:permanent magnet synchronous motorꎻ position / speed sensorꎻ current sensorꎻfault diagnosisꎻ
fault ̄tolerant controlꎻsliding mode observerꎻcounter electromotive force direct calculationꎻsmoothly switch
通信作者:杭翠翠
电 机 与 控 制 学 报 第 24 卷
强鲁棒性、良好的动态及稳定性能均有较好的体现ꎬ
speed. Faults were detected by the residuals between the predicted and real signals. Aiming at current
sensor fault which was detectedꎬa V / f based control strategy was proposed to realize fault tolerantꎬand ai ̄
( 武汉大学 电气工程学院ꎬ武汉 430072)
摘 要:针对三相永磁同步电机驱动系统中的位置 / 速度传感器和电流传感器开路故障问题ꎬ提出
基于滑模观测器的故障检测与系统容错方法ꎮ 通过建立系统的滑模观测器模型ꎬ获得系统输出电
基于滑模观测器的PMSM变结构直接转矩控制
74
基于滑模观测器的 PMSM 变结构直接转矩控制
2020.№1
器,并且通过理论推导证明滑模观测器的可行性,再 通过二阶滑模的速度和转矩控制与 PI 控制进行对比, 从而分析出此系统具有良好稳定性与鲁棒性。
1 滑模观测器设计
本文采用内置式三相 PMSM( Ld Lq ),则 PMSM
在静止坐标系下的电压方程[8]:
u u
R
e
d dt
Ld
(Ld Lq
)
e (Ld
R
d dt
Lq Ld
)
i i
e e
(1)
式中,u 、u 为定子电压; i 、i 为定子电流; Ld 、Lq 为定子电感;e 为角速度;e 、e 为反电动
势。
反电动势模型:
e
=[(Ld
Lq
)(eid
. All RAibsgthratcst: IRn ethsisepravpeerd, a.new control system is designed, which consists of a sliding mode observer,
a second-order sliding mode speed controller based on Super-twisting algorithm, a flux linkage controller and a torque controller. The sliding mode observer (SMO) is designed by using the error between the given current and the actual current, and the rotor position is estimated by the arc tangent function. In this paper, the vector control model of three-phase permanent magnet synchronous motor is established by MATLAB software. Sensorless control and second-order sliding mode control model are introduced for simulation verification. The speed and torque waveforms of the motor are more stable, and the rotor position can be effectively observed. The results show that the control system is superior to the traditional control system. Key words: permanent magnet synchronous motor; sliding mode observer; torque control; second order sliding mode; arc tangent function
永磁同步电机新型滑模观测器无传感器矢量控制调速系统
永磁同步电机新型滑模观测器无传感器矢量控制调速系统一、本文概述随着现代电力电子技术和控制理论的不断发展,永磁同步电机(PMSM)因其高效率、高功率密度和优良的控制性能在诸多领域,如电动汽车、风力发电、工业自动化等,得到了广泛应用。
然而,传统的PMSM控制系统通常依赖于位置传感器来获取电机的转速和位置信息,这不仅增加了系统的复杂性,还降低了系统的可靠性和稳定性。
因此,研究并开发无传感器矢量控制调速系统对于提高PMSM的性能和适用范围具有重要意义。
本文旨在研究一种新型的滑模观测器无传感器矢量控制调速系统,旨在解决传统PMSM控制系统对位置传感器的依赖问题。
文章将介绍永磁同步电机的基本工作原理和控制策略,为后续研究奠定理论基础。
接着,将详细阐述滑模观测器的设计原理及其在PMSM无传感器控制中的应用,包括滑模观测器的数学模型、稳定性分析和优化方法。
在此基础上,将探讨基于滑模观测器的无传感器矢量控制调速系统的实现方法,包括转速估计、矢量控制和调速策略等。
通过仿真和实验验证所提系统的有效性和优越性,为PMSM无传感器控制技术的发展提供新的思路和解决方案。
本文的研究不仅对于提高PMSM的性能和稳定性具有重要意义,也为其他类型电机的无传感器控制提供了有益的参考和借鉴。
本文的研究成果有望为相关领域的技术创新和应用推广提供理论支持和实践指导。
二、永磁同步电机及其控制系统概述永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM)是一种高性能的电动机,其设计基于同步电机的原理,并采用永磁体作为其磁场源,从而省去了传统电机中的励磁绕组和相应的励磁电流。
由于其高功率密度、高效率以及优良的调速性能,PMSM在电动汽车、风电、工业自动化等领域得到了广泛应用。
PMSM的控制系统是实现其高性能运行的关键。
传统的PMSM控制系统通常依赖于高精度的位置传感器(如光电编码器或霍尔传感器)来获取电机的转子位置信息,进而实现准确的矢量控制。
flow3d单词翻译
Vvect刚体初速度的矢量Delete source bitmap files--删除原位图文件Frame rate--帧速率A VI capture--动画捕捉A VI filename--动画文件名FLOW-3D (R) --FLOW-3D 简体中文版Interface version --接口版本Solver version--求解器版本Number of Processors--处理器数量Total Physical Memory (RAM) --物理内存总数(RAM) f3dtknux_license_file--授权许可文件Host Name--主机名F3D_VERSION --软件版本Operating System--操作系统Type--类型Porous--孔隙Porosity --孔隙率Lost foam--消失模Standard--标准Thermal conductivity--导热率Material name--材料名称Custom--自定义Surface area multiplier--面积倍增Unit system--系统单位Solid properties --固体属性Initial conditions--初始化条件Surface properties--表面属性Solids database--固体数据库Surface roughness--表面粗糙度Temperature--温度Temperature variables--温度变化Saturation temperature --饱和温度Units=CGS --单位=公制Solutal expansion coefficient --溶质膨胀系数Ratio of solute diffusion coefficient ---比溶质扩散系数Surface tension --表面张力Gas constant--气体常量Thermal conductivity --导热率Surface tension coeff--表面张力系数Critical solid fraction--关键凝固比率Solidus temperature--固相线温度Phase change--相变Material name --材料名称Thermal properties --热性质Custom --自定义Constant thinning rate--不断变薄率Units=SI -单位=国际单位制Partition coefficient--分隔系数Dielectric constant --介电常数Specific heat --比热Eutectic temperature --低共熔温度Coherent solid fraction --凝固Thermal expansion --热膨胀Unit System --系统单位Units=custom --单位=自定义Units=slugs --单位=斯勒格Reference temperature--起始温度Latent heat of vaporization--汽化潜热Reference solute concentration--参考溶质浓度Pure solvent melting temperature --熔点温度Liquidus temperature--液相温度Viscosity --黏度Solidification--凝固Vapor specific heat --蒸气比热Density--密度Temperature sensitivity--温度敏感性Saturation pressure --饱和压力Temperature shift --温度变化Compressibility --可压缩性Contact angle --接触角度Latent heat of fusion (fluid 1) --熔解潜热(流体1) New fluid database --新流体数据库Accommodation coefficient --调节系数Strain dependent thinning rate --应变黏度系数Constant thickening rate --不断增厚率added to materials database --添加到材料库cannot be added. --不能被添加Record already exists in materials database--在材料库已经存在该记录.New saved in materials database--新保存到材料库中.Could not find material DB--没有发现材料数据Add--添加Close--关闭Add Mesh Points --添加网点Direction --方向New Point --新的点Mesh Block --网格块2-D advanced options --2-D 高级选项Option--选项Add --添加Type--类型Component--组Cancel--取消Browse --浏览Source --来源File name--文件名Advanced --高级Numerics--数值运算Advanced options--高级选项sigma --表面张力系数Air entrainment --卷气Activate air entrainment model --激活卷气模型Surface tension coefficient --表面张力系数Dialog--对话框Remove mesh constrains--清除网格限制Size of all cells --全部单元尺寸Total Cells--单元总数Baffle options --隔板选项Baffle index --主隔板Baffle color--隔板颜色Hide selected baffles --隐藏选中的隔板Use contour color--使用轮廓颜色Selection method--择伐作业Boundary type --边界类型Specified pressure --规定压力Grid overlay --网格重叠Specified velocity --指定速度Electric potential--电位Stagnation pressure --滞止压力V olume flow rate --体积流量Z flow direction vector--Z 流向Y flow direction vector --Y 流向X flow direction vector--X 流向Electric charge--电荷Mesh Block--网格块Add to component --添加为元件Specific heat --比热Simulate--仿真Stop preprocessor--停止预处理Block distribution--块分配Porous--孔隙Component --组Scalars--标量Add to component --添加为元件Cell size --单元尺寸Render space dimensions --渲染面积Cell size is empty--单元尺寸为空Create mesh block (Cylindrical) --创建网格块(柱状)Total number of cells --单元数量Cylinder subcomponent --子气缸Add to component--添加为元件Radius --半径Setting the default workspace location is required. You can change the location at any time from the Preferences menu.--需要设置本地默认工作区位置.你可以随时通过菜单来改变位置。
积分型非奇异终端滑模PMSM无传感器控制系统
第28卷㊀第3期2024年3月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.3Mar.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀积分型非奇异终端滑模PMSM 无传感器控制系统郑诗程,㊀刘志鹏,㊀赵卫,㊀王宇,㊀郎佳红(安徽工业大学电气与信息工程学院,安徽马鞍山243000)摘㊀要:针对永磁同步电机中高速情况下传统的滑模观测器估算精度低且存在较强抖振的问题,提出一种基于改进型滑模观测器的PMSM 矢量控制方法㊂基于非线性滑模面理论分析,构建一种积分型非奇异终端滑模面,有效降低了抖振现象,提高了系统的观测精确度;并设计了一种自适应反电动势滤波器,使反电动势能随观测器自适应调节,且谐波含量低,进一步提升动态精度;最后,利用正交锁相环原理调制出电机转子位置信息,将提出的新型控制方法应用到永磁同步电机调速系统,与传统滑模控制进行对比㊂仿真和实验表明,提出的基于新型滑模观测器的永磁同步电机控制系统跟踪精度高㊁鲁棒性强,动㊁静态响应好㊂关键词:反电动势滤波器;永磁同步电机;无传感器控制;滑模观测器;调速系统DOI :10.15938/j.emc.2024.03.017中图分类号:TM341;TP273文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)03-0169-10㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-11-23基金项目:安徽省重点研发计划(202104a05020022)作者简介:郑诗程(1972 ),男,博士,教授,研究方向为电力电子与电机驱动控制技术㊁新能源发电技术等;刘志鹏(1996 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与电机驱动控制技术;赵㊀卫(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与电机驱动控制技术;王㊀宇(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动;郎佳红(1972 ),男,博士,副教授,研究方向为新能源技术开发㊁电能质量管理等㊂通信作者:郑诗程Integral non-singular terminal sliding mode PMSM sensorlesscontrol systemZHENG Shicheng,㊀LIU Zhipeng,㊀ZHAO Wei,㊀WANG Yu,㊀LANG Jiahong(School of Electronic Information and Engineering,Anhui University of Technology,Maanshan 243000,China)Abstract :In order to solve the problem of low estimation accuracy and strong chattering of the traditional sliding mode observer at medium and high speeds of permanent magnet synchronous motors,a vector con-trol method of PMSM based on an improved sliding mode observer was proposed.Based on the theoretical analysis of the nonlinear sliding mode surface,in the method an integral non-singular terminal sliding mode surface was constructed,which effectively reduces chattering phenomenon and improves the obser-vation accuracy of the system.An adaptive back electromotive force filter was designed to make the back electromotive force adjust adaptively with the observer,and its harmonic content is low,which further im-proves the dynamic accuracy.Finally,the rotor position information of the motor was modulated using the principle of quadrature phase-locked loop,and the proposed novel control method was applied to the speed control system of the permanent magnet synchronous motor to compare it with the traditional sliding mode control.Simulations and experiments show that the proposed permanent magnet synchronous motor control system based on a new sliding mode observer has high tracking accuracy,strong robustness,fastconvergence speed and good dynamic and static responses.Keywords:back EMF filter;permanent magnet synchronous motor(PMSM);sensorless control;sliding mode observer;speed control system0㊀引㊀言永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor,PMSM)具有功率密度大㊁电磁转矩脉动小等突出优势,因而被广泛应用于电机控制领域㊂近年来,有关于PMSM无传感器控制系统的研究有了实质性的进展,国内外众多学者提出了许多不同的控制方法㊂目前常用的控制算法主要有:滑模观测器法㊁磁链积分估算法㊁高频信号注入法㊁线性观测法等㊂文献[1-3]主要对模型参考自适应法进行了研究,此方法结构简单易分析,利于数学推导,但对参数波动敏感㊂文献[4-6]采用了卡尔曼滤波器法,在PMSM调速系统中对扰动负载具有强的鲁棒性,但引入了大量矩阵,求解过程计算量较大㊂文献[7-9]对处于零低速域内的调速系统中引入了高频信号注入法,该方法仅适用于具有凸极效应的PMSM控制系统中,在隐极式电机中无法使用此控制策略,具有一定的局限性㊂根据滑模控制理论方面的研究可知[10-12],滑模观测器(sliding mode observer,SMO)不依赖电机模型精度,且其计算简单,系统内部参数波动对其影响小,且对系统外部具有较强的抗干扰性,被广泛应用于PMSM控制系统[13-20]㊂文献[21-23]改进了奇异观测器算法,建立一种积分型非奇异终端滑模观测器(non-sigular terminal sliding mode observer, NTSMO),有效避免了微分函数所带来的噪声,但系统中存在高频切换信号,仍会产生较大的抖振,鲁棒性和稳定性能较低㊂在上述控制策略基础上,本文提出一种新型非奇异快速终端滑模面(non-sigular fast terminal slid-ing mode,NFTSM)算法,有效抑制抖振,并在后级输出侧设计相应的自适应反电动势滤波器(adaptive back electromotive force filter,adaptive back-EMF),实现系统自适应调节,同时消除了相位滞后的问题,得到的反电动势观测值更为平滑㊂最后,根据正交锁相环(phase-locked loop,PLL)理论,预测出电机转子位置与转速信息㊂针对所设计新型SMO数学模型构造相应的Lyapunov函数,利用稳定判据理论以此证明此系统的稳定性㊂仿真与实验结果表明,本文所提出的积分型NFTSMO具有跟踪精度高㊁鲁棒性强等特点㊂1㊀表贴式永磁同步电机数学模型三相PMSM经过坐标变换后重构电机电压数学模型,得到电流状态方程为:d iαd t=-R sL s iα+1L s(uα-eα);d iβd t=-R sL s iβ+1L s(uβ-eβ)㊂üþýïïïï(1)式中:iα㊁iβ为αβ轴电流;uα㊁uβ为αβ轴电压;R s为定子电阻;L s为电机等效电感;eα㊁eβ为αβ轴反电动势,且表达式为:eα=-ψfωe sinθe;eβ=ψfωe cosθe㊂}(2)式中:ψf为转子磁链;ωe为电角速度;θe为转子位置电角度㊂由式(1)与式(2)可知,电机转子位置的反馈量与反电动势信号存在一定的数学关系,如若须实现电机调速系统的无感控制,应精确地提取出相应的扩展反电动势信号㊂2㊀传统滑模观测器设计结合滑模变结构控制理论,为了精确获取扩展反电动势值,可构造传统SMO表达式为:d i^αd t=-R sL s i^α+1Ls(uα-vα);d i^βd t=-R sL s i^β+1Ls(uβ-vβ)㊂üþýïïïï(3)式中:i^α㊁i^β为定子电流的观测值;vα㊁vβ为SMO控制律函数㊂由式(3)减式(1)得到定子电流动态误差状态方程:d i-αd t=-R sL s i-α+1L s(eα-vα);d i-βd t=-R sL s i-β+1L s(eβ-vβ)㊂üþýïïïï(4)式中i-α=i^α-iα㊁i-β=i^β-iβ为电流观测值与实际值的误差值㊂将i-α㊁i-β定义为状态变量,且选择滑模面为s=sαsβ[]=i-αi-β[]T㊂(5)071电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀设计SMO 的控制律为v =v αv β[]=k sgn s αk sgn s β[]T ㊂(6)式中k 为控制律函数中的切换增益值,且满足k >max(|e α||e β|)㊂容易证明该传统SMO 具有稳定性㊂当系统状态量运动轨迹到达滑模面时,此阶段的运动状态为滑动模态阶段,此阶段的状态量满足s =s ㊃=0,即i =i -㊃=0,推导式(4)可得:v α=e α=k sgn s α;v β=e β=k sgn s β㊂}(7)由式(7)可知,由于扩展反电动势存在高频切换函数,反电动势估算值存在较高的谐波含量㊂须引入低通滤波器对其进行滤波处理:e ^α=ωcs +ωc v α;e ^β=ωcs +ωcv β㊂üþýïïïï(8)式中:ωc 为截止角频率;e ^α,e ^β为反电动势观测值㊂但低通滤波器的存在导致相位偏移问题,因此须对其相位进行补偿㊂由此可得出电机相应反馈量的表达式为:ω^e =e ^2α+e ^2β/ψf ;θ^e =arctan(-e ^αe ^β)+arctan(-ω^e ωc )㊂üþýïïïï(9)以上分析可知,扩展反电动势的高频切换信号降低了系统的观测精度,引入的低通滤波器产生相位滞后问题,对转子位置角进行相应的相位补偿增加了系统的复杂度㊂3㊀改进型滑模观测器设计为了提高系统的观测精度,准确估计电机位置和速度,同时使系统状态观测快速收敛至滑模面,提出了一种基于adaptive back-EMF 的NFTSMO 的控制算法,有效改善系统抖振,同时消除了由低通滤波器产生的相位偏移问题㊂3.1㊀积分型非奇异滑模面的构建为了实现以i -为状态变量的SMO 的快速收敛,将NFTSM 面设计为s (t )=i -(t )+σʏt 0i-(ξ)d ξ+γʏt|i -(ξ)|λsigmoid(i -(ξ))d ξ㊂(10)式中:σ,γ>0;1<λ<p /q <2,且p >q 均为正奇数;定义为i -(ξ)=i -α(ξ)i -β(ξ)[]㊂当状态量进入滑动模态时,有s =s ㊃=0,即i -(t )+σʏti -(ξ)d ξ+γʏt|i -(ξ)|λsigmoid(i -(ξ))d ξ=0㊂(11)式(11)经过变换后可得i -㊃=-σi --γ|i -|λsigmoid(i -)㊂(12)在任意初始化状态i -(0)ʂ0下,状态变量经过一定时间t s 做滑模运动后,最终收敛于滑模面所期望的平衡点或其允许领域内㊂以i -α为例,对微分方程式(11)求解,由此可得i -α(ts α)的收敛时间为t s α=1σ(1-λ)ln(σ|i (0)|1-λ+γγ)㊂(13)由式(11)可知,线性项σi -(ξ)和非线性项γ|i -(ξ)|λsigmoid(i -(ξ))分别在系统不同的运动阶段起主导作用,因此能够有效实现全局快速收敛㊂其中,构造滑模面时引入积分项,不存在微分状态,同时避免了奇异现象㊂3.2㊀自适应反电动势滤波器设计为精确地获取反电动势,需要设计相应的NFTSMO 的控制律v ㊂选取的滑模面函数如式(10)所示,针对式(4)可求解出控制律函数如下:v =v eq +v sw ;v eq =R i --L (σi -+γ|i -|λsigmoid i -);v sw=-k |s |μh (s )-εs ㊂üþýïïïï(14)分析式(14)可知,针对式(4),依据滑模控制理论可取s ㊃=0,以此推导出等效控制项v eq ,保证状态变量始终在滑模面上㊂在该控制系统中,将快速幂次趋近律结合终端吸引子函数,得到切换控制项v sw ,实现对外部扰动及系统参数不确定性的鲁棒控制㊂滑模控制律函数可表示为v =R i --L (σi -+γ|i -|λsigmoid i -)-k |s |μh (s )-εs ㊂(15)在控制原理中,证明一个系统的稳定性问题,一般通过构造相应的Lyapunov 函数,即对于平衡点s ,若存在一个连续函数V 满足如式(16)所示条件下,对其求导后为负定值,则系统将在平衡点s =0处稳定㊂选取Lyapunov 函数为V =12S 2=12S 2α+12S 2β㊂(16)171第3期郑诗程等:积分型非奇异终端滑模PMSM 无传感器控制系统对式(16)的Lyapunov 函数V 进行求导,有V ㊃=SS ㊃=S αS ㊃α+S αS ㊃β㊂(17)分别判定αβ轴滑模控制系统的稳定性,可求得:S αS ㊃α=S α[-R s i -α+V α+e α+γ|i -α|λsigmoid i -α];S βS ㊃β=S α[-R s i -β+V β+e β+γ|i -β|λsigmoid i -β]㊂}(18)化简得V ㊃=S x /L s (e x -k |S x |μh (S x )-εS x )㊂(19)在{|S x |ɤmin (|e x |/k )1/μ,|e x |/ε,x =α,β}之内,V ㊃是负定的,在理论上则可以证明此系统是稳定的㊂为了更加精确地获得电机转子位置信息,本文构造了adaptive back-EMF,进一步优化了反电动势观测信号,得到更为精确的反电动势值,由此可有效提高系统的观测精度㊂图1为自适应反电动势滤波器在时域内的结构框图㊂图1㊀自适应滤波器结构框图Fig.1㊀Adaptive back-EMF structure对式(2)进行求导得:d e αd t =d ωe d t ψf sin θe +ω2e ψf cos θe ;d e βd t =d ωe d tψf sin θe -ω2e ψf cos θe ㊂üþýïïïï(20)当电机处于稳态运行时,此系统的采样频率远远高于速度变化频率,在一个运行周期内所计算出的估算值基本保持不变,因此可以把d ωe /d t 近似等于零看待,即d ωe /d t =0㊂对式(19)化简得:d e αd t =ω2e ψf cos θe =-ωe e β;d e βd t=ω2e ψf sin θe =ωe e α㊂üþýïïïï(21)由式(21)便可推导得到adaptive back-EMF 的数学模型为:d e ^αd t =-ω^e e ^β-k k (e ^α-e α);d e ^βd t=ω^e e ^α-k k (e ^β-e β);d ω^e d t=(e ^α-e α)e ^β-(e ^β-e β)e ^α㊂üþýïïïïïïïï(22)式中:e ^α㊁e ^β为扩展反电动势观测值;k k 为自适应反电动势滤波器函数的滤波增益㊂传统SMO 构建的定子电流观测方程中,只有v α㊁v β实现单反馈控制,当电机在初始响应阶段,无法精确地观测反电动势㊂因此,将本文构造的adap-tive back-EMF 引入至新型NFTSMO 中,有效提升了低速域内的观测精度㊂新型滑模观测器的表达式为:d i ^αd t =-R s L s i ^α+1L s (u α-v α)-le ^α;d i ^βd t =-R s L s i ^β+1L s(u β-v β)-le ^β㊂üþýïïïï(23)通过上述数学模型的推导,可设计出新型SMO 的原理结构框图如图2所示㊂图2㊀新型滑模观测器结构框图Fig.2㊀Block diagram of NFTSMO structure图2中:u α㊁u β为控制系统中观测器的电压输入量;e ^α㊁e ^β为经过自适应反电动势滤波器后的预测值反馈至观测器中,使得系统实现参数自适应调节,提高了位置辨识精度㊂从图中可知,以电机数学模型为基础,电流误差值i -为状态变量,设计了积分型NFTSM 面㊂通过分析滑模变结构控制理论,针对式(4)所示的电流动态误差方程,结合式(10)设计相应的滑模控制律函数如式(14)所示㊂滑模控制律v 为设计的adaptive back-EMF 的输入量,推导出adaptive back-EMF 的数学模型㊂由式(22)可知,e ^α㊁e ^β与v α㊁v β同时作为观测器的反馈值实现闭环控制调节㊂3.3㊀基于PLL 理论估算转子位置信息在PMSM 无传感器控制系统中,求解电机转子位置信息时,常用方法是反正切函数㊂从理论分析271电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀可得知,该估算方法简单易行,但反正切函数会将抖振进一步放大,从而影响对位置与转速的估算㊂本文将引入锁相环结构,其系统结构原理图如图3所示㊂由图3可知,此结构主要由鉴相器PD㊁环路滤波器LF㊁压控振荡器VCO 三部分所组成,此系统主要能实现对输入信号的频率和相位实时跟踪,以确保输出信号同频同相位于输入信号㊂图3㊀锁相环结构原理图Fig.3㊀Schematic diagram of PLL structurePLL 的表达式可表示为Δe =-e ^αcos θ^e -e ^βsin θ^e ㊂(23)式中Δe 为反电动势误差校正值㊂仅考虑反电动势的基波分量,可将式(2)代入式(23)中,经三角函数变换可得Δe =ωc ψf (sin θe cos θ^e -cos θe sin θ^e )㊂(24)当式|θe -θ^e |<π/6时,由三角函数原理可知sin(θe -θ^e )=θe -θ^e 成立,即Δe =ωe ψf sin(θ-θe )=ωe ψf (θ-θe )㊂(25)4㊀仿真分析与实验验证为分析本文所提出的新型NFTSMO 的观测性能,在相应的仿真软件中搭建仿真模型,对正确性进行仿真验证㊂保证系统初始参数一致性,对基于SMO 无感控制系统的仿真波形进行比较㊂首先,须对整个PMSM 无感调速系统的结构框图进行阐述,在此基础上合理地搭建系统模型,如图4所示为此调速系统的控制框图㊂图4㊀PMSM 无传感器控制系统框图Fig.4㊀PMSM sensorless control system diagram其中,ASR㊁ACR 分别为系统的转速与电流调节器调节和电流调节器㊂由图4可看出,PMSM 无传感器控制系统采用ASR 外环,ACR 双内环的控制策略,系统中的给定值i ∗d ㊁i ∗q 实现了对励磁与转矩分量的解耦控制,通过SVPWM 调制技术实现对电机的直接驱动控制㊂由此得到的调速系统中的反馈量i d ㊁i q ㊁u d ㊁u q 作为新型NFTSMO 的状态变量与输入信号,实现PMSM 调速系统的无感控制㊂在对整个系统进行建模仿真之前,须设置系统的初始变量及PMSM 的初始参数㊂本文所采用的电机本体参数如表1所示㊂表1㊀PMSM 主要参数Table 1㊀PMSM parameters㊀㊀参数数值电机极对数4定子电阻R s /Ω0.258定子电感L s /mH 0.827转子磁链ψf /Wb 0.057阻尼系数/(N㊃m㊃s)0转动惯量/(kg㊃m 2)0.00654.1㊀仿真分析基于图4所示的PMSM 无感控制系统框图,在Simulink 软件中搭建相应的仿真模型㊂电机的初始状态为空载启动,设定转速为800rad /min,电机运行至0.1s 时,系统转速突变至1000rad /min,当电机稳定运行后,当电机运行至0.2s 时,施加一定负载转矩为10N㊃m 负载扰动,同时PWM 开关频率设置为f pwm =10kHz,采用仿真固定步长1e -7,且选用定步长ode45算法,仿真时间为0.3s㊂传统滑模观测器中转速及其误差波形如图5与图6所示,对应的转子位置信息如图7所示㊂由图5和图6可知,不论整个电机控制系统转速在800rad /min 或1000rad /min 的任何一个阶段,都能以较快的响应速度达到给定值,但都存在一定超调,超调量为10%㊂由图6响应波形可知,电机预测转速与实际转速存在一定的误差,在电机启动的低速阶段误差最大,最大误差达20rad /min,当电机在转速突变或施加负载扰动后,系统稳态运行时,电机的转速依然存在的误差范围为[-8rad /min 10rad /min],其值接近于转速给定值,存在的抖振波动大约在1.8%左右㊂可见,在电机加速及稳态371第3期郑诗程等:积分型非奇异终端滑模PMSM 无传感器控制系统运行状态下,系统的动㊁静态性能较差㊂图5㊀传统SMO 转速波形Fig.5㊀Traditional SMO speedwaveform图6㊀传统SMO 转速误差值Fig.6㊀Conventional SMO speederror图7㊀传统SMO 转子位置波形Fig.7㊀Traditional SMO rotor position waveform分析图7可知,电机启动处于低速域阶段,此算法不能准确估算转子实际位置㊂在中高速阶段,观测精度增强,但由于传统SMO 采用低通滤波器滤除等效反电动势中的高频分量,会造成一定的相位滞后,与实际转子位置滞后角度0.065rad,在电机稳态运行阶段,位置的相位误差为0.05rad㊂在相同的假设与初始条件下,采用NFTSMO 的电机转速和误差仿真响应曲线结果如图8和图9所示㊂图8㊀NFTSMO 转速波形Fig.8㊀NFTSMO speedwaveform图9㊀NFTSMO 转速误差值Fig.9㊀NFTSMO speed error由图8㊁图9可知,观测的转速在0.0025s 达到系统设定的1000rad /min 转速,能够以较快的速度达到给定值;在对电机突变转速和施加负载扰动时,转速的误差值较小维持在ʃ0.5rad /min,系统抗干扰能力强,估算精度高㊂对比SMO 的转速误差存在明显的抖振,本文设计的NFTSMO 对抖振有明显的抑制,整个控制系统有较强的鲁棒性㊂图10为机械传感器实测和预测的电机转子位置信息㊂根据图10可知,电机的转子位置估算由于不存在低通滤波器的相位滞后的现象,电机在动态响应过程中,转子位置误差达到最大为0.052rad,在系统进入稳态运行时,能够快速㊁准确地跟踪实际转子位置,估算精度得到了明显的改善㊂根据图11和图12可知,不论电机空载启动后突加转速还是在0.2s 给系统施加10N㊃m 的扰动471电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀负载,较传统的SMO 而言,新型NFTSMO 的观测效果更好,抖振有明显的改善㊂仿真结果表明此新型NFTSMO 能在全局范围内提高观测器的估算精度,施加外部扰动后动态性能的鲁棒性也有所提升㊂在新型NFTSMO 控制系统中针对扩展反电动势进行二次滤波所设计的adaptive back-EMF 得到滤波前后的仿真波形如图13和图14所示㊂图10㊀NFTSMO 转子位置波形Fig.10㊀Traditional SMO rotor positionwaveform图11㊀传统SMO 电流观测值Fig.11㊀Ttraditional SMO currentobservation图12㊀NFTSMO 电流观测值Fig.12㊀NFTSMO current observation对比图13和图14,采用自适应反电动势滤波器,较未引入adaptive back-EMF 常规NTFSMO 中,谐波含量较少,使NFTSMO 得到光滑的反电动势电压估算值,提高了系统的估算精度,同时消除了相位偏移,能够快速㊁准确地跟踪系统的给定值㊂图13㊀滤波前反电动势电压Fig.13㊀Back electromotive force beforefiltering图14㊀滤波后反电动势电压Fig.14㊀Back electromotive force after filtering4.2㊀实验验证为了验证上述理论与仿真的正确性,本文采用了一款超紧凑功率变换器硬件在环实时仿真器PocketBench㊂在该半虚拟实验平台上,可验证控制电路与算法的有效性㊂搭建的实验平台如图15所示㊂从图15可以看出,此实验是在半实物模拟实验平台中完成相应控制算法可行性的验证㊂此实验仅由DSP28335控制板与PocketBench 模拟功率变换器构成,并不涉及到整个实验电机㊁驱动电路㊁采样电路的实物模型㊂在此基础上的实验结果波形如图16~图19所示㊂571第3期郑诗程等:积分型非奇异终端滑模PMSM 无传感器控制系统图15㊀Pocket Bench 实验环境Fig.15㊀Pocket Bench experimentenvironment图16㊀传统SMO 预测转速与转子位置Fig.16㊀SMO predicts speed and rotorposition图17㊀传统SMO 电流观测值Fig.17㊀SMO current observation设定电机给定值为1000rad /min,图16和图17为传统SMO 下的电机转速和转子位置以及电流响应波形㊂由图中分析可知,电机在经过一定时间后能够达到给定值并保持稳定,相应的三相电流在如图17所示,在电机启动响应阶段,电流存在一定时间的不稳定状态,不能很好地预测出电流模型,当转速达到稳定状态时,由于传统SMO 存在较大抖振问题,导致电流的谐波较大㊂在上述相同的实验条件下,将本文设计的新型滑模观测器控制算法应用于此系统中,在CCS6软件环境下所编写的滑模观测器程序并对相应的半虚拟实验平台进行调试,得到的转子位置与转速信息相应曲线如图18所示㊂图18㊀NFTSMO 预测转速与转子位置Fig.18㊀NFTSMO predicting speed and rotor position由图18和图19可知,在相同的初始参数设定条件下,仅改变控制算法,与图16比较可知,电机能够以较快的速度达到给定值,转子位置也不存在相位滞后的问题,相应的电流波形在稳定后由于加入了自适应反电动势滤波器,得到更为光滑的反电动势,电流存在的谐波含量较小㊂图19㊀NFTSMO 电流观测值Fig.19㊀NFTSMO current observation从半实物模拟实验的波形图中可看出,电机转子电气转速为500rad /min /div,在转速波形稳定的情况下纵坐标占据2div,此条件下电机的转速为1000rad /min㊂同理,转子电气角度为2rad /div,三相电流纵坐标数值为1A /div㊂5㊀结㊀论针对传统SMO 控制系统中存在抖振与相位偏移等问题,本文设计了一种积分型滑模面,结合终端吸引子概念构造出相应的滑模控制律函数㊂通过仿真与实验,基本验证了基于此控制策略的PMSM 调速系统的可行性㊂671电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀较常规的滑模观测器,本文所提出的积分型NFTSMO能实现对系统固有抖振的削弱,且有效避免了低通滤波器的使用,无需对系统中存在的相位偏移问题进行补偿,简化系统结构㊂在NFTSMO控制系统中采用控制律,其中引入的积分项能够有效减小反电动势预测值的谐波含量,同时加快了状态变量的收敛速度,且系统具有了全局鲁棒性㊂本文所设计的adaptive back-EMF对反电动势进行二次滤波处理,实现了对扩展反电动势自适应调节,由此可得到更为平滑的反电动势预测值,提升了电机转速和转子位置的跟踪精度㊂参考文献:[1]㊀柳志飞,杜贵平,杜发达.有限集模型预测控制在电力电子系统中的研究现状和发展趋势[J].电工技术学报,2017,32(22):58.LIU Zhifei,DU Guiping,DU Fada.Research status and develop-ment trend of finite control set model predictive control in power e-lectronics[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2017,32(22):58.[2]㊀潘峰,秦国锋,王淳标,等.电动汽车用永磁同步电机模型预测MRAS无速度传感器控制[J].电机与控制应用,2019,46(10):104.PAN Feng,QIN Guofeng,WANG Chunbiao,et al.Model predic-tion of MRAS speed sensorless control of PMSM for electric vehi-cles[J].Electric Machines&Control Application,2019,46(10): 104.[3]㊀PIIPPO A,LUOMI J.Adaptive observer combined with HF signalinjection for sensorless control of PMSM drives[C]//2005IEEE International Conference on Electric Machines and Drives,May 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基于趋近律方法的永磁同步电机滑模速度控制器设计
基于趋近律方法的永磁同步电机滑模速度控制器设计杨立秋;袁雷【摘要】为了提高永磁同步电机(permanent magnet synchronousmotor,PMSM)调速系统的动态品质,提出了一种基于趋近律方法的滑模速度控制策略.为了解决传统指数趋近律所存在的缺点,文中首先设计了一种改进的指数趋近律算法,该方法能够根据系统状态距离平衡点的远近而自适应调整趋近律速度;基于改进的指数趋近率设计了适用PMSM调速系统的速度滑模控制器.通过仿真结果验证了所提控制算法的有效性和可行性.【期刊名称】《船电技术》【年(卷),期】2016(036)001【总页数】4页(P74-77)【关键词】永磁同步电机;趋近律方法;滑模控制【作者】杨立秋;袁雷【作者单位】海军驻昆明地区军事代表办事处,昆明 650118;解放军理工大学,南京210000【正文语种】中文【中图分类】TM351永磁同步电机(Permanent magnet synchronous motor,PMSM)由于其结构简单、体积小和功率密度高等优点而被广泛使用[1-3]。
目前,三相交流PMSM调速矢量控制系统中的速度控制器普遍采用传统的PI控制,其算法具有简单、可靠性高及参数整定方便等优点。
然而,由于三相PMSM是一个多维、非线性、强耦合的多变量系统,当控制系统受到外界扰动的影响或电机内部参数发生变化时,传统的PI控制方法并不能满足实际的要求[4]。
随着现代控制技术的发展,一些先进的控制算法逐步被应用于交流调速系统,以解决传统PI速度控制器存在的问题。
目前,滑模控制(Sliding-mode control,SMC)作为一类特殊的非线性控制策略,由于其控制器设计简单,响应速度快和对参数变化和外部扰动具有强鲁棒性等优点而被广泛应用[5-8]。
然而它也存在一个缺点:SMC对外界扰动和参数变化的抑制是通过增大切换增益来实现的,因此外界扰动的存在及参数的变化必然导致SMC的抖振现象的产生。
永磁同步电机模糊滑模无位置传感器控制
第28卷㊀第1期2024年1月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.1Jan.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀永磁同步电机模糊滑模无位置传感器控制禹聪1,2,㊀康尔良1,2(1.哈尔滨理工大学电气与电子工程学院,黑龙江哈尔滨150080;2.黑龙江省高校直驱系统工程技术创新中心,黑龙江哈尔滨150080)摘㊀要:针对滑模量在滑模面切换以及速度非线性变化而致使的系统抖振问题,提出一种超旋转滑模模糊观测器㊂滑模观测器(SMO )存在的高频抖振会对电机控制系统产生很大的影响,导致电机产生转速波动和稳态误差㊂为了削弱SMO 的抖振问题,首先对滑模动态变量的趋近速度动态变化导致的抖振问题,通过引入模糊逻辑理论使得系统状态量趋动速度智能化,设置模糊规则以达到智能动态化速度,以系统动态变量趋向切换面的距离与状态量动态趋向速度为规则因子,动态智能化趋向速度;其次对系统变换函数导致的系统抖振,进一步采用连续函数F (s )代替不连续的sgn (s )符号函数㊂该方案有效削弱了系统的抖振问题,相较于SMO 控制提高了系统的稳定性㊂关键词:永磁同步电机;无位置传感器控制;滑模观测器;模糊控制;高频抖振;滑模控制DOI :10.15938/j.emc.2024.01.009中图分类号:TM341文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)01-0087-08㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-04-11基金项目:国家科技助力经济2020(Q2020YFF0402198);黑龙江省科技攻关资助项目(GC04A517)作者简介:禹㊀聪(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为永磁同步电机及其控制;康尔良(1967 ),男,博士,教授,硕士生导师,研究方向为电机测试与电机控制㊂通信作者:康尔良Fuzzy sliding mode position sensorless control of permanentmagnet synchronous motorYU Cong 1,2,㊀KANG Erliang 1,2(1.School of Electrical and Electronic Engineering,Harbin University of Science and Technology,Harbin 150080,China;2.Engineering Technology Innovation Center of Direct-Drive System in Colleges and Universities in Heilongjiang,Harbin 150080,China)Abstract :A super rotating sliding mode fuzzy observer was proposed to address the system chattering problem caused by the switching of sliding mode variables on the sliding mode surface and nonlinearchanges in velocity.The high-frequency chattering in sliding mode observer (SMO)can have a signifi-cant impact on the motor control system,leading to speed fluctuations and steady-state errors in the mo-tor.In order to weaken the chattering problem of SMO,aiming at the chattering problem caused by dy-namic changes in the approaching velocity of sliding mode dynamic variables,by introducing fuzzy logictheory,the trend speed of system state variables was intelligentized.Fuzzy rules were set to achieve intel-ligent dynamic speed,with the distance between the system dynamic variables towards the switching sur-face and the dynamic trend speed of the state variables as the rule factors,and dynamic intelligent trendspeed was achieved;Secondly,in response to the system chattering caused by the system switching func-tion,a continuous function F (s )was further adopted to replace the discontinuous sgn(s )symbol function.This scheme effectively weakens the chattering problem of the system and improves the stability of the sys-tem compared with SMO control.Keywords :permanent magnet synchronous motor;sensorless control;sliding mode observer;fuzzy con-trol;high frequency chattering;sliding mode control0㊀引㊀言永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor,PMSM)由于其体积小㊁效率高等优点在工业领域得到了广泛的应用[1]㊂PMSM控制需要传感器㊁编码器等机械器件来确定转子的位置,但是目前常用的增量式编码器和霍尔传感器使得PMSM的成本增加,体积增大,同时会使得系统的稳定性降低,因此对于无传感控制的研究得到了广泛的关注[2]㊂无传感控制技术是通过检测电机绕组中的电信号来提取转子的位置信息,如定子电压和电流,通过控制算法实现电机转子速度和位置估算,常用的无传感控制方法可以分为两类,包括基于显著性跟踪的高频注入法[3]和基于机器模型的反电动势方法[4]㊂目前应用算法可投入广泛应用的有滑模观测器法[5-7]㊁模型参考自适应控制算法[8]㊁扩展卡尔曼滤波算法[9]等㊂滑模观测器(sliding mode observer,SMO)作为一种强鲁棒性的非线性观测器,以其设定电流与反馈电流为误差控制元素来设计观测器,以此可以得出PMSM转子数据以及反电动势大致数值等数据㊂作为一种典型的反电动势方法,该方式有不敏感于电机参数的优势㊂然而,滑模控制的抖振问题会降低观测器的估算精确度,导致电机产生转速波动㊂在实际应用中为了减小系统的抖振问题,通常会以开关函数和状态量趋近速度为出发点进行优化,通过采用平滑函数来代替切换函数[10-12]来削弱系统抖振㊂文献[13]设计了一种连续幂次函数Fal函数来代替传统的符号函数,有效地减小了抖振问题㊂同时有些人通过对状态量趋近速度进行控制[14-15],文献[16]采用模糊控制原理对滑模切换增益进行智能调节,从而控制状态量的趋近速度,该方式有效削弱了系统的抖振问题㊂本文采用表贴式永磁同步电机作为系统控制对象,通过分析滑模观测器抖振问题,并究其产生的原因进行研究,提出一种超螺旋滑模观测器(fuzzy su-per twisting silding mode observer,FSTSMO)㊂首先,采用F(s)函数代替传统的sgn(s)开关函数㊂其次,对滑模控制的滑模切换增益采用模糊控制方式,使其随着与滑模面距离的变化而变化㊂采取以上方式以期能够削弱系统的抖振问题㊂1㊀传统滑模观测器PMSM的两相旋转电压方程为uαuβéëêêùûúú=R+d d t L dωe(L d-L q)-ωe(L d-L q)R+d d t L qéëêêêêùûúúúúˑiαiβéëêêùûúú+eαeβéëêêùûúú㊂(1)其中eαeβéëêêùûúú=(L d-L q)ωe i d-d d t i q()+ωeψf []-sinθe cosθeéëêêùûúú㊂(2)式中:L d㊁L q为电感;ωe为电角速度;ψf为永磁磁链;θe为转子位置角;uα㊁uβ㊁iα㊁iβ为定子电压和电流;eα㊁eβ为扩展反电动势㊂对于表贴式PMSM而言有L d=L q=L s,由式(1)可知表贴式PMSM在α-β坐标系下的电流方程为dd tiαiβéëêêùûúú=-RL siαiβéëêêùûúú+1L suαuβéëêêùûúú-1L seαeβéëêêùûúú㊂(3)为了得到电机转子的转速和位置,传统SMO的设计如下:dd ti^αi^βéëêêùûúú=-R Lsi^αi^βéëêêùûúú+1Lsuαuβéëêêùûúú-1L sEαEβéëêêùûúú㊂(4)式中i^α㊁i^β为定子电流观测值㊂由式(3)㊁式(4)可得电流误差方程为i~αi~βéëêêùûúú=-R Lsi~αi~βéëêêùûúú+1Lseα-Eαeβ-Eβéëêêùûúú㊂(5)式中i~α㊁i~β为电流观测误差㊂因此滑模面函数S和滑模控制律Eα可定义为:S T=i~αi~β[]=0;(6)EαEβéëêêùûúú=ksgn(i~α)sgn(i~β)éëêêùûúú㊂(7)当满足S T S㊃<0时,SMO进入滑动模态,当状态量到达滑模面时,i~=i~㊃=0,此时E趋近于e㊂根据滑模控制的等效原理可得k sgn(i^α-iα)k sgn(i^β-iβ)[]T=eαeβéëêêùûúú=EαEβéëêêùûúú㊂(8)由式(8)可知,估计得到的反电动势值有高频的切换信号,在转子位置估算时采用反正切函数代入运算会产生抖振现象㊂88电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀2㊀超螺旋滑模观测器对于一个动态系统中的控制器来说,通过设置控制器输入,并通过数据反馈调节使得系统控制状态量在有限的时间内收敛到0㊂本节提出一个动态观测器,该观测器采用超螺旋控制(super-twisting control,STC)算法,根据式(4)可得d d t i ^αi ^βéëêêùûúú=-R L s i ^αi ^βéëêêùûúú+1L s u αu βéëêêùûúú+γαγβéëêêùûúú㊂(9)由式(3)和式(9)作差得d d t i ~αi ~βéëêêùûúú=-R L s i ~αi ~βéëêêùûúú-1L s e αe βéëêêùûúú-γαγβéëêêùûúú㊂(10)以γα㊁γβ作为控制系统的控制器输入,基于STC 算法,结合SMC 控制理论设计超螺旋滑模观测器(super twisting sliding mode control,STSMO)输入如下:γαγβéëêêùûúú=A sgn(i ~α)sgn(i ~β)éëêêùûúú+B i ~αi ~βéëêêùûúú+ʏc j1c j2d t ʏc j3c j4d t éëêêêùûúúú㊂(11)滑模面函数s 定义为s =i ~αi ~β[]T㊂(12)式中:A =χ1|i ~α|12χ2|i ~β|éëêêùûúú;B =χ200χ6éëêêùûúú;c j1=χ3χ4[];c j2=sgn(i ~α)00i ~αéëêêùûúú;c j3=χ7χ8[];c j4=sgn(i ~β)00i ~βéëêêùûúú㊂由上式可知滑模面函数为:i ~α=-χ1|i ~α|12sgn(i ~α)-χ2i ~α+η1+μ1;(13)i ~β=-χ5|i ~β|12sgn(i ~β)-χ6i ~β+η2+μ2㊂(14)式中:㊀㊀μ1=-R L s i ~α-1L s e α;(15)㊀㊀μ2=-R L s i ~β-1L s e β;(16)㊀㊀η1=-χ3sgn(i ~α)-χ4i ~α;(17)㊀㊀η2=-χ7sgn(i ~β)-χ8i ~β㊂(18)对于大于0的常数σ1㊁σ2,使其满足条件:|μ1|ɤσ1|i ~α|12;|μ2|ɤσ2|i ~β|12㊂}(19)当状态量到达滑模面时有s =s ㊃=0,与此同时i ~㊃α=i ~㊃β=0,因此根据等效原理可得γαγβéëêêùûúú=e αe βéëêêùûúú=ωe ψf -sin θe cos θe éëêêùûúú㊂(20)由于滑模观测器中的不连续开关函数会导致系统的抖振问题,因此本文采用连续函数F (s )作为系统的切换函数,其表达式为F (s )=s|s |+ζ㊂(21)为了得到准确的电动势(electromotive force,EMF)估计值,需要对控制量进行滤波处理,滤波截止频率会引发较大的相位延迟,所以在运用过程中需要对位置角的相位进行补偿,故转子位置估计值为θ^e =-arctan(e αe β)+|e β|-e β2|e β|π㊂(22)由式(21)可得电机的转速估计信息为ω^e =e 2α+e 2βψf㊂(23)由Lyapunov 定理可知系统满足ss ㊃<0,系统渐进稳定,即系统状态量具有较短时间稳定优势㊂3㊀模糊控制器为了削弱滑模控制存在的抖振问题,将模糊控制理论引入滑模控制中,采用滑模面作为模糊控制的输入,模糊逻辑设计时对于被控对象的模型并无特别要求,但对专家经验非常依赖,其控制原理是将专家经验融入控制系统来设计模糊规则,随着状态量与滑模面距离的变化对滑模增益进行有效估计㊂定义模糊控制输入量的模糊语言为:负高(NH)㊁负中(NM)㊁负低(NL)㊁零(ZO)㊁正低(PL)㊁正中(PM)㊁正高(PH)㊂定义模糊输出的语言为:负高(NH)㊁负中(NM)㊁负低(NL)㊁零(ZO)㊁正低(PL)㊁正中(PM)㊁正高(PH),设计模糊控制规则表如表1所示㊂由表可知,模糊逻辑理论设计为7个模糊子集并对应7个数据输出,模糊逻辑采用Mam-dani 为其核心算法以及采用重心反模糊化得出可识别输出量㊂其控制逻辑如图1~图3所示㊂98第1期禹㊀聪等:永磁同步电机模糊滑模无位置传感器控制表1㊀控制规则Table 1㊀Control rules s㊃NH NM NL ZO PL PM PH NHPH PH PM PM PM PL ZO NM PHPHPM PM PL PLZO NL PM PM PL PLPLZO ZOZO PM PL PLZO NL NLNM PLZO ZO NL NLNLNM NM PM ZO NL NLNM NM NH NH PHZO NLNM NMNM NHNH 图1㊀输入s 的隶属函数Fig.1㊀Membership function of inputs图2㊀输入s ㊃的隶属函数Fig.2㊀Membership function of input s㊃图3㊀输出P (s )的隶属函数Fig.3㊀Membership function of output P (s )设计控制规则,使得STSMO 系统切换增益随着状态量与切换面的距离自整定㊂系统状态量距离滑模切换面较远时,滑模增益值较大,同时状态量趋近速度很快;当系统状态量与滑模切换面较近时,滑模增益值较小,状态量趋近速度较小,从而削弱系统的抖振㊂4㊀仿真和实验验证搭建Simulink 模型以及搭建平台试验,验证本文所提控制策略,PMSM 参数如表2所示㊂表2㊀PMSM 参数Table 2㊀PMSM parameters㊀㊀参数数值额定功率P /kW 2.6额定电压U /V 220定子电阻R s /Ω0.73磁极对数p 4d /q 轴电感L s /H 0.00245黏滞阻尼F /(N㊃ms)0.005转动惯量J /(kg㊃m 2)0.00194永磁体磁链ψf /Wb0.175PMSM 控制系统框图如图4所示㊂图4㊀PMSM 控制系统框图Fig.4㊀Block diagram of PMSMFSTSMO㊁STSMO 以及SMO 系统仿真波形如图5~图12所示㊂由图5㊁图6可知,STSMO 控制相较于SMO 控制提高了系统转子位置估计精确度㊂由图7可知,将模糊控制理论引入STSMO 中,FSTSMO 相比于STSMO 转子位置估计更精确,系统控制性能更好㊂设置仿真时间为0.1s,给定阶跃转速指令为1000r /min,开关频率为10kHz,突加突减负载为5N㊃m,系统转子速度估计值与实际值仿真波形如9电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀图8~图10所示㊂图5㊀SMO 转子位置估计值与实际值Fig.5㊀Rotor position estimated value and actual valueofSMO图6㊀STSMO 转子位置估计值与实际值Fig.6㊀Rotor position estimated value and actual valueofSTSMO图7㊀FSTSMO 转子位置估计值与实际值Fig.7㊀Rotor position estimated value and actual valueofFSTSMO图8㊀SMO 控制突加突减负载时转子速度波形Fig.8㊀Rotor speed waveform when the SMO controlsuddenly adds and reduces the load由图8㊁图9可知,给定转速为1000r /min,SMO 控制存在较大的转速超调量,STSMO 控制相较于SMO 控制转速超调量较小,同时转速估计更加准确㊂如图10所示,将模糊控制理论引入STSMO 中,可知FSTSMO 相较于STSMO 系统的转速超调量更小,削弱了系统的抖振,实现了更精确的转速估计㊂图9㊀STSMO 控制突加突减负载时转子速度波形Fig.9㊀Rotor speed waveform when the STSMO con-trol suddenly adds and reduces theload图10㊀FSTSMO 控制突加突减负载时转子速度波形Fig.10㊀Rotor speed waveform when the FSTSMOcontrol suddenly adds and reduces the load突加突减负载设置为5N㊃m,如图8㊁图9所示,STSMO 相较于SMO 转速脉动大大减小㊂由图10可知,FSTSMO 相较于STSMO 控制系统的转速脉动更小,控制系统更稳定㊂图11㊀FSTSMO 转子速度估计值与实际值差值Fig.11㊀Difference between FSTSMO rotor speed es-timated value and actual value由图8㊁图9可知,SMO 转子转速估计的波动较大,转速误差在-10~10r /min 之间,STSMO 转速估计误差在-0.95~-0.45r /min 之间㊂由图10㊁图11可知,FSTSMO 转子转速估计值与实际转速的差值在-0.085~-0.065r /min 之间㊂图12为FSTSMO 控制反电动势波形,由波形可知,E α与E β19第1期禹㊀聪等:永磁同步电机模糊滑模无位置传感器控制相差90ʎ相位㊂图12㊀FSTSMO 控制反电动势E α,E β波形Fig.12㊀Waveform of back EMF E α,E βof FSTSMOcontrol由文献[8]可知,传统模型参考自适应转速估计误差在8.1~10.6r /min 采用改进滑模-模型参考自适应方式时,转速误差估计在3.9~4.6r /min㊂由文献[9]可知,扩展卡尔曼滤波转速估计误差值也远大于FSTSMO 控制系统,可知所提出的FSTSMO 控制转速估计更加精准,系统响应更稳定㊂系统搭建控制试验平台如图13所示㊂图13㊀试验平台Fig.13㊀Test platformSMO㊁STSMO 和FSTSMO 的控制速度实验波形如图14~图16所示㊂由图14可知,系统给定转速为1000r /min,SMO 控制存在较大的抖振,会影响系统的运行性能㊂图14㊀SMO 控制速度实验波形Fig.14㊀Waveform of speed experiment of SMOcontrol图15㊀STSMO 控制速度实验波形Fig.15㊀Waveform of speed experiment ofSTSMOcontrol图16㊀FSTSMO 控制速度实验波形Fig.16㊀Waveform of speed experiment ofFSTSMO control由图14~图16可知,STSMO 相较于SMO 控制大大削弱了系统抖振,提高了系统稳定性,FSTSMO 控制相较于STSMO 控制系统抖振更小,系统稳定性更强,以突加突减负载为突加状况时,系统有较短稳定时间优势㊂SMO㊁STSMO 和FSTSMO 控制系统反电动势波形如图17~图19所示㊂由图17㊁图18可知,STSMO 相较于SMO 控制其反电动势估计波形较平滑,提高了系统控制精确度,E α与E β相差90ʎ相位,进一步证明了反电动势估计的正确性㊂由图19可知,将模糊控制理论引入STSMO 控制中,FSTSMO 相较于STSMO 系统控制精确度更高,系统更稳定㊂图17㊀SMO 控制系统反电动势E α,E β波形Fig.17㊀Back EMF E α,E βwaveform of SMO controlsystem29电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀图18㊀STSMO 控制系统反电动势E α,E β波形Fig.18㊀Back EMF E α,E βwaveform of STSMOcontrolsystem图19㊀FSTSMO 控制系统反电动势E α,E β波形Fig.19㊀Back EMF E α,E βwaveform of FSTSMOcontrol system本文提出的FSTSMO 控制相较于SMO 控制有效地削弱了系统的抖振,降低了转速波动,提高了转子位置估计精确度,能够以更短的时间达到系统稳定,提高系统稳定性㊂5㊀结㊀论本文提出了一种FSTSMO 控制方案,将模糊逻辑理论引入STSMO 控制中,设置模糊规则是以系统动态量趋近动态面的距离与趋动速度动态化为规则元素,以此来动态智能化状态量趋动速度,使得状态量趋近速度随着与滑模面的距离动态变化,同时进一步采用了连续函数F (s )代替不连续的sgn(s )符号函数,进一步提高了系统的稳定优势㊂通过仿真和实验表明,FSTSMO 控制大大提高了系统的稳定性,由仿真数据可知,FSTSMO 系统转子位置估计误差为5ˑ10-5rad 左右,转速估计误差在-0.085~-0.065r /min 之间,相较于SMO 控制有更好的抖振控制优势,其得出的转子位置数据精确度和系统稳定性具有更好展现㊂参考文献:[1]㊀WANG B,WANG Y,FENG L,et al.Permanent magnet synchro-nous motor sensorless control using proportional-integral linear ob-server with virtual variables:a comparative study with a sliding mode observer[J].Energies,2019,12(5):1.[2]㊀REN N,FAN L,ZHANG Z.Sensorless PMSM control with slid-ing mode observer based on sigmoid function[J].Journal of Elec-trical Engineering &Technology,2021,16(2):933.[3]㊀LIN T C,ZHU Z Q.Sensorless operation capability of surface-mounted permanent-magnet machine based on high-frequency sig-nal injection methods[J].IEEE Transactions on Industry Applica-tions,2015,51(3):2161.[4]㊀ZHAO L,HUANG 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suppression of permanent magnet brushless motor based on unscented Kalman filtering [J].Large Electric Machine and Hydraulic Turbine,2021(6):10.[10]㊀祝新阳,曾国辉,黄勃,等.改进滑模观测器的永磁同步电机矢量控制[J].信息与控制,2020,49(6):708.ZHU Xinyang,ZENG Guohui,HUANG Bo,et al.Improving the vector control of a permanent magnet synchronous motor for a slid-ing-mode observer [J ].Information and Control,2020,49(6):708.[11]㊀张伯泽,宗剑,钱平.基于滑模变结构控制的内置式永磁同步电机无位置传感器矢量控制[J].电机与控制应用,2020,47(8):36.ZHANG Boze,ZONG Jian,QIAN Ping.Built in permanent mag-net synchronous motor based on sliding mode variable structure39第1期禹㊀聪等:永磁同步电机模糊滑模无位置传感器控制control[J].Electric Machines and Control Application,2020,47(8):36.[12]㊀张紫君,熊官送,曹东海.基于无位置传感器的永磁同步电机控制技术研究[J].导航定位与授时,2020,7(4):102.ZHANG Zijun,XIONG Guansong,CAO Donghai.Research onthe control technology of permanent magnet synchronous motorbased on no position sensor[J].Navigation,Positioning andTiming,2020,7(4):102.[13]㊀张文宾,缪仲翠,余现飞,等.基于改进型滑模观测器的永磁同步电机分数阶微积分滑模控制[J].电机与控制应用,2018,45(7):8.ZHANG Wenbin,MIAO Zhongcui,YU Xianfei,et al.Fractionalcalculus sliding mode control of a permanent magnet synchronousmotor based on a modified sliding mode observer[J].ElectricMachines and Control Application,2018,45(7):8. [14]㊀陶彩霞,赵凯旋,牛青.考虑滑模抖振的永磁同步电机模糊超螺旋滑模观测器[J].电力系统保护与控制,2019,47(23):11.TAO Caixia,ZHAO Kaixuan,NIU Qing.A fuzzy super helicalsliding mode observer of a permanent magnet synchronous motorconsidering sliding mode shaking[J].Power System Protectionand Control,2019,47(23):11.[15]㊀赵凯旋.基于滑模变结构永磁同步电机控制系统抖振问题的研究[D].兰州:兰州交通大学,2019.[16]㊀徐冬磊.基于滑模变结构的永磁同步电机矢量控制研究[D].武汉:华中科技大学,2019.(编辑:邱赫男)49电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀。
PMSM无传感器控制新型滑模观测器设计
2021年4月Power Electronics April 2021 PMSM无传感器控制新型滑模观测器设计王国平,祝龙记(安徽理工大学,电气与信息工程学院,安徽淮南232001)摘要:为抑制控制过程中的固有高频抖振,提高滑模观测器(SM0)对转子位置观测的准确性,提出并设计了基于新型趋近率的SM0。
新型趋近率将系统状态变量的幂函数与传统趋近率的开关函数部分的增益建立联系,并设计了增益随系统状态进行自适应变化的滑模控制律。
新型S M0抑制了系统的固有抖振,减小了电机稳定运行时转子位置估计的误差。
根据Lyapunov稳定性判据解决了参数选取问题,保证了系统的稳定运行。
仿真和实验结果证实了新型S M0能降低转子位置和转速的估计误差,抑制定子电流及反电动势所含的高频谐波,对突 加转矩时的转速波动抑制效果较为明显,具有很好的鲁棒性。
关键词:永磁同步电机;无传感器;滑模观测器;控制律中图分类号:TM341 文献标识码:A 文章编号:1000-100X(2021)04_0012-04Design of PMSM Sensorless Control Based on New Sliding Mode ObserverWANG Guo-ping,ZHU Long-ji(Anhui University o f Science and Technology ^Huainan232001 , China) Abstract : In order to suppress the inherent high frequency chattering in the control process and improves the accuracy of the observation of the rotor position by the sliding mode observer(SMO).A SMO based on a new approach rate is proposed and designed.The new approach rate relates the power function of the system state variable to the gain of the switch function part of the traditional approach rate, and a sliding mode control law is designed in which the gain changes adaptively with the system state.The new SMO suppresses the inherent chattering of the system and reduces the error of rotor position estimation when the motor is running stably.According to the Lyapunov stability criterion, the parameter selection problem is solved,and the stable operation of the system is guaranteed.The simulation and experimental results confirm that the new SMO can reduce the estimation error of the rotor position and speed, suppress the high-frequency harmonics contained in the stator current and the back electromotive force,and has a significant effect on the suppression of the speed fluctuation during sudden torque application with good robustness.Keywords : permanent magnet synchronous motor;sensorless;sliding mode observer;control lawFoundation Project:Supported by National Natural Science Foundation of China(No.U1610120)l引言与三相感应电机及电励磁三相同步电机相 比,三相永磁同步电机(PMSM)结构简单,空间体 积较小。
基于有效磁链滑模观测器的IPMSM直接转矩控制
自 20 世纪 80 年代德国学者 Depenbrock 和日 本学者 Takahashi 提出直接转矩控制方法以来
[1-2]
传感器, 不仅降低了驱动系统实现成本, 而且能 够减小系统体积, 提高运行可靠性。无速度传感 器控制系统中的转速估计方法主要有 2 种基本类 型: 1) 基于反电动势检测的状态观测器[5-6]; 2) 利 用磁极凸性的高频信号注入方法[7]。 基于反电动势的状态观测器依据电机动态 模型进行设计, 在中高速区具有优良的性能, 但 在低速区, 由于反电动势正比于电机转速, 该方 法的应用受到限制。此外, 由于状态观测器是基 于电机模型进行设计, 其估计性能受电机模型参 数变化的影响大; 高频信号注入法是将高频旋转 或脉冲电压信号注入定子绕组, 利用转子磁极凸 性, 从高频电流响应信号中提取转子位置信息。
[ 8 ] 器的转速估计方法包括模型参考自适应观测器 和 [ 9 ] 扩展的卡尔曼滤波器 等。这类估计方法的性能很
Байду номын сангаас
1.2
有效磁链 定义有效磁链 (active flux)Ψa 为乘以 1.5 Pi qs (4)
后等于电磁转矩的磁链值[12], 即 Ψa = Ψ f + (L d - L q)i ds
[3-4]
。
近年来, 无速度传感器控制技术受到人们的 广泛关注。由于省略了在电机转轴上安装速度
作者简介: 张兴华 (1963-) , 男, 博士, 教授, Email: zxhnjut@
基金项目: 国家自然科学基金 (51477073) ; 江苏省自然科学基金 (BK20161549)
,
该方法一直是电机驱动控制技术领域里的一个研 究热点。与矢量控制通过坐标变换, 控制定子电 流的励磁分量和转矩分量来间接控制转子磁链和 转矩不同, 直接转矩控制是根据转矩和磁链误差, 在定子坐标系中直接对转矩和磁链进行调节, 无 需进行复杂的坐标变换, 具有控制结构简单、 鲁棒 性强和转矩动态响应快等优点。直接转矩控制最 初只是应用于感应电机的控制, 直到 20 世纪 90 年 代末, 才被用于永磁同步电机驱动控制
基于改进型SMO的PMSM无传感器控制方法
Equipment Manufacturing Technology No.11,2020基于改进型SMO的PMSM无传感器控制方法涂志文,蒋成明,涂群章,黄皓,朱昌林(陆军工程大学野战工程学院,南京210007)摘要:传统型滑模观测器(Sliding Mode Observer,简称SMO)由于采用不具备连续性的符号函数sign(x)作为永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor,简称PMSM)无位置传感器控制系统中的控制函数,导致系统存在抖振等问题,不能精确地实现PMSM无位置传感器控制。
为了解决系统的抖振等问题,实现PMSM无位置传感器的精确控制,提出了一种改进型SMO,采用具备连续性双曲正切函数tanh(s)作为PMSM无位置传感器控制系统中的控制函数,并将其与锁相环(the phase-locked loop,简称PLL)算法结合使用,在Matlab/simulink软件中搭建改进型SMO与PLL仿真模块,仿真实验结了该改进型SMO控制方案的优越性。
关键词:永磁同步电机;滑模观测器;双曲正切函数;无位置传感器中图分类号:TM35*文献标识码:A文章编号:*672-545X(2020)**-00*2-060引言永磁同步电机(PMSM)因其效率高、转矩体积比大、功率密度高、运行可靠等诸多优点受到大量业界学者的关注。
因此,永磁同步电机进入一段快速发展期,PMSM被广泛应用于工业生产、轨道交通、航空航天以及军事国防等各个领域叫然而,实现PMSM的高精度的控制需要提前电机转子的。
电机转的大,将会导致电机不能正启。
此,电机转实现PMSM高精度控制的要。
,国大量学者致于PMSM 转子的,提诸多。
前通机PMSM转的进行,于机高、可靠不,体积大空等点,现不用。
于,学者将转控制,将控制应用于PMSM,现用控制永磁同步电机控制领域的。
PMSM的控制要可大叫一通电机转子的转的,一用于速速,另一通电EMF电机转子转速,要应用速高速的PMSM叫于一类,要转高频电压注入法(Rotating High Frequency Voltage Signal Injection)、脉冲高电注入Pulsating High Frequency Voltage Signal Injection)、咼频电流注入法(High frequency current signal injection)以及咼频方波信号注入法(High-Frequency Square-Wave Signal Injection)等=K-L>于,要包括滑模观测器法(Sliding Mode Observer,简称SM0)=t>、模型参考自适应法(Model Reference Adaptive System,简称MRAS)=12>、基于扩展卡尔曼滤(Extended Kalman Fliter,简称EMF)问等方法;其SMO因不受控制系统结构参数的不定影响,控制系统的态特仅依赖于面的选择等优点得到广泛应用网,于统SMO用不备连续的符函数sign(x)作PMSM控制系统的控制函数,导致系统存抖振等问题问,不能效地实现PMSM控制。
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Sliding Mode Flow Rate Observer DesignSong Liu and Bin YaoSchool of Mechanical Engineering, Purdue University, West Lafayette, IN47907, USAliu1(byao)@AbstractDynamic flow rate information is needed in a lot of applications; however it is normally not measurable. Calculation of the flow rate from fluid pressure dynamic equations usually results in poor estimates due to the very noisy pressure measurements and unavoidable modelling uncertainties. This paper proposes a sliding mode dynamic flow rate observer to estimate the meter-in and meter-out flow rates of a hydraulic cylinder. Theoretical convergence can be guaranteed and simulation and experimental results show the effectiveness of the proposed flow rate observer.KeywordsDynamic flow rate, sliding mode observer1 IntroductionDynamic flow rate information is needed in a lot of applications, such as automated modelling of valve flow mapping, fault detection, diagnostics and prognostics. However, with a conventional flow meter which is only capable of measuring static flow rate, the dynamic flow rate is not measurable. In order to obtain the flow rate information, one must seek other approaches to avoid the demand of direct measurement.In hydraulic systems activated by hydraulic cylinders, the flow rate is directly related to the cylinder pressure dynamics and the motion of the cylinder rod. The cylinder pressure dynamics can be written as [1]1111122222()()eeV x P A x Q V x P A xQ ββ=−++∆=−+∆(1)where x is the cylinder rod displacement, A 1 and A 2 are the ram areas of the cylinder, P 1 and P 2 represent pressures at the two chambers, Q 1 and Q 2 stand for the meter-in and meter-out flow rates respectively, βe is the effective bulk modulus, and V 1(x) and V 2(x) are the total cylinder volumes of the head and rod ends includingconnecting hose volumes, ∆1 and ∆2 represent the lumped disturbance flows that are not associated with the control valves (i.e., the cylinder internal and external leakage flows, and so on). It is assumed that:a. the cylinder rod position x and the velocity xas well as the pressures P 1 and P 2 are available, b. the effective bulk modulus βe does not change orchanges slowly, the actual value of βe may not be known but the bounds βemin and βemax are known. c. the lumped disturbance flows ∆1 and ∆2 are boundedby some constant known bounds δ1 and δ2, respectively.From (1) one may think to calculate flow rates from the pressure dynamic equations, e.g.,11111()eV x Q A xP β=+−∆(2) Though the pressure P 1 is measurable, it is very noisy. It is not practical to numerically differentiate P 1 unless a low pass filter is used, which would introduce phase lag. The accuracy of the calculation based on (2) also depends on the accuracy of the effective bulk modulus βe , which is usually of large variance and very hard to be determined exactly. The appearance of the disturbance flow ∆1 further complicates the problem.A flow rate observer may be a solution to this problem. However, because the flow rate Q i , i=1 or 2, is not a state of the system dynamics, Luenberger observer does not work in this case even when all parameters are known and the disturbance flow ∆1 is negligible. In order to design the flow rate observer, one must overcome thefollowing difficulties:a. The system dynamics is not linear due to the changein total cylinder volumes V 1(x) and V 2(x).b. Some system parameters, such as βe may not beexactly known.c. The flow rate Q 1 and Q 2 are inputs to the systeminstead of being system states.This paper proposes a sliding mode flow rate observer to overcome the nonlinearity and model uncertainties[2,3,4]. The proposed sliding mode flow rate observer has strong theoretical performance and robustness. It guarantees convergence in finite time when there is no model uncertainties and bounded estimation error in the presence of modelling error.2 Sliding Mode Flow Rate ObserverSince the observers for Q 1 and Q 2 are basically same, only the one for Q 1 would be designed here, the other can be worked out in the same way.2.1 Sliding mode flow rate observer design Let 11eθβ=, the pressure dynamics (1) can berewritten as111111()V x P A x Q θ=−++∆(3)The flow rate observer, based on the cylinder pressure dynamics (3), is given by1111111ˆˆˆˆ()()V x P A x Q K P P θ=−+−− (4) where 1ˆP , 1ˆQ and 1ˆθ represent the estimates of P 1, Q 1 and 1θ, respectively, K is a positive observer gain. Subtract (3) from (4), one can obtain:()()1111111111111ˆˆˆˆˆ()()()V x V x P Q Q K P P P P θθθ+=−−−−∆−− (5)Define 11ˆe P P =− as the pressure estimation error and 111ˆθθθ=− as the parameter estimation error, rewrite (5) in term of e ,11111111ˆˆ()()V x e Ke Q Q V x P θθ+=−−−∆ (6) When parameters like the bulk modulus e β is known and the disturbance flow 1∆ is negligible (i.e., assume10∆=), Eq. (6) can be simplified into:1111ˆˆ()V x e Ke Q Q θ+=−(7)Since the metered flow rate Q 1 must go through the valve orifice, Q 1 is always limited by the valve or pump capability. Mathematically, Q 1 is bounded by a knownbound, i.e., 1max Q Q ≤.In (7), 1ˆQ can be considered as an input to the pressure estimation error dynamics. Therefore, one maywant to choose a proper 1ˆQ to make the estimation error e(t) converge to zero. A discontinuous 1ˆQ is chosen as 1maxˆ()Q Q sign e =−⋅ (8)Note that during the sliding mode when 0e =, mathematically, (8) is defined by the so-called equivalent control [2,3] and can be approximated obtained byapplying a low pass filter to the discontinuous 1ˆQ : 21111ˆˆˆˆ2eq n eq n eq Q Q Q Q ξωω++=(9) where ξ and n ω are the damping ratio and natural frequency of the filter.Theorem : Assuming parameters are known and the disturbance flow is negligible, the flow rate observer (4) and (8) guarantees that the pressure estimation error e(t) reaches zero in finite time and, subsequently, theequivalent flow estimate 1ˆeqQ converges to the actual valve flow 1Q .Proof : Define a positive definite function2111ˆ()2V V x e θ=, where 1101()V x V A x =+, 10V is the cylinder volume including hose and fitting volumes when the cylinder rod is fully retracted, i.e., 0x =. Differentiating V and noting (7), one can obtain:()21111221111211max 11ˆˆ()()21ˆˆ21ˆ()(())2V V x e V x ee A x e Ke Q Q e K A x e Q sign e Q e θθθθ=+=−+−=−−−+ (10) Since the cylinder rod velocity is always bounded due to finite flow capacity of any pump, it is easy to choose a K greater than 111ˆ2A x θ∞. Therefore the derivative of Vsatisfies:max 1(())V Q sign e Q e e η<−+<− (11)for some positive η. Therefore, e(t) reaches zero in finite time and stays at zero.Once e(t) is equal to zero, 11ˆP P − as well as 11ˆP P − would be zero. Hence Eq. (7) indicates the equivalent flow estimate 1ˆeq Q would converge to 1Q . This ends the proof.2.2 Robust performance analysisWhen there is parametric uncertainty 1θ or the disturbance flow 1∆ in Eq. (6), the derivative of V would change correspondingly from (10) to the following:211max 111111ˆ()(()())2V K A x e Q sign e Q V x P e θθ=−−−+++∆ (12)Since both 111()V x P θ and 1∆ are bounded, as longas max Q is chosen large enough to dominate 1Q as wellas 111()V x P θ and 1∆, the derivative of V still satisfies:max 11111(()())V Q sign e Q V x P eeθµ<−+++∆<− (13)for some positive µ. It is obvious that the pressure estimation error still reaches zero in finite time. Afterthat, during the sliding mode when 0e =and 0e = , from (6), the equivalent flow estimate is111111ˆ()eq Q Q V x P θ=++∆(14)Thus, there will be a bounded valve flow estimation errorof 111111ˆ()eq Q Q V x P θ−=+∆ that depends on the level ofparametric uncertainties and the disturbance flow. However, the converging rate of the valve flow estimation is similar to the previous case when no model uncertainties exist as seen from (13) when compared to (11). 2.3 RemarksThe theoretically excellent robustness of sliding mode control is preserved in the sliding mode observer. The two main drawbacks of sliding mode control, i.e., large control authority and control chattering, do not limit the sliding observer’s practical application. This is due to the fact that the chattering and large control authority issues in the sliding mode observer design are only linked to numerical implementation rather than “hard” mechanical limitations [3].The equivalent flow estimate 1ˆeq Q is obtained by sending 1ˆQ through a low pass filter (LPF) to remove the high frequency chattering components and keep the effective low frequency components. The LPF used in the sliding mode observer has a different effect from the one used to filter pressure measurements in (2). The LPF used in flow rate calculation is to smooth the measurement noise, which is almost white and covers the entire frequency range from DC to Nyquist frequency. The cut off frequency of that LPF must be chosen very low to make the pressure differentiation possible.On the other hand, the LPF used to obtain equivalent1ˆeq Q is to remove the chattering in 1ˆQ , whose frequency mainly depends on the observer gain K , the magnitude of the discontinuous term Q max and the frequency of digital implementation. The larger K , Q max and digital implementation frequency are, the higher the chattering frequency is. Practically, the observer can run at a higher sampling frequency than the control system sampling frequency, which would enable the chatting at a frequency even higher than the control system sampling frequency. Hence LPF in the observer design can have a much higher cutoff frequency and does not introduce severe phase lag to the flow rate estimation.3 Simulations and ExperimentsSimulations are done in Simulink. A simple PI controller is used to control a single-rod double-acting hydraulic cylinder with a servo valve, whose dynamics is neglected. The cylinder rod is controlled to track a point-to-point reference trajectory. White noise is added to pressure measurements.The cylinder ram areas A 1 and A 2 are 0.002m 2 and 0.001m 2, respectively. The supply and tank pressures are set as 6900KPa (1000PSI) and 0KPa, respectively. The effective bulk modulus βe is equal to 4.24e8. The cylinderinternal leakage is added as the disturbance flow:12()K sign P P ∆=−(15)where K leak is chosen to be 1e-8.Fig. 2 Simulation flow rates w/o modelling errorFigures 1 and 2 show the pressure and flow rate estimates in the absence of disturbance flows. It is obvious that the pressure estimates for both chambersconverge to the actual values very well without any phase lag, as predicted by the theorem. The flow rate estimates also converge very well except for two spikes where actual flow rates have discontinuous changes. However, this may not be a problem because flow rate would not change discontinuously in practice due to the valve and flow dynamics.actual values very well. The flow rate estimates, though affected by the cylinder internal leakage, still show very good convergence.Experiments are done with the cylinder used to activate the swing motion of a three degree-of-freedomelectro-hydraulic robot arm. A nonlinear controller is used to control the swing motion to track an angular trajectory. Since the cylinder rod motion in the experiment is different from the one in simulation, the experiment flow rates look different from the simulation. Since there is no way to know the actual flow rate, we can not compare the estimates with their actual value. The flow rate estimates are shown in Fig. 5.Fig. 5: Experiment flow rate estimates4 Conclusions and Future WorksThe proposed sliding mode dynamic flow rate observer takes advantage of the use of the equivalent control for the estimation of flow rates with discontinuous term. It successfully overcomes the nonlinear dynamics and uncertain modelling error, and theoretically guarantees that the valve flow rate estimates converge to their true values in the absence of the disturbance flow and the parameter estimation error, or a bounded estimation error in the presence of the disturbance flow and parameter estimation error. Simulation and experimental results are obtained to illustrate the performance of the proposed flow rate observer.The flow rate observer is the first step toward an automated modelling mechanism of cartridge valve flow mapping. Future works include adopting adaptive robust observer (ARO) technique to deal with the changing parameters in the pressure dynamics, such as effective bulk modulus βe, and to reduce effects of parameter variation and the disturbance flow estimation errors.AcknowledgementThe work is supported in part through the National Science Foundation under the grant CMS-0220179.References[1]H. E. Merritt, Hydraulic control systems, JohnWiley & Sons, 1967.[2]V. I. Utkin, Sliding Modes and Their Application inVariable Structure Systems. Mir Publishers, 1978 [3]J. –J. E. Slotine, J. K. Hedrieck and E. A. Misawa,On Sliding Observers for Nonlinear Systems. ASMEJournal of Dynamics Systems, Measurement, andControl, Vol. 109, pp. 245-252, 1987.[4]R. A. McCann, M. S. Islam, and I. Husain,Application of a Sliding-Mode Observer for Positionand Speed Estimation in Switched Reluctance MotorDrives. IEEE Trans. On Industry Applications,Vol. 37, No. 1, pp. 51-58, 2001。