有源钳位正激变换器双环小信号建模分析.Stamped
有源钳位正激电路的分析设计
有源箝位正激变换器电路分析设计1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
磁集成有源箝位正激变换器小信号建模分析
根 据单端 有源 箝 位 正 激 变换 器 的 工作 原 理 ， 电
路 的 工 作 模 式 分 为 ２个 阶 段 ， 作 波 形 如 图 ３所 示 ， 工 图 中包 含 了绕 组 电 流 、。 和 等 效 电 感 电 流 ｉ 、 。ｉ 、 ｉ ｉ 各 等 效 电 感 电 流 的 工 作 情 况 直 接 表 示 于 图
２ 磁 集 成 正 激 变 换 器 的 工 作 过 程 分 析
２ １ 等 效 模 型 分 析 ．
收 稿 日 期 ： ２ １ ０ —７ ０ ０—６ ０
基 金 项 目 ：国 家 自然 科 学 基 金 资 助 项 目 （０ ７ ００ ； 建 省 自然 科 学 基 金 资 助 项 目（０ ９０ ２２ ５ ８７ １ ） 福 ２ ０ Ｊ１４ ） 作 者 简 介 ：陈 为 （ ９ ８ ） 男 ， 建 籍 ，教授 ／ 导 ，博 士 ， 要 从 事 电力 电子 功 率 变 换 、 １５ 一 ， 福 博 主 高频 磁 技 术 、 磁 兼 容诊 断 与 电
动 态 零 点 ， 且 传 递 函 数 以 输 出 零 纹 波 为 临 界 条 件 出现 右 半 平 面 零 点 。 并
关 键 词 ：磁 集 成 ；小 信 号 建 模 ；右 半 平 面 零 点 ；零 纹 波
中 图分 类号 ：Ｔ ６ Ｍ４ ３ 文 献 标 识 码 ：Ａ 文 章 编 号 ：１ ０ －０ ６（ ０ １ ０ －０ ３０ ０ ３３ ７ ２ １ ） ２０ １ －５
以减小 输 出电流 纹 波 和缩 小 磁 件 体积 ， 利 于提 升 有
功率密 度 和优化 电路 性 能 。为 了进 一 步深 化 对 磁集成 正激 变换 器 环路 稳 定 性 的认 识 ， 须建 立 这 必 类变换 器 的小信 号 模 型 。 目前 ， 已有 的 小 信 号建 模
有源箝位正激变换器中励磁电流直流偏置问题的研究
有源箝位正激变换器中励磁电流直流偏置问题的研究
1 引言 在正激变换器中，有源箝位技术相对其他复位技术，比如RCD，LCDD而言具有如下优点： (1) 开关管的电流、电压应力小（约为1.3Vinmax）,便于开关器件的选择. (2)变压器复位过程中的损耗小, EMI和噪声比较低 (3)实现开关管的零电压开通,减少了开关管的损耗 (4)在主开关管关断的时候,有源箝位正激变换器相对于其他复位方式的正激变换器死
区时间小,适合自驱动的同步整流技术. 因此,有源箝位技术在正激变换器中
得到广泛的应用,但是由于变压器的漏感和开关管的寄生电容的存在,会使变压
器的励磁电流产生直流偏置,而变压器的直流偏置会导致变压器的磁芯饱和、辅
助开关管反并联二极管的反向恢复的问题，并有可能使辅助开关管失去零电压
开通，因此有必要对励磁电流的直流偏置产生的原因进行分析。
2 理想情况下
的有源箝位正激变换器的分析 假定输出电感足够大，可以把它看成一个恒
流源,箝位电容足够大，可以把它看成一个恒压源Vc。
变压器用一个励磁电感
和一个变比为n=Np/Ns的理想变压器并联代替。
图2是该电路的工作模式，它
分为两个模态，图3是该电路主要参数的工作波形。
3 变压器励磁电流的直流
偏置 图4是考虑变压器的漏感和开关管的寄生电容时的电路图，在这种情
况下励磁电流回产生直流偏置，并且根据贮存在漏感和寄生电容中的能量不同，可分为正向和负向偏置。
如图5所示：正向偏置会导致变压器的磁芯饱和、S2
反并联二极管反向恢复的问题；负向偏置会导致S2失去零电压开通和变压器
的磁芯饱和。
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高精度有源钳位反激变换器小信号建模及控制环路设计
高精度有源钳位反激变换器小信号建模及控制环路设计下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。
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有源钳位正激变换器的分析与设计
有源钳位正激变换器的分析与设计电气持动1999年第1期有源钳位正激变换器的分析与设计南京航空航天大学陈道炼严仰光,,——一——————一T}2Ll,摘要:丰文论述了有源钳位正融变换器的原理与设计利用有源钳位电路宴现功率变压器对称磁复位.部分磁化能量用来对功率开关寄生电蒋放电到零,宴现零电压开关.有谅钳位技术增强了正激变换器性能实验证宴了理论分析的正确性关键词:毛器量皇茎苎登堂堡瓣AnalysisandDesignofanActiveClampedForwardConverter ChenDaolianYahYangguangAbstract:Theanalysisanddesign.fanactireclampedforwardcoHverterIspresentedinthispa perByulganactiveclampedcircuit1thepowertrans,"ormerisymmetricallymagneticreseted.andapar tofmagnetizingen—ergyisusedtodischarge:heparasiticcapachan.eofthepowerwitchtozeiardertOobtainzer.vo ltageswitchAclireclampedtechra[quec-nbancestorwardC0nverteperformanceandthetheorica lanalysisisverifiedbythee~perJmentalresultKeywords~rwardCo.vett~r…voltageswitchactiveclamped1概述由于正激DC/DC变换器具有电路拓扑简单,输入输出电气隔离.电压升,降范围宽,易于多路输出等优点,因此被广泛应用于中小功率电源变换场合然而,正激变换器的一个固有缺点是需要附加电路实现变压器磁复位采用磁复位绕组正激变换器--的优点是技术成熟可靠.磁化能量无损地回馈到直流电网中去.但附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化.变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制,占空比d<0.5,功率开关承受的电压应力与输入电源电压成正比.RCD钳拉正激变换器的优点是磁复位电路简单,占空比d可以大于0.5,功率开关承受电压应力较低.但大部分磁化能量消耗在钳位电阻中,因此它一般适用于变换效率不高且价廉的电源变换场台.无损LCD缓冲网络正激变换器¨j的优点是磁化能量无损地回馈到电网中,占空比d>0.5当开关频率太于30kHz时,过大的LC谐振电流增加了功率开关的导通损耗,因而通常应用+本文为航空基础科学基金,较自进课题资助项目研究内容30在开关频率为20kHz的场合采用有源钳位支路实现正激变换器变压器磁复位,比上述3种传统的方法优越,主辅开关均可实现零电压通断,这是零电压转换ZVT—PWM技术在正激变换器中的具体应用.本文将详细论述这种变换器的工作原理和设计要点2工作原理在传统正激变换器电路拓扑基础上,增加由钳位开关Sc与钳位电容Cc串联构成的有源钳位支路,便得到了有源钳位正激变换器,如图l所示.钳位开关Sc与主功率开关S的驱动信号互补.由变压器原边绕组伏秒积平衡原理可知,图1a电路钳位电压为式中d——占空比式(1)与Flyback变换器相似,称之为单端反激式Flybaek钳位(简称Flyback钳位).圈lb电路钳位电压为电气传动1999年第1期1bJ囤1有潍钳位正敲变换器(&)F[yback钳位<b)Boost钳位1U=U.(2)』I^式(2)与Boost变换器相似,称之为升压式Boost 钳位(简称Boost钳位).这两种钳位电路工作原理基本相同,只是回馈到输人电源中的电流谐波不同.本文以Flyback钳位电路为研究对象,其研究结论同样适用于Boost钳位电路.假设输出滤波电感L和钳位电容C足够大.因此可将其分别作为电流源和电压源处理,简化电路及其原理波形如图2所示(L为变压器磁化电感).每个PWM周期可分为7个区间,每个区间等效电路如图3a～g所示7个区间的电路变化过程叙述如下.to～l:t.时刻,S开通,Dl导通,D2截止,如图3a所示.t.～t:t时刻,S关断,负载折算到原边的电流』./Ⅳ对Cs充电,如图3b所示.t2～:t￡时刻.U上升到『,,Dl关断,D2开通,L上能量对Cs充电即二者谐振,使Ud上升, 如图3c所示.t～:t时刻,U上升到钳位电压U与fJT.之和,Dc开通,设开关频率,s>>1/(2n _——,/LC,),即钳位电压U基本不变,如图3d所示. t～￡::t时刻,磁化电流i为零,随后i变负,钳位开关Sc导通,Sc实现了零电压ZVS开通,如图3e所示.t=～t6:ts时刻,Sc关断…I.与C开始谐振,C以负值磁化电流放电,能量回馈到电网及转移到工中.如图3f所示.t6～(c):tB时刻,U下降到.D开通.D.与D共同导通期间为i在副边续流提供了路径,t时刻S再次开通,开始另一PWM周期,如图3g所示.欲获得功率开关S的ZVS开通,可用两种方法实现一种方法是变压器铁心加气晾,降低L增大磁化电流,当Sc在t时刻关断的磁化电流大于负载折算电流/N,则这两个电流的差值将使得C在t时刻之后继续放电.或者说磁化电流除了支持输出电流之外.剩余电流将用来使C放电,即将C上电荷抽尽.这种方法消除了功率开关S的容性开通损耗,但却增加了变压器铁损.另一种方法是在副边整流二极管D.中串联一饱和电抗器,延缓D.的开通时刻,即饱和电抗器暂时将变压器和负载断开.整个磁化电流将全部用来对C放电,但高频时饱和电抗器损耗较大fh)圉2简化电路丑其原理波形(a)简化电路(b)原理渡形3lⅢ电气持动1999年第1期图3每十等效电路f),～ifb"f～fJ～(d)～f)～ffJ,～6(g)～3关键参数设计3.1功率变压器设计接通电源,经历若干PWM周期后.钳位电容自动充电到某一稳态值U=u,它可保证铁心双向对称磁化任何铁心双向不对称磁化因素都会导致￡值适度的变化,从而迫使铁心双向对称磁化.设图2b中磁化电流渡形双向不对称, 即,的正向最大值太于负向最大值,则C的充电能量大于放电能量,因而十一/L十一i下降速率十一迫使.(即磁通)双向对称.有源钳位正激变换器的这一特点具有显着优点,克服了传统正激变换器变压器铁心利用率低的缺点, 进一步增强了正激变换器性能和工程应用价值, 较全桥,推挽变换器(存在单向偏磁现象)要优越得多.它同半桥变换器相似,具有抗磁不平衡能力,其根本原因是钳位电压或者说功率开关漏极电位具有浮动特陛.变压器原边绕组匝数为,'N一素等×10'(3)式中B一一铁心工作磁密S——铁心截面积t——功率开关导通时间由式(3)可知,绕组匝数是传统的复位绕组RCD正激变换器的一半,降低了铜损32占空比d设计功率开关S的电压应力为Ud,--U一一㈥32式中Ⅳ——变压器匝比变换器输出电压在相同的Ⅳ,U.下,当输^电源电压F增大时,占空比d减小,功率开关S电压应力变化不大.如图4所示.一般选取一一o75.该特点(可夫于0.5,但变化不大)使得它很适用于宽输入电源电压场合.例如,航空静止变流器输八电压U.一18～32V,选取有源钳位正激变换器作为DC/DC变换级最台适图4功翠开关电压应与占空比美系3.3钳位电容C设计钳位电容C值由钳位电压纹波3U:决定c越大.越小,功率开关S电压应力越小.但对电源电压或负载变化时的变换器状态响应速度也变慢设△:<<U,则在(1一d)丁区问内变压器磁化电流(钳位电容电流)近似按恒定斜率u./三下降,如图2b所示.由图2b可知,钳位电容电压纹波为1一Idt—I(1d)7';儿4C1()cJ式(5)中,J为t--t时磁化电流值.稳态时i即i的下降斜率为/L一J/寺(1一d)丁](6)由式(5),(6)可知,,/U为电气传动1999年第l期((=(1一d):T:/(8L(,1(7)由式c4)町知.功率开关电压应力纹渡己d,一.3U,因此虬一等=㈤按照d—d…最坏情况设计,取儿≤l0%或≤10%.3,4功率,钳位开关驱动延迟时间设计图2b原理波形示出r功率开关S与钳位开关S驱动信号延迟时间f:,合理没计r.与r:是实现有_碌钳位正激变换器的关键问题之一延迟时间过大.影响有效占空比延迟时间过小,满足不了要求S关断与S开通的时问间隔为r!≥一=2r,√L…C4(9)式(9)为l,C谐振电路的14谐振周期S关断与S开通的时间问隔为f一.<r<--t若忽略2一l,则3一l≈一t2='一.因此可得2ⅡLH<r<(i—d)71/!(10)式(9),式(10)按最坏情况(U.d—d…一U一)来调节RC延迟电路参数4实验航空静止变流器采用DC仁K二变换器和DC AC逆变器两级级联的电路拓扑结构DC/DC变换器将输入电压U.=18～32V,升高到稳定的l90VDC,仁K二AC逆变器再将190VDC逆变成115V400HzACDC/DC变换器,DC/AC逆变器各自构成闭环控制系统.考虑到输入电网电压变动范围大,且飞机交流用电负载与直流电网共地. 因而选用具有电气隔离且眭能优良的有源钳位正激变换器作为DC/DC变换级按上述理论设计的有源钳位正激变换器参数如下功率P.一100w,输A电源电压U.一18～32V.输出电压U一190V.开关频率一100 kHz.最大占宅比d一0.75.钳位电容c=60nF,延迟时间rl取600ns,r2取470ns原理实验测得不同输出功率时变换效率如图5所示l习j有源钳位正馓耍挽器教军曲线5结论本文论述了,有源钳位正激变换器的原理与设计,得出了如下结论(1)有_碌钳位正激变换器变压器铁心工作在双向对称磁化状态,提高了铁心利用率,减小了体积与重量.占空比>0,5.进一步增强lr其性能和工程实用价值,适用于宽输A电源电压场合. (2)有源钳位正激变换器实质E是零电压转换PWM变换器,兼有谐振技术与传统PwM技术两者之优点(3)提供r钳位电容C,驱动信号延迟时间r,r:等关键电路参数与其它参数间的定量关系(4)实验证实了有源钳位正激变换器具有优良的性能.参考文献11遭密电电于技术.航空工业出社1992:213～2142陈道炼RCD钳位正激变拽器的分析研究南京航空航元大学,1997(2):231～2353洗冬珍等.LCD无垌吸收网络的应用研究电力电子技术. 1995t4)35～:184LeuCSetⅡ,.ComparisonofForwardFopologieswirhV ari …ResetSchemes,VPECSeminarproceedings1991101～1n§藕百1丽丽i(上接第21页)KrausePC.Analy~isofElectricMachlnery.NewY ork:Mc G…Hi】l,1986jKane]lakopou[osI.KokorovicPVMarinoRAnExtended DlteetSchemefoiRobustAdaptlveNonlinearComro[.Auto一tca.1991.27(2)247～2j55MarinoRAnExample.fANonlinearRegula1.r1EEE T…sAutom,Contr,l984,29(3):276～2797MarinaR—PeresadaS.Va]igiPAdaptiveInput-outputLin- earizingControl.fInductionblotorsIEEETrans.AutomContr19§3,38(2):208～2218IsidoriANon]inearControlSystemsBetlinspringerV etlag19蚺9蔡自兴等译.应用非线性控制北京:国防工业出社, 199276～77面蓓百丽F而33。
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法刘耀平(深圳华德电子有限公司，广东深圳 518066）摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。
增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。
基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。
实验结果验证了理论分析和设计方法。
关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关1 引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t 大，EMI问题难以处理。
为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t和d i/d t，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。
因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。
本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。
2 正激有源钳位变换器的工作原理如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关（带反并二极管）和储能电容C s，以及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
非理想条件下有源箝位正激电路小信号模型分析
无论 K 取何值 , 开环 n 个极点之和总是等于闭环特征 方程 n 个根之和 i & s i = i& p i , 在开环极点确定的情况 =1 =1 下, 这是一 个不变的常 数。所以 当开环增 益 K 增大
华晓辉 等 : 非理想条件下有源箝位 正激电路小信号模型分析 #
T eleco m Po wer T echnolog ies M ar. 25, 2008 , V ol. 25 N o. 2
=0 式中 , s i 为闭环特征根。
( 15) 当 n- m ∋2 时, 特征方程第二项系数与 K 无关,
华晓辉 1 , 林维明 2 , 黄俊 来2 ( 1 . 中国移动福建公司网管中心 , 福建 福州 350007 , 2 . 福州大学电气工程与自动化学院 , 福建 福州 350002 ) 摘要 : 有源箝位正激变换器相对于 其它复位方式 , 有很多优点 , 然而当输入 源和负载发 生变化时 , 却造成 系统的不 稳 定性 。 文中分析了有源箝位正激变换器中复位电容对其小信号 特性的 影响 , 在考虑 原边主 管导通 电阻的 基础上 , 应用 状 态空间平均法 , 首次推导其小信号模型 , 并运用 M athcad 仿真了该模型 的频率 特性 , 结合控 制理论 根之和 的概念 , 分析 了 非理想条件下的有源箝位正激电路的小信号模型 。 关键词 : 有源箝位正激变换器 ; 复位电容 ; 小 信号模型 中图分类号 : T N86, T N 712 文献标识码 : A
di L Uin - U a Uin r ds( on) i M rds ( on) i L Lf = - Uo = - Uo2 dt N N N N Co dv o Uo = iL dt Ro
根据文献 [ 5] 在矩阵方程 ( 9) 中 :
一款有源钳位双路输出正激变换器的设计
一款有源钳位双路输出正激变换器的设计作者：陈瑜来源：《E动时尚·科学工程技术》2019年第06期摘要：本文重点介绍了一款有源钳位双路输出的正激变换器的工作原理，并给出了设计过程和参数计算。
关键词：正激变换器，有源钳位；双路输出ABSTRACT：This paper focuses on the working principle of an active clamp and dual forward converter，the design process and parameter are provide.Keywords：Forward converter，Active Clamp，Dual ouput1.绪论HJDD4811D60型电源模块是为某单位研制的系列产品之一。
该产品是窄范围输入，具有体积小，纹波低的优点。
本文基于正激变换器设计出了输入45～51V，双路输出±11V的60W 电源。
2.正激变换器单端正激变换器的拓扑如图1所示，变压器T起变压和隔离的作用，在输出端加一个电感L，起能量存储及传递作用。
当开关管Q导通时，输出整流管D1正向導通，并通过电感L和电容C将能量提供给负载R，此时输出续流管D2反向截止，输出电感L1储能；当开关管Q关断时，整流二极管D1截止，续流二极管D2导通，电感L1将其储存的能量提供给输出负载，以保持输出电压不变[1]。
3.有源钳位单端正激式拓扑变压器由于工作在磁滞回线的第一象限，因此在关断周期必须进行磁复位，否则变压器会饱和，一旦饱和，电路电流过大会烧毁初级电路。
单端正激式拓扑常用的磁复位方式有RCD磁复位、谐振式磁复位、辅助绕组磁复位和有源箝位四种[2]。
RCD磁复位是利用电阻、电容以及二极管组成去磁电路并接在变压器初级上或开关管漏-源上，该方式电路结构简单，成本低，但是磁芯单向磁化，大部分磁化能量消耗在钳位电阻中，损耗较大。
辅助绕组磁复位是在变压器上再绕制一组辅助线圈，将其与去磁二极管串联并在输入端上，变压器磁芯利用率不高，单向磁化；最大占空比受制于变压器的匝比，不能超过50%；谐振式磁复位是将电容并在开关管漏-源或变压器初级两端，通过谐振电容对变压器进行复位，谐振式磁复位的占空比可以超过50%，该复位方式是利用输入电压给变压器复位，激磁能量和漏感能量回馈到输入侧，基本上没有损耗。
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法中心议题：正激有源钳位有源钳位变换器的工作原理静态分析和优化设计方法解决方案：储能电容电压及开关管承受的电压应力增加励磁电流实现零电压软开关工作条件应用磁饱和电感实现软开关工作的条件优化设计方法1 引言单端正激变换器正激变换器拓扑拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt 大，emi问题难以处理。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。
因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。
本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。
2 正激有源钳位变换器的工作原理，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关sa（带反并二极管）和储能电容cs，以及谐振电容cds1、cds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
磁饱和电感ls用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。
开关s和sa工作在互补状态。
为了防止开关s 和sa共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。
下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。
有源箝位正激变换器稳态分析与小信号特性
有源箝位正激变换器稳态分析与小信号特性Steady Analysis and Small S ignal Properties of Active C lamp Forward Converters陈道炼 胡育文 严仰光(南京航空航天大学 210016)Chen Daolian Hu Y uwen Yan Yangguang (Nanjing University of Aeronautics &Astronautics 210016 China)摘要 深入分析研究了有源箝位正激变换器的稳态工作原理,获得了功率开关实现零电压ZVS 开通的方法与边界条件。
采用状态空间平均法,建立了变换器平均模型与小信号模型来预测有源箝位支路对有源箝位正激变换器小信号特性的影响,并提出了改善变换器动态特性的方法。
给出了变换器原理试验结果和变换器小信号特性PSPICE 仿真波形。
关键词:正激变换器 有源箝位 稳态分析 小信号特性Abstract The steady principle of active clamp for ward converters is deeply investigated.The method and boundary c ondition of ZVS for active clamp forward converters Äpo wer switch are given.The converter Äs av -erage model and small signal model by using the state-space averaging approach are presented,in order to predic t effects of the active clamp circuit on the small signal properties of active clamp forward c onverters.A way of improving the converter Äs dynamic properties is proposed.The sche matic test results and PSPICE simu -lation waveforms of small signal properties are given.Keywords:Forward converters Active clamp Steady analysis Small signal property航空基础科学基金,江苏省博士后科学基金资助项目。
变结构有源钳位正激变换器
电气传动2021年第51卷第11期摘要：提出一种变结构有源钳位正激变换器，通过在有源钳位正激变换器副边增加一个整流二极管和一个高频开关管得到。
变匝比结构的引入，使变换器可以根据输入电压大小调整原、副边匝比，降低副边功率器件应力，扩宽输入电压范围；有源钳位技术实现原边主、辅开关管的零电压开关（ZVS ），减小原边开关管损耗；匝比的反复变换，使得变压器副边可以输出为0，1，2三个电平，优化电感电流纹波，从而降低滤波电感大小。
对该拓扑的工作模态进行详细分析，并搭建实验平台，给出实验波形。
关键词：变匝比；有源钳位；宽输入电压范围；零电压开关；三电平中图分类号：TM46文献标识码：ADOI ：10.19457/j.1001-2095.dqcd20988Active -clamp Forward Converter with Variable StructureZHANG Xu 1，JI Baojian 1，2，LI Jun 1（1.College of Electrical Engineering and Control Scienc ，Nanjing TECH University ，Nanjing 211816，Jiangsu ，China ；2.College of Automation ，Nanjing University of Scienceand Technology ，Nanjing 210094，Jiangsu ，China ）Abstract:A variable structure active clamp forward converter was presented.A rectifier diode and a high frequency switch were added to the secondary side of the active clamp forward converter.With the introduction of the structure of variable turn ratio ，the converter could adjust the original and minor turns ratio according to the input voltage ，reduced the stress of the minor power device ，and widen the input voltage range.Active clamping technology had realized ZVS (zero-voltage switching)between primary and auxiliary switching ，which reduced the switching loss of primary switching.The repeated transformation of turns ratio made the transformer side output to 0，1，and 2levels ，which optimized the inductance current ripple and reduced the size of the filter inductance.The working mode of the topology was analyzed in detail ，the experimental platform was built ，and the experimental waveforms were given.Key words:variable turns ratio ；active-clamp ；wide input voltage range ；zero-voltage switching(ZVS)；three-level作者简介：张绪（1998—），男，硕士，Email ：*****************变结构有源钳位正激变换器张绪1，嵇保健1，2，李俊1（1.南京工业大学电气工程与控制科学学院，江苏南京211816；2.南京理工大学自动化学院，江苏南京210094)随着光伏、风能等可再生能源发电的普及，人们对电能变换的效率、质量要求也越来越高，环境变化对可再生能源发电影响较大，发电电压容易随着环境的波动而波动，这就对功率变换器的输入电压范围适应性提出了较高要求[1-2]。
有源钳位正激变换器的原边电流采样双闭环数字控制方法[发明专利]
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(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 202010559541.3(22)申请日 2020.06.18(71)申请人 中南大学地址 410000 湖南省长沙市岳麓区麓山南路932号(72)发明人 许国 孙尧 崔玉娇 陈孝莺 韩华 王辉 粟梅 刘永露 熊文静 但汉兵 (74)专利代理机构 长沙轩荣专利代理有限公司43235代理人 罗莎(51)Int.Cl.H02M 3/28(2006.01)H02M 3/335(2006.01)(54)发明名称有源钳位正激变换器的原边电流采样双闭环数字控制方法(57)摘要本发明提供了一种有源钳位正激变换器的原边电流采样双闭环数字控制方法，包括：步骤1，通过电压采样电路采样输出负载两端的电压，将采样后的电压值经过电压采样运放调理电路处理后输入DSP。
本发明采用双闭环数字控制，通过电压采样电路采样有源钳位正激变换器的输出电压，反馈至DSP内经过电压环控制器输出电流参考，通过原边电流采样电路采样变压器的原边电流，反馈至DSP内取得原边电流平均值作为电流反馈，通过将电流反馈与电流参考进行比较，经过DSP内的控制器，作为占空比输出，达到双闭环数字控制的目的，提高了有源钳位正激变换器的效率和可靠性，双闭环数字控制使有源钳位正激变换器控制灵活简单，动态响应快。
权利要求书4页 说明书12页 附图4页CN 111682770 A 2020.09.18C N 111682770A1.一种有源钳位正激变换器，其特征在于，包括：电源，所述电源的正极端与原边电流采样电路的第一端电连接，所述电源的负极端与所述原边电流采样电路的第二端电连接，所述原边电流采样电路的第三端与电流采样运放调理电路的第一端电连接，所述原边电流采样电路的第四端与所述电流采样运放调理电路的第二端电连接；钳位电容，所述钳位电容的第一端与所述电源的正极端电连接；主开关管，所述主开关管的漏极端与所述钳位电容的第二端电连接；谐振电感，所述谐振电感的第一端与所述钳位电容的第一端电连接；激磁电感，所述激磁电感的第一端与所述谐振电感的第二端电连接，所述激磁电感的第二端与所述主开关管的源极端电连接；变压器，所述变压器的原边的第一端与所述激磁电感的第一端电连接，所述变压器的原边的第二端与所述激磁电感的第二端电连接；辅助开关管，所述辅助开关管的漏极端与所述激磁电感的第二端电连接，所述辅助开关管的源极端与所述电源的负极端电连接；同步整流电路，所述同步整流电路包括第一同步整流开关管和第二同步整流开关管，所述第一同步整流开关管的漏极端与所述变压器的副边的第一端电连接，所述第二同步整流开关管的漏极端与所述变压器的副边的第二端电连接，所述第二同步整流开关管的源极端与所述第一同步整流开关管的源极端电连接；输出滤波电路，所述输出滤波电路包括滤波电感和滤波电容，所述滤波电感的第一端与所述第一同步整流开关管的漏极端电连接，所述滤波电容的第一端与所述滤波电感的第二端电连接，所述滤波电容的第二端与所述第一同步整流开关管的源极端电连接；输出电阻，所述输出电阻的第一端分别与所述滤波电容的第一端和电压采样电路的第一端电连接，所述电压采样电路的第二端与电压采样运放调理电路的第一端电连接，所述电压采样电路的第三端与所述电压采样运放调理电路的第二端电连接，所述输出电阻的第二端与所述滤波电容的第二端电连接。
有源钳位正激变换器设计释心分享
第四部分
使用PSpice对主电路进行开环仿真研究
输出稳定时滤波电感电流的波形
14.57A 12.50A
10.00A
7.50A
2.4954ms 2.5000ms I(L1)
2.5100ms
2.5200ms
2.5300ms Time
2.5400ms
2.5500ms 2.556
输出电压和电流波形
主开关管和辅助开关管的驱动信号波形
开关模态3（T2-T3）：DF续流阶段
Lo
Cc Vin
Lr
D2 Q2
Np Ns Lm
1:N
Q1 D1 Coss
QF DF Cossf
Co Vo
QR
DR
Cossr
T2时刻后，Coss电压升高于Vin Io由DR换流至DF,通过DF续流 Lm、Lr和Coss谐振 T3时刻，Coss充至Vin+Vc
开关模态4（T3-T4）：Q2的零电压开通阶段
D2
D3
CR
S
当开关S闭合时，电源电压加在高频变压器原边绕组 N1上，建立起励磁磁通。只要磁心不饱和，副绕组 N2上就会感应电势
正激变换器磁复位的方法
• 多谐振复位技术 • RCD钳位技术 • 有源钳位技术 • ……
优缺点对比
优点
缺点
主开关管漏-源极电压应力达
多 谐 振 复 输入电流波形较为平滑，EMI 到 输 入 电 压 的 3—4 倍 ，
0.0380 Transfer function:
0.001216 s + 16 ----------------------------2.4e-008 s^2 + 2.4e-005 s + 1 >> num=[3.18e-4 1]; den=[2.64e-4 0]; Gc=tf(num,den); figure(2) bode(Gc); G=series(Gc,G0); figure(3) margin(G)
有源箝位反激变换器分析与设计
有源箝位反激变换器分析与设计时间：2012-01-10 18:30:38 来源：作者：1. 引言反激(Flyback)变换器由于具有电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出等优点，因而广泛用于中小功率变换场合。
但是，反激变换器功率开关电压、电流应力大，漏感引起的功率开关电压尖峰必须用箝位电路来限制。
作者在文献[1]中对RCD箝位、LCD箝位、有源箝位反激变换器进行了比较研究，得出有源箝位技术使反激变换器获得最优综合性能的结论。
图1 有源箝位反激变换器电路拓扑图2 有源箝位反激变换器原理波形2. 有源箝位反激变换器稳态原理分析有源箝位反激变换器电路拓扑及原理波形，分别如图1、图2所示[2]。
变压器用磁化电感Lm、谐振电感Lr(包括变压器漏感和外加小电感)和只有变比关系的理想变压器T表示，Cr为等效电容，包括两个开关S和SC的输出电容。
稳态工作时，每个开关周期分为七个开关状态阶段，各开关状态等值电路如图3所示。
七个开关状态为：① t=t0～t1：t0时刻，功率开关S开通，箝位开关SC及其寄生二极管Dc与整流二极管D均截止，Lm与Lr线性充电；② t=t1～t2：t1时刻，S关断，磁化电感电流即谐振电感电流以谐振方式对Cr充电，开关管S漏源电压uDS近似线性上升；③ t=t2～t3：t2时刻，uDS上升到Ui+uC，DC开通，将Lr和Lm串联支路端电压箝位在uC≈Uo(N1/N2)，磁化电流通过箝位支路对CC充电（CC>Cr）,u1下降规律为u1=-uCLm/(Lr+Lm)；④ t=t3～t4：t3时刻，u1已经下降到使D正偏导通，随后u1箝位在-Uo(N1/N2)，Lr和CC开始谐振，Lr上的电压为uC-Uo(N1/N2)，iC下降速率为[uC-Uo(N1/N2)]/Lr，在iC开始反向之前开通SC，SC便获得了零电压开通(ZVS)；⑤ t=t4～t5：t4时刻，SC关断，Lr与Cr谐振，在Cr放电期间u1仍然被箝位在-Uo(N1/N2)值上；⑥ t=t5～t6：t5时刻，uDS=0，假定Lr储能大于Cr储能，足以使S体内寄生二极管Ds开通，Lr 上电压箝位在Ui+Uo(N1/N2)值上，则副边整流二极管D中电流i2下降速率为(Lm>>Lr) (1)⑦ t6～t7：t6时刻S零电压ZVS开通，随着iLr上升，i2逐渐下降，t7时刻iLr已上升到磁化电流iLm值，i2=0，D反偏，u1由-Uo(N1/N2)变为Ui，随后Lm和Lr再次线性充电，新的PWM开关周期又开始了。
有源钳位正激模式分析
ISAT
RESET When Main SW During OFF Time If ILM not RESET to Initial condition, It will HIT ISAT (saturation of Xfrmer) after next few ON-OFF cycle
Main SW During ON time ILM begin RAMP UP
13
SOFT-STOP Duty cycle of OUTM is allowed to linearly decrease UNTIL SS Voltage <0.25V Key is to prevents POLARITY REVERSAL of converter output & reduces ELECTRICAL STRESSES during SHUT-DOWN when SRs are used
<50% Highest Higher
Turns ratio
Mag current Leakage energy B-H curve usage High frequency Complexity
Lower
Recycled Recycled One quadrant Fair
Xfrmer Design Complex
simpletopologyandsimplecontrolofthefamilyofforwardconvertersactiveclampoffersfunctions?resetofthecore?clampingthevoltageoftheswitch?recyclingtheleakageenergy?usingbothquadrantsofthebhcurve?zerovoltageswitchingofthetwoswitches?widerdutyratiolowcostsolutionforlowtomediumpowergoodefficiencycurvesrinthesecondarysimple7activeclampflybacksepicboostconvertersvingndvoutreturnvcvingndvoutreturnvcvingndvoutreturnvcvingndvoutreturnvcflybackpfetapproachflybacknfetapproachsepicboostsimplysmarter?isl6726inacfimplementation9keyisl6726highlightfeatures?singleendedcurrentmodecontroller20leadqsop?supportsbothnchannelandpchannelclampconfigurations?alsosupportssingleendedtopologieswithsrandtheasymmetrichalfbridgetopology?adjustableconductiondeadtimebetweenoutputs?adjustablemaximumdutycycleclampproportionaltovin80max?minimumdutycycleclampforsrapplicationswithoverride?uvinhibitinput?adjustablesoftstartsoftstop?bidirectionalsynchronization180?phaseshiftforinterleavedapplications?averageandcyclebycyclecurrentlimit?adjustablecurrentl
集成式有源箝位正激磁集成变换器小信号建模
集成式有源箝位正激磁集成变换器小信号建模
张简威;祁承超;赵艺伟
【期刊名称】《空军预警学院学报》
【年(卷),期】2016(030)004
【摘要】为探究磁集成技术对集成式有源箝位正激磁集成变换器性能的影响，以
集成式有源箝位正激变换器为基础，根据集成磁件的磁路-电路对偶变换法，结合
状态空间平均法，提出了集成式有源箝位正激磁集成变换器的小信号建模方法,对
有源箝位正激变换器、集成式有源箝位正激变换器及其磁集成变换进行了仿真．仿真结果表明，集成式有源箝位正激磁集成变换器可以降低输入电流、原边线圈电流，减小变压器损耗，且具有更小的输出滤波电感电流纹波，从而验证了该变换器小信号模型的可行性．
【总页数】4页(P285-288)
【作者】张简威;祁承超;赵艺伟
【作者单位】[1]空军预警学院, 武汉 430019
【正文语种】中文
【中图分类】TM46
【相关文献】
1.一种双管正激磁集成变换器
2.磁集成开关变换器的小信号建模方法
3.集成式有源箝位正激磁集成变换器小信号建模
4.磁集成有源箝位正激变换器小信号建模分析
5.采用磁集成技术的升压式有源箝位倍流整流DC/DC变换器
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有源钳位正激电路的分析设计
有源箝位正激变换器电路分析设计1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt 大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而'.'.大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt 和di/dt ，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本文主要介绍 Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的 Z VS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的义务道理之马矢奏春创作2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单正派激变换器具有机关简单、义务靠得住、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等长处,因而被广泛应用在中小功率变换场合.但是它有一个固出缺陷：在主开关管关断时期,必须附加一个复位电路,以实现高频变压器的磁复位,避免变压器磁芯饱和[36].传统的磁复位技能包含采取第三个复位绕组技能、无损的LCD箝位技能以及RCD箝位技能.这三种复位技能当然都有必定的长处,但是同时也消掉一些缺陷[37-39].(1)第三复位绕组技能采取第三个复位绕组技能正激变换器的长处是技能比较成熟,变压器能量能够回馈给电网.它消掉的缺陷是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化,因而应用率较低；原边主开关管辞谢的电压应力很大.(2)RCD箝位技能采取RCD箝位技能正激变换器的长处是电路机关比较简单,成本低廉.它消掉的缺陷是：在磁复位过程中,磁化能量大部分都花费在箝位收分散,因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化,磁芯应用率较低.(3)LCD箝位技能采取无损的LCD箝位技能正激变换器的长处是磁场能量能够全部回馈给电网,效率较高.它消掉的缺陷是：在磁复位过程中,箝位收集的谐振电流峰值较大,增加了开关管的电流应力和通态损耗,因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化,磁芯应用率较低.而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的根本上,增加了由箝位电容和箝位开关管串联组成的有源箝位岔路支路,当然与传统的磁复位技能比拟,有源箝位磁复位技能增加了一个箝位开关管,提高了变换器的成本,但是有源箝位磁复位技能有以下几个长处：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大,从而可以有效地削减原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中,寄生元件中存储的能量可以回馈到电网,有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化,义务在B-H回线的第一、三象限,因而有利于提高了磁芯的应用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波,能够为副边同步整流管供应有效、简单的自驱动电压旗子灯号,因而大大下降了同步整流电路的复杂度.图2-1 低边有源箝位电路Fig. 2-1 Low-Side active clamp circuit图2-2高边有源箝位电路Fig.2-2High-Side active clamp circuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路,这两种电路当然看上去很是相似,但在义务细节的具体实现上照样消掉着许多不同[40].本设计采取的是如图2-1所示的低边箝位电路.在此对这两种电路的不合点做一个简明的阐发.(1)箝位电路的组成如图2-1所示的有源箝位电路由一个P 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成,并联在主功率开关管的两端,一般称之为低边箝位电路.如图2-2所示的有源箝位电路由一个N 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成,并联在变压器的两端,称之为高边箝位电路.这两种电路之所以选用的功率MOSFET 的沟道不合,主假如因为其内部体二极管的导通标的目标不合.对于相同的电压和相同的模片区域,P 沟道功率MOSFET 比N 沟道功率MOSFET 的通态电阻要更高,通态损耗要更大,并且价格也要更贵.(2)箝位电容上的电压 忽视电路中漏感的影响,按照变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的道理,可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：inc 1V V D=-(2-1) 由式(2-1)可知,c V 的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一样,因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路.同理,可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：inc 1DV V D=- (2-2)由式(2-2)可知,c V 的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样,因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路.(3)栅极驱动的实现方法 箝位电路选择的不合,对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不合.对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说,箝位开关管VT2要采取浮驱动,因而需要经由过程高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实现.而低边箝位电路的箝位开关管为P 型管,那么对于它的驱动来说,只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现.相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说,高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦并且成本也较高.关于箝位开关管栅驱动的具体设计方法将在往后的章节中进行具体地阐述.本课题选用的是低边箝位电路,主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单,不需要外加驱动变压器.此外,许多半导体公司已经专门针对这种变换器开收回了一系列的P 沟道功率MOSFET,因而在拔取器件时已经没有了很大的限制.2.2有源箝位正激变换器的义务道理基于上面的阐发,本文采取的是低边箝位电路,其主电路拓扑机关如上图2-1所示.在图2-1所示电路中,1VT 为主功率开关管,箝位电容c C 和箝位开关管2VT 串联组成有源箝位岔路支路,并联在主功率开关管1VT 两端.m L 为励磁电感,r L 为变压器漏感和外加电感之和.r C 为主功率管1VT 、箝位开关管2VT 的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和.变压器的副边由3VT 、4VT 组成自驱动的同步整流电路,以减小开关的损耗,提高变换器的效率.o L 为输出滤波电感,o C 为输出滤波电容.为了简化阐发过程,在阐发电路之前先做如下的假设：(1)所有功率开关器件都是理想的. (2)箝位电容c C 弘远于谐振电容r C .(3)输出滤波电感o L 足够大,则其上的输出电流不变,可以认为是一个恒流源,同理,输出滤波电容o C 足够大,则其上的输出电压不变,为一个恒压源.(4)谐振电感r L 远小于励磁电感m L .(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为12n=N :N .(6)为了使主管能完全实现ZVS 开通,谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能.有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图2-3所示.图2-3有源箝位正激变换器的主要参数波形 Fig. 2-3Waveforms of active clamp forwardconverter图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个义务模式,其义务过程如下：(1)义务模式1(0t ~1t )在0t t 时刻,同步整流管的体二极管3D 、4D 换流停滞,同步整流管3VT 导通,输入能量经由过程变压器和整流管3VT 传送到输出负载.因为此前3VT 的寄生二极管3D 处于导通状态,是以整流管3VT 实现了零电压开通.在该义务阶段内,谐振电感r L 和变压器原边励磁电感m L 上的电流在输入电压in V 传染感动下线性增加,这一时间段的等效电路拓扑如图2-4所示：图2-4义务模式1 Fig. 2-4State 1(0t ~1t )在这段时间内有：()()()()()()()m m r m m inL L 00m ro oinL o L L 00m r V L +L V L +L i t i t t t I I i t I i t i t t t n n=+*-=*+=+*-+ (2-3)在1t t =时刻,主功率开关管1VT 上的驱动旗子灯号消掉落,1VT 关断,该义务阶段停滞.这个时间段的长度由变换器的占空比决定.(2)义务模式2(1t ~2t )在1t t =时刻,主功率开关管1VT 关断,在谐振电容r C 的传染感动下,主功率管漏源两端的电压开始迟缓上升,因而1VT 实现了零电压关断.因为变压器副边电压()m gs th /n V V >依旧成立,所以副边同步整流管3VT 仍然导通,输出电流利过整流管3VT .在该义务阶段内,谐振电容r C 、谐振电感r L 和励磁电感m L 一路处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-5所示：图2-5义务模式2Fig. 2-5State 2(1t ~2t )在这一时间段内有：()()()()()(){}()()inLr Lr 111111cr in 11Lr 1111cos sin 1cos sin V i t i t t t t t Z u t V t t i t Z t t ωωωω=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=*--+**-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦(2-4)式中：1Z =1ω=为谐振电路的角频率因为谐振电容r C 很小,谐振电路的特色阻抗1Z 很大,所以谐振电容r C 两端的电压能迅速增加,是以上式可改写为：()()()()()()()()()()in inLr Lr 111Lr 111m rLr 1cr Lr 11111rL +L C V V i t i t t t i t t t Z i t u t i t Z t t t t ωω≈*+*-=*+*-≈**-=*- (2-5)在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小：()()()()Lr 2m in cr in 2ri t V t V V t V t t C ≈-≈-- (2-6)当2t t =时刻,变压器两端的电压下降到0V,即：m cr in 0V u V ==，,该义务过程停滞.(3)义务模式3(2t ~3t )在2t t =时刻,副边同步整流管的寄生二极管3D 和4D 开始进行换流,变压器原副边的电压都为0V,则此时变压器原边激磁电流()Lm Lm 2i i t =保持不变.在该义务阶段内,谐振电容r C 调和振电感r L 一路处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-6所示,那么在这一时间段内有：()()()()()()Lr Lr 222cr in Lr 2222cos sin i t i t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦(2-7)式中：2Z =2ω=图2-6义务模式3 Fig. 2-6State 3(2t ~3t )到3t t =时刻,谐振电容r C 上的电压谐振到()cr c 0u u t =,该谐振阶段停滞.从提高效率的角度来讲,欲望这段时间越短越好,因为输出电流经由的是相对高导电阻的同步整流管的体二极管3D 和4D .(4)义务模式 4 (3t ~4t )在3t t =时刻,箝位开关管2VT 的寄生二极管2D 导通,该义务阶段内,激磁电流()Lm Lm 2i i t =保持不变,()c r C +C 调和振电感r L 一路进行谐振,变压器进入磁复位过程,因为电流Lr i 是正向的,在这个阶段可以给箝位管2VT 以导通信号,从而使2VT 实现零电压开通.这一时间段等效电路拓扑如图2-7所示：图2-7义务模式4Fig. 2-7State 1(3t ~4t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in 0Lr Lr 333333cr in Lr 33330in 33cos sin sin cos C C V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-8)式中：4Z =4ω=为谐振电路的谐振角频率当4t t =时刻,谐振电感上的电流为：()Lr Lm 3i i t =,此时3D 上的电流降为0,而4D 上的电流则上升为负载电流,体二极管3D 、4D 换流完成,该谐振阶段停滞.从提高效率的角度来讲,欲望这段时间越短越好,因为在该阶段内,原边电流和副边电流,都是经由过程相对高导电阻的寄生二极管,而不是低导电阻的MOS 管通道,因而造成了导通损耗的增加.(5)义务模式5(4t ~5t ) 当4t t =时刻,副边同步整流管的体二极管3D 、4D 换流停滞,变压器原边电压升高,变压器的副边电压也随之升高.当副边电压大于同步整流管4VT 的门极驱动电压时,4VT 导通.因为此前是它的寄生二极管3D 导通,因而整流管4VT 实现了零电压开通.在该阶段内,箝位电容c C 调和振电容r C 与激磁电感m L 和漏电感r L 一路处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-8所示：图2-8义务模式5Fig. 2-8State 5(4t ~5t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in C 4Lr Lr 444444cr in Lr 4444C 4in 44cos sin sin cos V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-9)式中：4Z =,4ω=.当5t t =时刻,谐振电感上的电流谐振到0,即：Lr 0i =,箝位电容上的电压达到最大值,该谐振过程停滞.(6)义务模式6(5t ~6t ) 当5t t =时刻,谐振电感上的电流谐振到0,在该义务阶段,箝位电容调和振电容()c r C +C 和激磁电感和漏电感()r m L +L 一路处于谐振状态.电容()c r C +C 将其储存的能量回馈到输入端；副边输出电流中断流过具有低导电阻的整流管4VT .这一时间段等效电路拓扑如图2-9所示：图2-9义务模式6Fig. 2-9State 6(5t ~6t )在这一时间段内有：()()()()()()in C 5Lr 555cr in C 5in 55sin cos V v t i t t t Z u t V v t V t t ωω-=*-⎡⎤⎣⎦=+-*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦(2-10)式中：5Z =5ω=当6t t =时刻,箝位开关管2VT 的驱动脉冲消掉落,2VT 关断,该谐振义务阶段停滞.(7)义务模式7(6t ~7t ) 在6t t =时刻,箝位开关管2VT 上的驱动脉冲消掉落,因为其结电容的消掉,2VT 漏源两端的电压是迟缓上升,是以箝位开关管2VT 实现了零电压关断.因为副边耦合电压()m gs th /n V V >仍然成立,是以副边输出电流仍然经由过程具有低导电阻的同步整流管4VT .在该阶段内,变压器原边励磁电感m L 、谐振电感r L 调和振电容r C 一路处于谐振状态,中断对变压器进行磁复位,谐振电容r C 将其存储的能量反响回输入端.这一时间段等效电路拓扑如图2-10所示：图2-10义务模式7Fig. 2-10State 7(6t ~7t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in C 6Lr Lr 666666cr in Lr 6666C 6in 66cos sin sin cos V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-11)式中：4Z =4ω=为谐振电路的谐振角频率在7t t =时刻,()()m cr in 0,V t V t V ==,该义务过程停滞. (8)义务模式8(7t ~8t ) 在7t t =时刻,谐振电容两端的电压谐振到输入电压,即：()()m cr in 0,V t V t V ==,副边同步整流管的体二极管3D 和4D 开始进行换流,变压器原副边的电压都为0V.在该阶段内,谐振电感r L 调和振电容r C 一路处于谐振状态,将其存储的能量反响回输入端,这一时间段等效电路拓扑如图2-11所示,在这一时间段内有：()()()()()()Lr Lr 777cr Lr 7777i cos sin in i t t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦(2-12)式中：2Z =2ω=. 图2-11义务模式8 Fig. 2-11State 8(7t ~8t )当8t t =时刻,r C 上的电压谐振到0V,即：cr 0u =,该谐振过程停滞.从提高效率的角度来讲,欲望这段时间越短越好,因为输出电流经由的是相对高导电阻的同步整流管的体内寄生二极管3D 和4D .(9)义务模式9(8t ~9t ) 在8t t =时刻,()cr 0u t =,原边电流经由主功率开关管1VT 的体二极管1D ,因为同步整流管的体二极管3D 、4D 仍在换流,变压器原副边的电压都被箝位在0V,所以()Lr in u t V =,即：谐振电感上的电压等于in V .这一时间段等效电路拓扑如图2-12所示.在这一时间段内有：()()()inLr 9Lr 9rL V i t t t i t =-+ (2-13)在9t t =时刻,给主功率管1VT 以导通信号,1VT 导通,该义务阶段停滞,因为此前是它的寄生二极管1D 导通,所以主管1VT 实现了零电压开通.图2-12义务模式9Fig. 2-12State 9(8t ~9t )从提高效率的角度来讲,欲望这段时间越短越好,因为在该阶段,不管是原边电流,照样副边电流,都是经由过程相对高导电阻的寄生二极管,而不是低导电阻的MOS 管通道,因而造成了导通损消耗耗的增加.(10)义务模式10(9t ~10t ) 在9t t =时刻,主功率管1VT 导通,在这一阶段,同步整流管的体二极管3D 、4D 中断换流,将变压器的原边电压箝位为0V,是以()Lr in u t V =,即谐振电感上的电压等于in V .这一时间段等效电路拓扑如图2-13所示,那么在这一时间段内有：()()()inLr 9Lr 9rL V i t t t i t =-+ (2-14)直到10t t =时刻,副边寄生二极管3D 、4D 换流停滞,该谐振阶段停滞.图2-13义务模式10Fig. 2-13State 10(9t ~10t )从提高效率的角度来讲,欲望这段时间越短越好,因为在该义务阶段,输出电流经由的是具有相对高导通电阻的寄生二极管3D 、4D ,导通损耗较大. 2.3 主功率开关管实现ZVS 开通的前提阐发经由过程上节对变换器义务过程的阐发,可知：箝位开关管2VT 能够经由过程它的寄生体二极管实现ZVS 开通,而主功率管1VT 必须经由过程对电路进行合理设计才干实现ZVS 开通.以下将阐发主功率开关管实现ZVS 开通的前提.(1)寄生元件的设定主功率开关管能否实现ZVS 开通,关头取决于在它导通之前的义务阶段,即上节介绍的义务模式8,在该义务阶段的初始时刻,即7t t =时刻,()m cr in 0,V t V V ==,副边同步整流管的体二极管3D 和4D 进行换流,变压器原副边的电压都为0V,在该阶段,谐振电感r L 调和振电容r C 一路处于谐振状态,谐振电容r C 将其存储的能量反响回输入端.为了实现主功率开关管ZVS 开通,主功率管的漏源电压两端的必须在它开通之前能够降至0V,则需要知足前提：谐振电感r L 存储的能量必须大于谐振电容r C 存储的能量,即：()()m 22r r L MAX in MAX 11L C 22I V ≥ (2-15) 式中：()mLMAX I 为励磁电流的最大值；()in MAX V 为输入电压的最大值.(2)去世区时间的设定为了使主功率开关管1VT 和箝位开关管2VT 顺利实现谐振,必须在它们的驱动脉冲之间参加必定的去世区时间.图2-14 去世区时间的设定Fig. 2-14 The design of dead time如图2-14所示,1t ∆是主功率管1VT 、箝位开关管2VT 驱动脉冲之间的去世区时间.为了使主功率管1VT 实现ZVS 开通,1t ∆应该取足够大.在实际工程设计中,1t ∆最好设计在谐振周期的1/4旁边.因为这样不但能包管谐振电容r C 上的的电压谐振到零,并且能包管在谐振电感r L 上的电流反向的时刻开通主功率管1VT ,从而确保主管1VT 实现ZVS 开通.1t ∆≥(2-16)2.4基于Pspice 的电路仿真为了验证上一节对有源箝位正激变换器稳态运行时理论阐发的精确性,采取Pspice 仿真软件,对有源箝位正激变换器进行了仿真.仿真成果如图2-15到2-22所示.图2-15主开关管和箝位开关管的驱动旗子灯号 Fig. 2-15The GS waveforms of main switch and clampswitch图2-16主开关管驱动GS 及DS 波形Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of main switch图2-17箝位开关管驱动GS 及DS 波形Fig. 2-17The GS and DS waveforms of clamp switch如图2-15所示：通道一为主功率管1VT 的驱动脉冲,通道二为箝位开关管2VT 的驱动脉冲.从图中可以看出,这两路驱动脉冲之间有一段去世区时间,在这段时间内,变换器原边的寄生参数能够顺利谐振,从而包管主功率管1VT 和箝位开关管2VT 实现零电压开通和关断.如图2-16所示：通道一为主功率管1VT 的GS 波形,通道二为主功率管1VT 的DS 波形.从图中可以看出,在主功率管1VT 的驱动脉冲到来之前,DS 两端的电压已经降为零,因而主功率管1VT 实现了零电压开通；在GS 两端电压下降到零之前,DS 两端的电压一贯为零电压,因而主功率管1VT 实现开关管零电压关断.如图2-17所示：通道一为箝位开关管2VT 的GS 两端波形,通道二为箝位开关管的DS 两端波形.从图中可以看出,在其GS 两端电压下降到零之前,DS 两端的电压一贯为零电压,因而箝位开关管2VT 实现开关管零电压关断；在箝位开关管2VT 的驱动脉冲到来之前,其DS 两端的电压已经降为零,因而箝位开关管2VT 实现了零电压开通.如图2-18所示为箝位电容两端的电压波形,因为它不成能是无穷大,因而在义务过程中消掉必定的脉动.如图2-19所示为变压器原副边的电压波形,因为副边二极管消掉换流过程,所以副边绕组电压被箝位在0V如图2-20所示为副边整流管的电流波形,在去世区时间内,消掉换流.图2-18箝位电容两端的电压波形Fig.2-18The voltage waveform of clampcapacitance图2-19变压器原、副边电压波形Fig. 2-19The primary and secondary voltage waveforms of the transformer图2-20整流管的电流波形Fig.2-20The current waveforms of rectifiers图2-21输出电压波形Fig. 2-21The output voltage waveform图2-22输出滤波电感上的电流波形Fig. 2-22The output voltage waveform ofinductance如图2-21所示为变换器的输出电压波形,从图中可以看出当变换器达到稳态时,输出电压稳定在3.3V,且电压纹波很小.如图2-22所示为输出滤波电感上的电流波形,从图中可以看出电流动摇为4A,有效的知足的电路的要求.从上面的仿真成果和阐发可以看出,前面对有源箝位正激变换器所做的理论阐发与仿真波形底子一致,因而说清晰清晰明了理论阐发的精确性和该拓扑的可行性.2.5 本章小结本章主要介绍了有源箝位正激变换器的义务道理.首先经由过程与传统的正激式变换器和高边箝位电路的有源箝位正激变换器做比较,选择了低边箝位电路有源箝位正激变换器作为本设计的拓扑；其次对有源箝位正激变换器的义务过程给出了具体的说明；最后对主开关管实现ZVS开通的前提进行了的阐发,并且经由过程Pspice仿真软件对该变换器进行开环仿真,仿真成果标清晰清晰明了理论阐发的精确性和该拓扑的可行性.。