微型FBAR滤波器芯片_李丽

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fbar滤波器工艺

fbar滤波器工艺
Fbar滤波器工艺是一种高科技的电子器件制造技术。

它是利用MEMS（微电子机械系统）和封装技术实现的。

目前，Fbar滤波器广泛应用于移动通信、无线电、航空航天、医疗等领域。

下面我们来分步骤地阐述Fbar滤波器工艺。

1. 晶圆制备：Fbar滤波器制作的第一步是制备晶圆。

晶圆通常是采用硅材料制作的。

在晶圆上，先制备出Mesa结构，然后将金属电极沉积在Mesa结构上。

2. MEMS制造：MEMS制造是Fbar滤波器制造中的关键步骤。

MEMS是一种微型机械结构，其尺寸通常在10微米至1毫米之间。

MEMS 制造需要采用先进的光刻、蒸发和离子注入等工艺。

制备好的MEMS结构通常包括压电材料和衬底。

3. 生长压电薄膜：Fbar滤波器制造的另一个重要步骤是在MEMS 结构表面生长压电材料薄膜。

压电材料是一种特殊的晶体，可以在电场的作用下发生形变，从而产生机械波。

在生长压电薄膜时，需要考虑到压电材料的纯度、结晶度等因素。

4. 组装封装：Fbar滤波器制造的最后一步是进行组装封装。

对于MEMS结构和生长好的压电薄膜，需要采用粘贴和烘干等步骤进行组装，并将组装好的部件隔离和封装。

在Fbar滤波器制造的每个步骤中，都需要采用不同的工艺条件和工具，因此制造过程较为复杂。

不过，随着技术的不断发展，Fbar 滤波器制造工艺也在不断完善和优化。

同时，Fbar滤波器的应用领域也在逐步拓展，未来有望在更广泛的领域发挥重要作用。

S波段FBAR滤波器芯片的研制

ｓｉｏｎａｌＭａｓｏｎｍｏｄｅ１．Ｉｎｔｈｅｔｅｃｈｎｉｃａｌｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ，ｔｈｅｄｅｖｉｃｅｈａｓａｉｒｇａｐｓｔｒｕｃｔｕｒｅ．Ｂｏｔｈｔｈｅｄｅｐｏｓｉｔｉｏｎｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｏｆ
第３５卷第５期
５ＮＯ．５
２０１３年１０月
ＰＩＥＺＯＥＬＥＣＴＲＩＣＳ＆ＡＣＯＵＳＴＯＯＰＴＩＣＳ
０ｃｔ．２Ｏ１３
文章编号：１００４ — ２４７４（２０１３）０５ — ０６１７ — ０３
ｓｉｇｎａｎｄｐｒｏｃｅｓｓｔｅｃｈｎｉｑｕｅ．Ｔｈｅｆｉｌｔｅｒｉｓｃｏｍｐｏｓｅｄｏｆｌａｄｄｅｒｃｉｒｃｕｉｔ，ｉｔｉｓｓｉｍｕｌａｔｅｄａｎｄｏｐｔｉｍｉｚｅｄｕｓｉｎｇｏｎｅｄｉｍｅｎ —
Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＡｋｉｎｄｏｆＦＢＡＲｆｉｌｔｅｒｃｈｉｐｆｏｒＳｂａｎｄａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｉｓｄｅｖｅｌｏｐｅｄｓｕｃｃｅｓｓｆｕｌｌｙｗｉｔｈｆｕｌｌｙｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔｄｅ－
ＦＢＡＲｆｉｌｔｅｒｈａｓｔｈｅｃｅｎｔｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙｏｆ２３４０ＭＨｚ，ｔｈｅ３ｄＢｂａｎｄｗｉｄｔｈｏｆ２５ＭＨｚ，ｔｈｅｉｎｓｅｒｔｉｏｎｌｏｓｓａｔｃｅｎｔｅｒｆｒｅ－ｑｕｅｎｃｙｏｆ３．８ｄＢ，ｔｈｅｓｈａｐｅｆａｃｔｏｒｏｆ２．２４：１，ａｎｄｂｏｔｈｔｈｅｉｎｐｕｔａｎｄｏｕｔｐｕｔｉｍｐｅｄａｎｃｅｏｆ５０ｎ．Ｔｈｅｃｈｉｐｓｉｚｅｉｓｏｎｌｙ１ｍｍ × １ｍｍ × ０．３ｍｍ．Ｔｈｅａｂｏｖｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｉｓｃｏｍｐａｒｅｄｗｉｔｈｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃｆｉｌｔｅｒｈａｖｉｎｇｔｈｅｓａｍｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｎｄｂａｎｄｗｉｄｔｈ．ＴｈｅｖｏｌｕｍｅｏｆＦＢＡＲｆｉｌｔｅｒｉｓｒｅｄｕｃｅｄｂｙｓｅｖｅｒａｌｐｅｒｍｉｌｌａｇｅ，ａｎｄｔｈｅｓｈａｐｅｆａｃｔｏｒｏｕｔｇｏｅｓｔｈｅｄｉｅｌｅｃ — ｔｒｉｃｆｉｌｔｅｒｏｂｖｉｏｕｓｌｙ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＦＢＡＲｆｉｌｔｅｒ；ｏｎｅｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌＭａｓｏｎｍｏｄｅｌ；Ａ１Ｎｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃｆｉｌｍ；ａｉｒｇａｐ

应用于无线体域网2.4 GHz超低功耗唤醒接收机的设计

应用于无线体域网2.4 GHz超低功耗唤醒接收机的设计骆丽;吴凤姣【摘要】The dedicated wake-up receiver in body area networks is realized based on an "uncertain-IF" architecture, in which the LO (Local Oscillator) signal is generated by a free-running CMOS ring oscillator and the high- Q filtering match network is consisted by the external inductors and capacitors. Ultra-low power is achieved by MOS transistors operating in sub-threshold region. In addition, "uncertain-IF" architecture is adopted to reduce the requirements on high accuracy of the LO signal, therefore the design complexity and power of the oscillator are largely decreased. A dual-gate topology which combines the low noise amplifier with the mixer is chosen for low power dissipation and the simplified radio frequency front-end circuit design. A four-stages differential intermediate amplifier is adopted to filter and amplify the intermediate signal, which has high gain above 50 dB over - 3 dB bandwidth of 60 MHz with 34 μA low current. The prototype receiver is implemented in 130 run CMOS technology and OOK modulation. The simulation results show that a sensitivity of - 60 dBm at 100 kbps and 10-3 bit error rate is achieved, while only with the power consumption of 130 μW in a global 0.9 V supply, and with small core chip size of 160 × 232 μm~2. It is available for applications where frequent interaction, short delay and fast response are required.%实现了一个基于不定中频结构的唤醒接收机,其中本振信号由环形振荡器产生,高Q值滤波匹配网络由外接电容和电感组成.本接收机采用工作于亚阈值区的MOS器件大幅降低电路总功耗,实现超低功耗；采用不定中频技术降低对本振信号的精度要求,从而降低振荡器的设计复杂度和功耗；采用双栅结构合并射频放大器和混频器,简化射频前端的设计并降低功耗.4级差分放大器电路作为中频放大器,在34μA低电流下实现了50 dB以上的增益和60 MHz以上的-3dB带宽,实现了对中频信号的滤波和放大.本接收机采用SMIC0.13 μm工艺,开关键控调制,采用0.9V电源供电,功耗不到130μW,在100 kbps传输速率和10-3差错率下,灵敏度达到-60 dBm,核心芯片面积小,仅160×232μm2,满足通信频繁的无线体域网应用中对超低功耗及短延时、快速响应的要求.【期刊名称】《北京交通大学学报》【年(卷),期】2013(037)002【总页数】6页(P57-62)【关键词】唤醒接收机;不定中频;亚阈值区工作;无线体域网;超低功耗【作者】骆丽;吴凤姣【作者单位】北京交通大学电子信息工程学院,北京100044【正文语种】中文【中图分类】TN433无线体域网(Wireless Body Area Network,WBAN)是以人体为中心[1],由和人体相关的节点和集线器等组成的通信网络.随着人类进入老龄化社会,特别在中国,快速的老龄化进程导致了庞大的老年群体,老年人的医疗需求给已经超负荷运转的医疗系统带来了巨大的压力和挑战,而无线体域网在医疗健康和军事领域方面的应用前景越来越引人关注[2].2012年11月1日在加州圣塔莫尼卡的圣约翰医疗中心进行了全球首款无线体域网产品在医疗领域试点.随着半导体工艺的进步、计算处理能力的提高和无线通信技术的发展,多用途多功能的无线体域网的实现正逐渐成为可能.相比于其他技术,无线体域网有短距离、低功耗、小体积和小成本等特点.因其特殊的应用环境,为保证人体安全,节点辐射功率不能过大.目前无线传感网节点均通过自带电池供电,为减小成本、延长电池寿命,节点功耗应该尽可能低.另外,要求节点体积小,如用于视网膜植入的节点直接安装至患者眼内,从减轻患者伤痛及轻便便携考虑,要求提高芯片集成度,外接元件尽可能少,从而减小节点体积.低功耗是无线体域网设计的挑战,无线体域网节点功能主要由3部分组成,即信息采集、计算处理和无线通信.其中无线通信部分占节点功耗的主要部分,而通信里面射频前端的功耗最大.因此为实现低功耗这一目标,设法降低射频前端部分电路的功耗是关键.目前无线传感器网络节点的工作模式主要有基于任务周期和使用唤醒接收机两种模式.①通过一个定时器控制接收机周期性的工作和休眠以实现低功耗,即约定收发机在一周期内极短的时间内工作,其余大部分时间处于睡眠状态,从而降低了接收机的平均功耗,延长节点电池的使用寿命,这也是大部分节点采用的工作模式.这种工作模式的优点是,在传输数据量大、信道通信不频繁的场合下可以很好地实现低功耗;缺点是延时较长.当目标接收节点正处于睡眠状态时,就会导致该节点收不到信息,需多次发送通信请求直到接收节点处于工作状态时方可以建立通信,这样会导致发送和接收节点的能量浪费.②为了克服这一缺点,开始采用在主收发机旁加一个唤醒接收机的方法.唤醒接收机的主要作用是持续侦听信道内其他节点发送过来的通信请求信息.当接收到通信请求命令以后,即唤醒主收发机进行通信.通过这种持续对信道的监听方式,提高了接收节点的响应速度,也减少了能量浪费.目前带有唤醒接收机的无线体域网常应用在信道通信频繁,需要快速反应的场合.为了突出相对于基于任务周期工作模式的优势,唤醒接收机的功耗一般远低于1 mW,为微瓦级[3-7],远小于常见主接收机的动态功耗,换句话说,唤醒接收机工作在超低功耗状态下.本文作者所设计的唤醒接收机,采用合适的接收机解调方式及接收机结构,满足唤醒接收机超低功耗及短距离通信的要求.1 唤醒接收机设计考虑接收机调制方式不同,功耗也会有差别.调制方式越复杂,功耗越大.目前常用的经典接收机结构包括超外差、直接下变频及中低频都因为需要高精度的本振信号.而高精度的本振则一般通过锁相环实现,使得接收机功耗过高而无法应用于唤醒接收机.对于超再生结构同样因为本振的问题导致功耗过大而不适合;对于超宽带结构的接收机,因为需要在宽频带范围内保持高增益,导致实现此功能的放大器功耗过大也被排除在外.为实现小面积,唤醒接收机和主接收机共用天线.从功能角度看,唤醒接收机与主接收机不同的是,前者功能单一,数据率较低,一般为1 kbps～100 kbps.鉴于这些特点,通常可以采用频移键控调制(FSK)和开关键控调制(OOK)这两种简单的调制方式.FSK 线性度好,稳定性高,但是需要高精度本振.为了进一步降低功耗,我们使用了不需要高精度本振的OOK调制模式.鉴于OOK调制模式下的多种解调结构,本文采用了不定中频结构,即直接下变频或低中频结构的改进模式.考虑到采用CMOS工艺实现的接收机电路可以工作于饱和区和亚阈值区,而饱和区工作时电路功耗大的特点,这里将大部分电路设置为亚阈值区工作.2 不定中频结构的原理和电路描述不定中频结构接收机,其主要特点是结构简单和功耗低.它采用一个宽带中频放大器,对OOK信号和本振信号混频之后的信号进行带通滤波和放大,并直接交给包络检波器进行解调.这就使得只要本振信号的频率与OOK信号的载波频率之差在中频放大器的带宽范围之内,就可以实现正确的解调,并不需要高精度的本振信号,这就大大降低了本地振荡器的结构设计和功耗.另外,通过采用所谓的“双栅”拓扑结构,合并了射频放大器和混频器,进一步降低了电路的结构和功耗.本文实现的唤醒接收机由外接阻抗匹配电路、混频器、数字控制振荡器电路、中频放大器、包络检波器、缓冲器和比较器构成,如图1所示.载波频率采用符合无线体域网标准IEEE 802.15.6[3]及ISM波段的2.4 GHz频率.图1 唤醒接收机原理图Fig.1 Schemeof wake-up receiver从天线接收进来的OOK信号首先经过具有窄带滤波特性的阻抗匹配电路后,再通过混频器与本地振荡信号进行混频.混频器的负载由电阻和电容并联组成,具有低通特性,使得中频信号从混频之后的信号中被选择出来,再经过中频放大器进行带通滤波和放大,送给包络检波器.在检波之后中频信号变为模拟基带信号,并经过缓冲放大器的再次放大最后输入比较器.比较器的输出即为轨到轨的数字信号.本振信号是一个方波信号,它是由3个反相器组成的环路振荡电路产生的正弦信号经过两级缓冲器之后产生的.本振信号直接接到混频器开关管的栅极,控制开关管周期性地导通和关断.本振信号的频率可以通过控制环形振荡器的瞬态电流来调整.本文通过调节两个电阻型DAC的输出电阻来改变整个环形振荡器的瞬态电流,进而调节本振信号的频率.接下来的部分将对唤醒接收机的各个模块的具体实现进行描述.2.1 匹配网络由于基于不定中频结构的特点,包络检波器的非线性滤波作用导致唤醒接收机的灵敏度降低.一般地,通过在射频输入端采用高Q值的射频滤波器对输入信号进行窄带滤波来改善这一问题.然而,由于芯片内电感面积大,同时受限于工艺缺陷,电感的Q 值不能做得很高,所以一般采用外接滤波器组成的匹配网络实现[4].但是由于这类滤波器的面积较大,不利于传感器节点的体积轻巧便携的要求;另外,这类滤波器的价格一般比较昂贵,导致生产成本很高,不利于产品的大规模化生产.本文中采用村田公司提供的射频电容、电感模型设计了具有较高 Q值的窄带匹配电路,实现天线至混频器的阻抗匹配和滤波功能.经过对各工艺角下电路模型的前仿真和对版图的后仿真,结果均显示出S11＜-20 d B,满足工业上要求S11至少低于-10 dB的要求.鉴于村田公司的元器件设计精度较高,在此可以预期芯片的实际匹配性结果能够满足系统要求.该匹配电路的具体实现方式如图2所示.图2 匹配网络与双栅混频器Fig.2 Match network and dual-gate mixer图2 中,,,为匹配网络元件,采用的是村田公司的电感和电容模型.后面所接的 L bond 为棒线在2.4 GHz处等效电感,C pad为焊盘在2.4 GHz处的等效电容.图3为后仿真下匹配网络的反射系数图.图3 后仿真下阻抗匹配网络反射系数Fig.3 Reflection factor of match network in post simulation2.2 低噪放和混频器低噪放是射频前端功耗较高的部分之一.为实现超低功耗设计,采用了将低噪放和混频器合为一体的所谓“双栅极”拓扑电路,如图2所示.其中M1管的尺寸为130 nm/20μm,M 2管的尺寸为130 nm/4μm.由于低功耗的要求,使得混频器消耗的电流较小,造成混频器的电流密度很低,所以M1管工作于亚阈值区.混频器的工作原理是：OOK信号经过阻抗匹配电路的窄带滤波之后,再经过M 1管产生一个放大电流,然后通过本振信号控制的M 2对该放大电流进行开关切换,实现混频.M2的负载是由R load,C load并联组成的低通滤波电路,它对混频输出的信号进行滤波,得到中频信号.该混频器的工作原理推导如下式中：i o为混频器负载端输出电流;g m0为M1的跨导;v RF为混频器射频输入信号;L(t)为本振信号,是一个单位脉冲序列,暂定为理想的方波,具有50%占空比.对 L(t)进行傅里叶级数展开得到其数学表达式为将式(2)代入式(1)得到输入射频信号v RF=v scos(ωRF t),将其代入式(3)得到混频器的跨导经过滤波后,得到因此整个混频器的转换增益为式中：R1oad为混频器的负载;R o,cons为从混频器输出端看进去的CMOS输出电阻.后仿真结果如图4所示,该混频器的在2.4 GHz处转换增益为28 dB.图5为当本振输入为2.45 GHz时,混频器的噪声系数约为15 dB.图4 混频器的转换增益Fig.4 Conversion gain of mixer2.3 本地振荡器本地振荡器由3级反相器构成的环形振荡器加缓冲构成.为了将振荡器的输出信号放大成轨到轨的方波信号,在振荡器后面增加了两级缓冲器.本地振荡信号的频率,通过两个6位电阻型DAC来控制.当DAC的输出电阻发生变化时,环形振荡器的瞬态电流也会发生变化,进而对振荡信号的输出频率进行控制.这个本振信号的产生电路如图6所示.图5 混频器噪声系数Fig.5 Noise figure of mixer图6 数字控制振荡器原理图Fig.6 Schematic of digital controlled oscillator 为了降低功耗,环形振荡器的3个反相器均采用很小尺寸的管子.其中,NMOS管的沟道长度为130 nm,宽度为280 nm,PMOS管沟道长度为130 nm,宽度为600 nm,整个数字控制振荡器的电流消耗为76μA,输出信号为1.06 GHz至2.765 GHz之间可调的准方波信号,频率调节步长为30 MHz.2.4 中频放大器由于中频放大器需要在整个中频带宽范围内提供较高增益,增益带宽积需要很大.为了降低功耗,在此采用以电阻做负载的基本差分对来实现放大器单元,并通过4级放大器单元级联来实现高增益.另外,由于低频部分信号可能会经过中频放大器而进入包络检波器并对基带信号造成影响,需要在中频部分将其抑制,在此通过在放大器的尾电流管处引入一个大的电容产生一个低频零点,则可以对低频信号进行抑制.中频放大器的具体结构如图7所示.为了节省面积,只在第1级放大器和第3级放大器的尾电流管处引入零点.而且电路中的电容部分均采用PMOS实现的MOS电容,以进一步节省芯片面积.图7 中频放大器原理图Fig.7 Scheme of intermediate frequency amplifier由图7可见,该放大器电路结构十分简单,4级放大器之间采用直接耦合的方式连接,以电阻做负载,省去了复杂及功耗大的共模反馈电路.4级放大器中相同位置的MOS 器件的尺寸完全相同.各级放大器的差分对管的沟道长度均为200 nm,宽度均为2.4μm.第2级和第4级放大器的尾电流管的尺寸均为4μm/2μm.为了引入零点,将第1级和第3级放大器的尾电流管拆分为二,每个MOS管的尺寸为2μm/2μm.电路中M3、M4和 M5为MOS电容,以减小芯片面积.整个中频放大器在1.22～63 MHz范围内提供55 dB的增益,每1级消耗的电流只有7.2μA.中频放大器的幅频特性曲线如图8所示.图8 中频放大器后仿真增益Fig.8 Voltage gain of intermediate amplifier during post simulation2.5 包络检波器包络检波器的作用是把基带信号从中频信号中检波出来,它的实现方案有很多种.为了实现低功耗,在此可以采用以大电容为负载的源级跟随器作为包络检波器.由于中频输出信号为差分信号,包络检波器也采用差分对作为输入,这样可以对信号中的偶次非线性项进行抑制.包络检波器电路的具体电路如图9所示.包络检波器的优化目标是在不对信号造成较大衰减的情况下,尽可能地降低功率消耗.另外,考虑到中频放大器的输出级驱动负载能力较弱,大的负载会使中频放大器的带宽下降.要尽量使输入管子的尺寸小一些.最终的器件尺寸选取如下：差分对管子参数为130 nm/2μm,尾电流管参数为2μm/2 μm.图9 包络检波器原理图Fig.9 Schematic of envelop detection circuit2.6 缓冲放大器缓冲放大器的作用是对包络检波器的输出进行放大.它采用单端输出运算放大器,以电阻作为负反馈的方式提供增益.该缓冲放大器的结构见图10.图10 基带缓冲器原理图Fig.10 Schematic circuit of baseband buffer图10 中电阻R1和R2的值分别为8 kΩ和24 kΩ,可以提供3倍的放大增益. 2.7 比较器为降低误码率,采用迟滞比较器[8].3 仿真结果该唤醒接收机采用SMIC0.13μm CMOS工艺实现.图11所示为电路的版图照片.芯片核心面积为160×232μm2,其中大部分芯片面积被DCO和中频放大器的电容元件所消耗.-10-3误码率下,接收机灵敏度为-60 dBm.对版图进行参数提取后的仿真结果如图12所示.图11 唤醒接收机版图Fig.11 Layout of wake-up receiver图12 -60 dBm输入下仿真结果Fig.12 Results of Post simulation at-60 d Bm input在100 kbps传输速率和唤醒接收机各部分消耗功率及性能如表1所示.表1 唤醒接收机性能及功率消耗指标Tab.1 Performance and power cost ofwake-up receiver不定中频结构接收机参数后仿数据结果载波工作频率/调制方式 2.4 GHz/OOK供电电源 0.9 V数据率 100 kbps能量每比特 1.2 n L误码率为10-3下的灵敏度 -60 dBm各模块功率消耗电流/电压混频器14.5μA/13.06μW中频放大器+包络检波器39.44μA/35.5μW数字控制振荡器76μA/68.4μW缓冲器7μA/6.3μW比较器3.7μA/3.33μW总功耗126.6μW4 结论本文实现了应用于无线体域网的一个基于不定中频结构的OOK解调接收机.采用数字可调电阻型DAC控制的环形振荡器来提供本振信号,并采用高增益带宽积的中频放大器,从而使得环形振荡器可以达到很宽的调谐范围,保证输入射频信号可以正确解调,同时极大地降低了接收机的功耗.该唤醒接收机用SMIC0.13μm CMOS工艺实现.仿真结果表明,数字控制振荡器输出频率大范围可调,灵敏度为-60 dBm.采用0.9V电源供电,消耗电流为(包括混频器至比较器)140μA,芯片面积为(160×232)μm2,功耗低,面积小,外接元件少,整个接收机指标符合无线体域网标准,满足于信道通信频繁、需要快速反应的应用场合.参考文献(References)：[1]IEEE Standard for Local and metropolitan area networks Part 15.6：Wireless Body Area Networks[S].IEEE Standards Association,IEEE Std 802.15.6,2012.[2]Min Chen,Sergio Gonzalez,Athanasios Vasilakos,et al.Body area networks：A survey[J].Mobile Networks and Applications,2011,16(2)：171-193.[3]Pletcher N,Gambini S,Rabaey J M.A 2 GHz 52μW wake-up receiver with-72dBm sensitivity using uncertain-IF architecture[C]//IEEE International Solid-State Circuits Conference,2008：524-633.[4]Hyu nwoo Cho,Joonsung Bae,HoiJun Yoo.A 39μWbody channel communication wake-up receiver with 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FBAR_滤波器TRL_校准的仿真与测试

引用格式：丁文波, 徐鹏, 李劲, 等. FBAR 滤波器TRL 校准的仿真与测试[J]. 中国测试，2024, 50(1): 138-144. DING Wenbo, XU Peng, LI Jin, et al. Simulation and testing of TRL calibration for FBAR filter[J]. China Measurement & Test, 2024, 50(1): 138-144.DOI: 10.11857/j.issn.1674-5124.2022100160FBAR 滤波器TRL 校准的仿真与测试丁文波1，徐鹏1，李劲1，周明睿1，章景恒2，马新国1，吕辉1(1. 湖北工业大学芯片产业学院，湖北武汉 430068; 2. 武汉衍熙微器件有限公司，湖北武汉 430205)摘　要: 针对薄膜体声波谐振腔（FBAR ）滤波器测试夹具误差校准，提出一种改进的TRL 校准方法，将三维电磁仿真和TRL 计算结合，用于测试套件（夹具和TRL 校准件）的前期设计与优化，确保TRL 校准件达到足够精度。

由于DUT （device under test ，待测器件）参数未知，实测中采用四种不同结构的测试套件，校准前各组测试结果差异较大，但TRL 校准后高度吻合，通带内的差异小于0.2 dB ，不但精准确定DUT 真实参数，而且表明本TRL 校准方法对于不同结构夹具去嵌入的有效性。

该仿真计算不仅可以设计高精度测试套件，避免过度依靠实测，并且可与实测相互验证，并可推广到其他微波器件的测量，节省测试成本。

关键词: TRL 校准; 薄膜体声波谐振腔滤波器; 电磁仿真中图分类号: TM931;TB9文献标志码: A文章编号: 1674–5124(2024)01–0138–07Simulation and testing of TRL calibration for FBAR filterDING Wenbo 1, XU Peng 1, LI Jin 1, ZHOU Mingrui 1, ZHANG Jingheng 2, MA Xinguo 1, LÜ Hui 1(1. School of Chip Industry, Hubei University of Technology, Wuhan 430068, China; 2. Wuhan Yanxi MicroComponents Co., Ltd., Wuhan 430205, China)Abstract : An improved TRL calibration method is proposed for the error calibration of thin film bulk acoustic resonator (FBAR) filter test fixture, which combines 3-D electromagnetic simulation and TRL calculation for the preliminary design and optimization of the test kit (fixture and TRL cal-kits) to ensure that the TRL cal-kits achieves sufficient accuracy. Because the parameters of the DUT (Device Under Test) are unknown, four test suites with different structures are used in measurements. The test results of each group differ greatly before calibration, but coincide highly after TRL calibration, and differences in the passband are less than 0.2 dB. This not only accurately determines the true parameters of the DUT, but also shows the effectiveness of this TRL calibration method for the de-embedding of fixtures with different structures. The simulation calculation can not only design high-precision test suite to avoid over-reliance on measurements, but also mutually verify with measurements, and can be extended to other microwave devices to save test costs.Keywords : TRL calibration; FBAR filter; electromagnetic simulation收稿日期: 2022-10-28；收到修改稿日期: 2023-01-16基金项目: 国家自然科学基金项目(41171291)；武汉衍熙微器件有限公司合作项目(2021004)；湖北工业大学启动基金（2019057）作者简介: 丁文波(1998-)，男，江西南昌市人，硕士研究生，专业方向为集成电路。

一款双频双宽带双圆极化Fabry

现代电子技术Modern Electronics Technique2023年11月1日第46卷第21期Nov. 2023Vol. 46 No. 210 引言随着信息技术的迅猛发展，空天地海一体化通信系统已经成为未来通信网络的发展趋势，卫星通信具有覆盖范围广、不受地理条件限制等优点，其作为天基通信的重要组成部分和未来6G 网络技术发展的重要方向，已经成为学术界研究的热点[1]。

天线作为卫星通信系统的关键组成部件之一，要求具有宽带宽、高增益、圆极化和结构简单、易于集成等特性。

由于法布里⁃珀罗（Fabry Perot, FP ）谐振腔天线具有增益高、馈电简单的特性，自从其诞生以来便受到了学术界的广泛关注[2]。

FP 天线具有馈电结构简单、增益高的优点，近年来学术界对于FP 天线的双频段工作、宽带性能以及如何实现圆极化辐射做了大量研究工作，其在卫星通信系统中有良好的应用潜力。

对于FP 天线的双频工作特性[3⁃5]，可采用频率选择表面（Frequency Selective一款双频双宽带双圆极化Fabry⁃Perot 谐振腔天线吕军1，钟选明2（1.国能包神铁路有限责任公司，内蒙古鄂尔多斯 017000；2.成都交大运达电气有限公司，四川成都 610000）摘要：文中设计了一款双频双宽带双圆极化的法布里⁃珀罗（FP ）谐振腔天线。

传统的FP 天线具有高增益特性但是难以实现宽带及双频带工作，为了改善其性能，提出一种具有双频正相位梯度的部分反射表面，利用其正相位梯度特性弥补电磁波频率升高带来的空间相位变化，从而在较宽的带宽内满足FP 天线的谐振条件以实现宽带辐射。

通过加载寄生贴片以及缝隙耦合馈电的方式设计宽带圆极化馈源，并且采用人工磁导体结构替代传统的金属地板，在同一谐振腔高度下满足两个频段的谐振条件，简化了双频FP 天线的结构。

全波仿真结果表明，所提出的FP 天线3 dB 轴比带宽分别为10.1%和13.8%，峰值增益达到12.45 dBi 和11.9 dBi ，3 dB 增益带宽分别为11.5%和14.8%。

一种基于FBAR技术的5.5GHz滤波器芯片的研制

信息：技术与应用］信息记录材料2019年8月第20卷第8期一种基于FBAR 技术的5. 5GHz 滤波器芯片的研制李丰，李丽，钱丽勋，李宏军(中国电子科技集团公司第十三研究所第十六专业部河北石家庄 050200 )【摘要】报道了一种工作于5. 5GHz 的薄膜体声波谐振器(FBAR )滤波器芯片。

首先制作了一种串联谐振频率为5. 5GHz 的谐振器，采用该谐振器模型设计并实现了 5.5GHzFBAR 滤波器芯片.微波探针测试结果显示，中心插损为1. 68dB, ldB 带宽105MHz, 5.3GHz 处抑制为39. 66dBc, 5. 7GHz 处抑制为48. 42dBc 。

实现了 5. 5GHz 窄带滤波器的芯片化。

【关键词】薄膜体声波谐振器(FBAR)滤波器；5.5GHz;空气隙；芯片【中图分类号】TQ58 【文献标识码】A 【文章编号】1009-5624 ( 2019 ) 08-0076-021引言薄膜体声波谐振器(FBAR)是利用压电材料薄膜中激励的体声波做成的谐振器。

它具有频率高、体积小、温度稳定性高、与半导体工艺兼容等优点。

本文首先对5. 5GHz 谐振器进行研究。

利用ADS 软件对 FBAR 滤波器芯片进行设计，采用MEMS 工艺成功制备了空气隙型滤波器芯片。

实现了 5. 5GHZ 窄带滤波器的芯片化。

2 FBAR 谐振器的研制薄膜体声波谐振器可以被看作是两层金属夹一层压电材料的三明治结构叭选择A1N 为压电材料，M 。

为电极材料。

用作声波反射表面的空气隙通过表面微机械工艺形成于硅的表面。

上下电极处的空气界面提供声波阻抗失配，因此将大部分的声波能量都保留在三明治堆叠结构中。

图1为实际制作的单端口 5. 5GHz 谐振器照片。

Z 参数测试的性能如图2所示。

从图中可以看出，该谐振器呈现双极点谐振特性，其串联谐振频率(fs)和并联谐振频率 (fp)分别为5500MHz 和5621MHz,串并联谐振频率处的Q 值分别为576. 95和562. 76,机电耦和系数为5. 48%。

METHODS AND TERMINALS FOR SECURE RADIO FREQUENCY C

专利名称：METHODS AND TERMINALS FOR SECURE RADIO FREQUENCY COMMUNICATION 发明人：Li, Meixiang申请号：EP12827379.4申请日：20120828公开号：EP2725736B1公开日：20150722专利内容由知识产权出版社提供摘要：A method, terminal and secure RF communication system are provided. The method for radio frequency secure communication of the invention comprises: generating magnetic channel data, and transmitting the magnetic channel data via a magnetic channel; establishing a radio frequency link with a peer device which feeds back a response information of the magnetic channel data; generating first radio frequency data, encrypting the first radio frequency data using the magnetic channel data, and transmitting the encrypted first radio frequency data to the peer device via the radio frequency link; and/or receiving encrypted second radio frequency data transmitted by the peer device via the radio frequency link, and decrypting the encrypted second radio frequency data using the magnetic channel data. By the above technical solution, the invention avoids the risk that a preset key is intercepted or decrypted, and enhances the security of the radio frequency link data exchanging process.申请人：NATIONZ TECHNOLOGIES INC地址：CN国籍：CN代理机构：Hanna, Peter William Derek 更多信息请下载全文后查看。

微米纳米fbar滤波器器件制备

微米纳米fbar滤波器器件制备微米纳米fbar滤波器器件制备是一种利用微波高斯光子学(MEG)原理构建几种振荡器，如巴伦尔曲线振荡器、L-C振荡器/极线回路振荡器、边界值振荡器等，用于处理具有特定截止频率的信号过滤要求，以实现专用电路芯片的制造。

它可用于低/中/高频滤波器和信号处理表面声波器件(SAW)的制备，也可用在高精度液晶显示器(LCD)和二极管影像感测器上。

微米纳米fbar滤波器器件制备的详细步骤包括：1. 制备基材；2. 清洗基材；3. 表面处理；4. 金属膜形成；5. 元件结构尺寸的检查；6. 元件结构分析；7. 元件结构封装；8. 元件结构测试。

制备基材包括金环晶体和薄膜基板，金环晶体用于提供高质量因子和高扩散损耗，广泛用于超高频传播器件(GHz)，而薄膜基板则可提供更小的尺寸、较低的成本和更好的隔离性能。

清洗基材的步骤包括清洗床、消毒、清洗剂的添加和温度控制，目的是去除可能存在的污渍和残留污染物，为后续步骤作准备。

表面处理步骤包括表面刻蚀、重沉积、表面处理和抛光，以保证表面的光滑度和完整性，避免缺陷的形成。

金属膜形成步骤主要包括金属膜金属沉积和金属膜覆盖，金属膜可根据元件的特定需求进行选择，以提高元件的稳定性和性能。

元件结构尺寸的检查步骤主要包括抽样检查、测量尺寸、比色分析、模拟模型等，目的是确定产品的规格和尺寸，确定元件的性能指标。

元件结构分析步骤包括首先测量和分析元件结构的尺寸，然后分析元件结构的性能，最终分析元件结构的应用范围。

元件结构封装的步骤包括制作安装耦合器、封装结构和材料，使元件具有良好的稳定性和传输性能。

最后，可以通过测试来评估元件结构的性能，包括频率特性、截止频率和插入损耗等。

2024年FBAR市场前景分析

2024年FBAR市场前景分析引言随着科技的不断进步和人们对无线通信设备的需求增加，射频滤波器（RF Filter）市场也在不断扩大。

近年来，FBAR（Film Bulk Acoustic Resonator）技术在射频滤波器领域崭露头角。

FBAR技术以其优异的性能和广泛的应用领域受到了研究人员和厂商的关注。

本文将对FBAR市场的前景进行分析。

FBAR技术的优势FBAR技术是一种利用铝钛酸锶（SrTiO3）等材料的声表面波（SAW）效应制造的射频滤波器。

相比传统的声表面波滤波器，FBAR具有以下几个显著的优势：1.小尺寸和高集成度：FBAR射频滤波器由微米级纳米材料构成，因此可以在小型化、高密度集成电路上进行布局。

2.低插入损耗：FBAR滤波器的声表面波传播损耗小，可以实现低插入损耗的射频滤波效果。

3.高可扩展性：FBAR技术可以通过调整材料的厚度和极性来实现不同频率的滤波器设计，具有很高的可扩展性。

FBAR市场需求和应用领域FBAR技术由于其良好的滤波特性和广泛的应用领域，受到了各个行业的关注和需求。

以下是几个主要的应用领域：1.无线通信设备：随着5G网络的快速发展，对于高性能射频滤波器的需求也在不断增加。

FBAR技术的高可集成性和低插入损耗使其成为5G设备中的理想选择。

2.电子消费品：智能手机、平板电脑等电子消费品对于高性能、小尺寸的射频滤波器有着巨大需求。

FBAR技术的高密度集成和小尺寸优势使其成为电子消费品市场的重要组成部分。

3.汽车电子：汽车电子领域对于射频滤波器的需求同样在增加，尤其是在汽车通信和雷达系统中。

FBAR技术的高性能和低插入损耗使其成为汽车电子市场的热门技术。

4.医疗设备：随着医疗设备的数字化和无线化趋势，对于高性能射频滤波器的需求也在增加。

FBAR技术的高可集成性和优异的性能使其成为医疗设备市场的重要组成部分。

2024年FBAR市场前景分析基于以上的市场需求和应用领域，可以预见FBAR技术市场具有广阔的前景。