FH-OFDM 系统自相关频偏估计的敏感性研究

２００９年３月第２４卷第２期

西安石油大学学报（自然科学版）

ＪｏｕｒｎａｌｏｆＸｉ′ａｎＳｈｉｙｏｕＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ（ＮａｔｕｒａｌＳｃｉｅｎｃｅＥｄｉｔｉｏｎ）

Ｍａｒ．２００９

Ｖｏｌ．２４Ｎｏ．２

收稿日期：２００８－０９－０２

作者简介：李彦（１９６３－），男，教授，硕士生导师，主要从事ＤＳＰ技术应用与研．

文章编号：１６７３－０６４Ｘ（２００９）０２－００８５－０４

ＦＨ－ＯＦＤＭ系统自相关频偏估计的敏感性研究

ＳｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙｏｆａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｆｒｅｑｕｅｎｃｙｏｆｆｓｅｔｅｓｔｉｍａｔｉｏｎｉｎａＦＨ－ＯＦＤＭｓｙｓｔｅｍ

李彦，姬正洲，冯红勇，刘嘉

（空军工程大学理学院，陕西西安７１００５１）

摘要：研究了ＦＨ－ＯＦＤＭ系统中频率偏移估计的问题，与传统的ＯＦＤＭ系统不同，在ＦＨ－ＯＦＤＭ系统

中，必须确认在完成频偏估计之前的频率变换需要达到的精度．通过计算接收信号与接收机中的跳频频率合成器产生的频率之间的跳频时间偏移（ＦＨＯ）和跳频相位偏移（ＰＨＯ）得到跳频频率的精确性．在多径衰落信道中特定ＦＨＯ和ＰＨＯ值的情况下，对系统中自相关算法性能进行了仿真，结果与理想跳频情况下的性能对比表明，基于自相关原则的频偏估计算法对抗不超过跳频时间的一半的频偏非常有效．

关键词：多载波调制；载波频偏；估计算法；跳频中图分类号：ＴＮ９２ 文献标识码：Ａ

目前，将扩频和ＯＦＤＭ相结合的调制方式［１］

，被认为是作为传统ＯＦＤＭ系统的扩展．这其中就包括多载波直序列扩频和跳频ＯＦＤＭ（ＦＨ－ＯＦＤＭ）等不同的变种．在ＦＨ－ＯＦＤＭ系统中，子载波和中心频率都可以跳变，本文仅讨论中心频率跳变的情况．将跳频与ＯＦＤＭ结合的动机在于使得系统同时具备两者的优点，例如跳频中的频率跳变，频谱平滑以及多址扩展强等优点，ＯＦＤＭ中数据传输率高，抗多径干扰强等优点．

通过增加子载波的数目和星座大小，对于几米距离的系统，可以实现高达１～２Ｇｂｉｔ／ｓ的数据速率．因为要考虑到降低载波间的干扰（ｉｎｔｅｒｃａｒｒｉｅｒｉｎ－ｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，ＩＣＩ），当增加星座大小的时候，载波频率偏移估计的准确性就变得更重要了，特别是在基于

ＯＦＤＭ技术的解决方案中［２－３］

．文献［４］详细地阐述在单载波系统中的一种基于自相关技术的载波频偏估计技术，该技术可以降低最大似然估计算法的复杂度，且在慢速衰落多径信道性能良好．但是，跳频技术相对于不跳频的系统具有一些固有的问题难以克服，而这些又主要与接收信号和本地跳频振荡器

频率之间的跳频时间偏移（ＦＨＯ）和跳频相位偏移（ＰＨＯ）相关．

虽然载波频率偏移（ＣＦＯ）估计在不同的场合都有了很多的研究，但是在高速的ＦＨ－ＯＦＤＭ系统中的研究并没有进行量化．本文给出了ＦＨ－ＯＦＤＭ系统的载波频偏估计算法及非理想跳频情况下的性能比较．

１　ＦＨ－ＯＦＤＭ系统的特征分析

本文研究的目标系统是一跳发送一个ＯＦＤＭ符号的ＦＨ－ＯＦＤＭ系统．ＯＦＤＭ调制采取２５６个载波和７４个载波长度作为保护间隔．载波间隔为４．１２５ＭＨｚ，采用１６ＱＡＭ作为数据基带调制，计算能得出符号持续时间为３２１．５ｎｓ，数据传输率为１．６Ｇｂｉｔ／ｓ，带宽为１０５６ＭＨｚ，中心频率从３．１ＧＨｚ到１０．６Ｈｚ．１．１　导频信号

系统采用ＷｉＭｅｄｉａ系统４８０Ｍｂｉｔ／ｓ方案中的导频构造［１，５］

，导频符号的长度（Ｎ）从１６５个采样增加

西安石油大学学报（自然科学版）

到３３０个采样，采样频率也翻倍了，而子载波间隔和时域符号长度保持不变．因为频偏估计要在ＯＦＤＭ解调之前进行，所以让导频信号不经过ＯＦＤＭ调制；更进一步，前导符号与数据符号按照相同的模式进行跳频，也就是一个周期一个前导符号．提供给ＣＦＯ估计的导频符号长度被设定为２４，即在符号持续时间为３１２．５ｎｓ时前导为７．５ｎｓ．其结构如图１

的上面部分所示．

图１　导频结构及同步原理

１．２　信道模型

信道为频率选择性衰落的多径信道，采用ＵＷＢ信道模式１（ＣＭ１）的参数来做分析．在多径衰落的情况下加入ＣＦＯ、ＦＨＯ和ＰＨＯ，如图１的下部分所示．

ＣＦＯ是多普勒频移以及本地振荡器漂移产生

的，不同情况下产生的ＣＦＯ不一样．假设振荡器产生的最大的频率漂移为４２５ｋＨｚ，这是主要的ＣＦＯ

来源．ＦＨＯ是正确的频率跳变时间的残余部分，因为此，本地频率和接收到的载波频率完全不一致，所以接收到的只能为噪声．ＰＨＯ的两个主要来源是信道和频率合成器．ＰＨＯ可能在频率特性的信道中产生，也可能在高速跳变的频率合成器中产生．

跳频周期中，通过信道后的导频信号可以描述为ｒｋ＝

ａｋｅ

ｊ［２π（ｆｍ＋Δｆｍ）ｋＴｓ＋φｍ］

＋ｎｋ，

ｉｆ（ｍ－１）Ｄ＋ΔＤ≤ｋ＜ｍＤａｎｄΔＤ≥０，

ｏｒ（ｍ－１）Ｄ≤ｋ＜ｍＤ＋ΔＤａｎｄΔＤ＜０，ｎｋ，

（１）

其中ａｋ是多径信道的输出，定义

ａｋ＝∑Ｉ－１

ｉ＝０ｈｉ，ｍｓｋ－ｉ，

（２）

ｓｋ是前导符号的采样值，ｋ是采样值序号，ｈｉ，ｍ是第ｍ个子带（ｍ＝１，２，…，Ｍ）第ｉ路子信道（ｉ＝１，２，

…，Ｉ）的信道响应系数，Ｉ是子载波数，Ｍ是前导符号的跳频周期，也可以说是子带的数目．式（１）中，ｆｍ是第ｍ跳的载波频率，Ｔｓ是采样间隔，Δｆｍ是载频偏移量（ＣＦＯ），φｍ是由跳频引起的相位偏移量（ＰＨＯ），Ｄ是跳频持续时间内的采样，ΔＤ是采样值的跳频时间偏移（ΔＤ＜Ｄ

），ｎｋ是独立的复数高斯噪声，其均值为零．

２　ＦＨ－ＯＦＤＭ系统的载波频偏估计

如跳频系统的同步过程一样，图２给出了ＦＨ－ＯＦＤＭ系统中载波频偏估计的同步过程．接收到的导频信号经过解跳以后，送入多路选择器，该选择器由时频码（ＴＦＣ）和时钟电路控制．多路选择器把界于载波频偏移估计器之间的符号分开，达到每个估计器仅接收本子带内的符号以避免频率选择性信道产生的相位偏移．经过载波频偏估计后，输出值控制指数发生器产生输出，反馈到ＯＦＤＭ解调器中去．

图２　ＦＨ－ＯＦＤＭ系统的ＣＦＯ同步过程

采用的ＣＦＯ估计算法是基于导频信号的，通过

计算接收到的受到频偏影响的导频信号的相位差得到频率偏移量．第ｍ跳（也可以说是第ｍ个子频带）的频偏通过文献［４］中自相关技术可得Δ＾ｆｍ＝１２πＮＺＴｓ

ａｒｃｔａｎ∑Ｌｉ＝１∑Ｎ－１

ｋ＝０

Ｉｍ｛ｒ

ｌＮＺ＋ｋ

・ｒ倡

（ｌ－１）ＮＺ＋ｋ｝

∑Ｌｌ＝１∑Ｎ－１ｋ＝０

Ｒｅ｛ｒ

ｌＮＺ

・ｒ倡

（ｌ－１）ＮＺ＋ｋ｝

．

（３）

其中，Ｎ为前导符号的长度，也就是采样值的个数，Ｚ为在采样相关之间的前导符号的数目，ｒｋ为接收到

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