再谈米勒平台和线性区：为什么传统计算公式对超结MOSFET开关损耗无效

特刊：电源
Special
今日电子 · 2018年5月 ·
再谈米勒平台和线性区：为什么传统计算公式对超结 MOSFET 开关损耗无效
万国半导体元件(深圳)有限公司 刘松
功率M O S F E T在开关过程中要跨越放大区，也就是线性区，形成电流和电压的交叠区，从而产生开关损耗，米勒平台就是在这个过程中形成的一段时间相对稳定的放大区。

栅极驱动电压通常远大于米勒平台，那么为什么在开关过程中，V G S 电压会保持平台不变？高压超结结构的米勒平台的时间长，但为什么反而开关损耗小？V G S 为什么在米勒平台产生振荡？本文将详细地论述这些问题，从而在实际的应用中，提供设计优化的方向。

1. 功率MOSFET开关过程及米勒平台
米勒平台出现于感性负载开关，在功率M O S F E T数据表中，开关过程的
测试基于图1所示的电路：MOSFET先导通，然后关断，在一定电流下再次开通后关断，基于第二次开关过程测量米勒平台。

模式1：t 0〜t 1时刻
V G S 电压升高到阈值电压V T H ，此过程V DS 、I D 维持不变。

模式2：t 1〜t 2时刻
V G S 电压继续升高，电流I D 从0开始增加，M O S F E T工作在放大区（线性区），I D 和V G S 由跨导G f s 限制线性增加：
ID = g fs (V GS -V TH )
在这个过程中理论上M O S F E T的V DS 电压不会变化，但是，由于回路di/dt变化，在杂散电感上感应出电压：
V DD = V DS +V LD +V LS
其中，V L D 为漏极回路寄生电感电压，V LS 为源极回路寄生电感电压，V LD 和V LS 上正下负，和V DS 方向相同，因此实际V D S 电压就略有下降，如图t 1〜t 2时刻电压波形。

C GS 大，C G
D 非常小，驱动电流主要给C GS 充电，因此，流过C GS 电流大，而流过C G D 电流非常小，几乎可以忽略。

M O S F
E T开通后，二极管反向恢复产生反向恢复电流，因此在t 2时刻有尖峰的脉冲电流，如图1所示。

模式3：t 2〜t 3时刻
在t2时刻，I D 电流达到系统最大电流、也就是电感的最大电流I L ，对应的
由跨导限制的V GS 电压为V GP ，此时I D 电流不可能再继续增加，由于跨导限制，
图1 开关测试电路和波形
(a) 测试电路 (b) 测试波形
图2 寄生电感的感应电压
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V GS 电压也不能增加要维持V GP 不变，但是驱动回路仍然提供驱动的电流，试图迫使V GS 电压上升。

如果V G S 电压增加一点点，对应的I D 电流相应的也要增加，电感的电流固定不变，不可能提供额外的电流，I D 电流增加就只能由G极驱动电源通过C G D 提供额外的电流I D ，如图3(c)所示，也就是G极驱动电源通过C GD 向D极提供额外的这一部分电流。

C G
D 要流过这一部分额外的电流，必须满足两个条件：
(1)、C G D 两端的电压必须发生变化，CGD才能提供额外的电流：i=C·du/dt。

(2)、功率M O S F E T内部，沟通已经饱和，额外的电流只能通过降低E P I 外延层N-耗尽层的宽度、产生复位的电荷来提供。

V D S 所加电压大小对应着相应的耗尽层宽度，耗尽层的宽度降低，V D S 电压也就下降，同时C G D 也就无法再维持原来的电压，V G D 的电压也随之发生改变。

V DS 和VGD电压变化共同产生抽取电流，将G极驱动电源所能提供的最大电流通过米勒电容C G D （C r s s ）基本上
完全抽取干净，C G S 几乎没有充电的电流，驱动电流全部流向C rss ，V GS 的电压就不再变化，保持一个平台区，维持平台状态，形成有名的米勒平台。

在整个米勒平台时间段t 2〜t 3，器件工作在稳定的恒流区，V G S 电压保持恒定V G P 不变，I D 电流保持最大的系统电流I L 恒定，V G P 电压就是米勒平台电压：I D =I L =g fs ·(V GP -V TH )。

在米勒平台时间内，米勒电容C r s s
电流为：
I crss =C rss ·dV Crss /dt=C rss ·dV DS /dt=I G =(V cc –V GP )/R G
其中，R G 为驱动器电源V C C 到G极所有串联电阻总和，由上式就可以估算
米勒平台的时间t 2〜t 3。

若V C C =5V，V T H =2V，g f s =50，R G =10Ω，在t 2时刻，I D(t2)=I L =25A，得到：V GP =2.5V。

过t 2时刻，V G S 电压增加微小量为V GS ：I D(t2)+I D =g fs ·(V GP +V GS -V TH )，I D(t2)+(V c c –V G P )/R G =g f s ·(V G P +V G S -V TH ) ，解得：V GS =0.005V。

V G S 仅仅增加0.005V，就可以将驱动电源提供的电流完全抽取，因此在波形上也就看到V G S 的电压基本保持不变。

从上述分析可知，米勒平台的电
压在米勒平台时间内会有微小的增加，如图5所示，这和驱动电路参数直接相关。

另外，因为C GD 、C DS 电容值不是固定的，随着电压的变化非线性的变化，系统最大电流和驱动回路的参数也会变化，因此米勒平台电压也会变化，甚至会出现振荡。

(a) t 1〜t 2时刻 (b) t 2时刻 (c) 过t 2时刻图3 米勒平台形成
图4 减小耗尽层宽度产生复位电荷电流
(a) 米勒平台期间V GS 电压微小增加 (b) 米勒平台电压变化图5 米勒平台电压变化
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在单位时间内，V D S 按d V D S /d t降低一定值，V D S 降低，C r s s 急剧增加，I C r s s 也急剧增加，由公式：I C r s s =C r s s ·dV DS /dt=(V cc –V GP )/R G 可知，dV DS /dt、V cc 、R G 不变，驱动回路中只有V GP 下降、也就是C GS 放电V GS 下降，才能提供足够的C r s s 抽取电流，满足等式的要求。

V G S 下降，跨导限制的电流I D 也会下降，多余的电流I L -I D 就会对C rss 、C GS 反向充电，如图6所示，从而将V GS 的电压提高，如此反复，形成米勒平台的振荡。

可以看到，米勒平台振荡的过程就是因为寄生电容的变化，V GP 、C rss 、d V D S /d t相应的改变自动寻找平衡的过程，这个过程也会叠加寄生电感的影响。

随着V D S 电压不断降低，E P I外延层N-中耗尽层宽度不断降低，耗尽层空间电荷区宽度不断降低，内建电场也不断减小，直到耗尽层和空间电荷区完全消失，内建电场为0，V DS 电压也就降到最小值，然后不再变化，米勒平台结束，对应时间为t 3。

模式4：t 3〜t 4时刻
t3时刻米勒平台结束，V D S 电压降
到最小值后不再变化，V G D 电压也不再变化，C r s s 不再抽取驱动电路的电流，驱动电源又开始对C GS 充电，因此，V GS 开始增加，到最大的驱动电压V CC 。

2. 功率MOSFET开关损耗
平面结构的高压功率M O S F E T，通常使用上述方法计算t1-t2时间，米勒平台时间t2-t3，然后再计算开关损耗：
P sw-On =I D ·V DS ·(t3-t2+t2-t1)/2·T s
但是对于超结的高压功率MOSFET，可以发现：米勒平台时间t 2〜t 3非常长，远大于平面结构，如图7粗虚线和t 3a 所示。

但实际上，其开关损
耗远远小于平面结构，也就是用上述的计算方法完全失效，这又是什么原因？
从波形可以看到，在米勒平台的前部分，V D S 电压很快的降低到较低值，后面很长的一段米勒平台的时间，V D S 很低，使用这个米勒平台时间用传统的公式计算，当然就有问题了。

超结的高压功率M O S F E T，为什么在V D S 很低状态，米勒平台维持那么长的时间？
超结结构使用横向电场，在高压时，中间N+区完全耗尽，存储电荷很小，C D S 、C r s s 都非常小，V D S 开始下降非常快。

当电压降到50V或更低的电压，N+和P区耗尽层宽度减小直到消失，逐渐恢复到原来的高掺杂状态，相当于存储电荷突然增加，因此，电容也就会突然增加。

如图7所示，600V/20A、0.199Ω超结高压MOSFET，C DS 、C rss 在0V偏压的电容是高压状态时电容的几百倍：C r s s (600V)=2p F，C r s s (0V)=600p F；C oss (600V)=68pF，C oss (0V)=7000pF。

C rss 和C oss 在低电压时容值非常大，因此，V
D S 电压降低到50V以下，其变化非常缓慢，下降的斜率也非常缓慢，到完全导通所需要的时间也比较长，因此，米勒平台在较低V D S 电压维持较长的时间。

因此，计算超结的开关损耗，只能近似的使用前面一段V D S 降到较低值的时间，而不能使用V G S的平台时间。

开关过程中，高压超结结构寄生电容的突变非常大，产生急剧的d V/d t突变，容易产生振荡和EMI的问题，这也是超结结构固有特性，需要仔细的设计
驱动电路。

图6 V GS
的振荡
图7 高压超结结构的MOSFET的米勒平台
图8 高压超结结构的MOSFET电容。