模拟光耦HCNR200、HCNR201应用笔记

HCNR200和HCNR201模拟光电耦合器SPICE电路仿真
应用笔记AN5545
Jamshed Namdar Khan，安华高科技(Avago Technologies)隔离应用产品事业部光电耦合器应用工程师
介绍
本应用笔记的目的是展示PSpice软件如何通过使用安华高科技(Avago Technologies)提供的PSpice宏模型精确预测和仿真Avago公司HCNR200和HCNR201模拟光电耦合器的行为，聚焦集成电路仿真程序(SPICE, Sim-ulation Program with Integrated Circuit Emphasis)目前被认为是模拟电路设计工程师不可或缺的工具。

相对模拟光电耦合器数据表参数或规格，良好的宏模型应该精确预测电路性能，PSpice或SPICE仿真是任何设计工程师成功完成设计项目一个必备并且不可或缺的工具，电路仿真有助于原始设计概念的发想，从而允许工程师调整并优化原型电路取得最佳可能电路性能。

电路仿真的最大优势在于建构实体硬件或进行性能测试前可以先行验证并改善设计，极小化花费在原型测试的时间和相关费用成本。

为何需要仿真？
不管电路仿真可以如何进行或带来什么，有一点它绝不可能做到的是为你提供实际的电路设计，因此我们首先列举几个吸引设计工程师进行电路仿真的原因。

进行电路仿真的主要动力是极小化预测目标电路设计性能的时间，相较于实际建立和进行原型测试等效电路的评估，使用SPICE电路进行评估所使用的时间相对上非常微小，另外，这些电路仿真也可以在各种不同温度、偏置条件以及零组件数值和误差条件下多次进行，但耗费时间仅为进行电路试验板设计并于工作台上进行评估的数分之一。

在进行光电耦合器SPICE仿真时，首先应该了解的是软件并无法仿真光电耦合器的两个基本特性，设计工程师使用光电耦合器主要有两个理由，分别是绝缘和隔离，SPICE软件并无法对这两个主要关键光电耦合器功能建立模型。

绝缘
描述光电耦合器通过光学设计绝缘屏障提供两侧或两个接地点间高电压击穿保护的特性，这个参数在数据表中以绝缘耐受电压V ISO表示，并通过光电耦合器标准如UL1577认证，工作电压则定义为V IORM并且通过国际光电耦合器安全标准如IEC 60747-5-5认证。

V ISO 规格为短暂一分钟或瞬态绝缘耐受规格，举例来说，依据UL1577标准，Avago光电耦合器产品的规格由2500Vrms/min到7500Vrms/min，由光电耦合器所选择的封装形式决定，工作电压V IORM则为光电耦合器绝缘屏障上可以承受的连续电压，Avago的光电耦合器产品通过560V peak到1768V peak认证，同样依所选择的封装形式决定。

不同于基于总漏电流或击穿测试的UL规格V ISO，IEC 60747-5-5指定的工作电压V IORM或瞬态过电压V IOTM规格基于部分放电测试，如上所述，SPICE 并无法仿真光电耦合器的绝缘击穿水平或部分放电起始电压。

隔离
定义光电耦合器两个光学隔离接地面间的电气噪声抑制能力，这个参数在光电耦合器数据表中通常以共模抑制(CMR, Common Mode Rejection)能力表示，为不会造成光电耦合器错误行为或受暴影响和发生输出短时脉冲条件下，光电耦合器两侧可以承受的最高电压变化，通常这个电压变化(dV/dt)速度规格以光电耦合器可以承受，不会发生短时脉冲并维持在正确逻辑状态的最高电压变化速度kV/μs表示，CMR越高，光电耦合器抑制两个隔离侧或接地面电气噪声的能力就越高，基本上SPICE也无法仿真光电耦合器的隔离或噪声抑制特性。

如果SPICE软件无法仿真光电耦合器两个主要的特性和功能，也就是绝缘和隔离，那么为什么要使用SPICE软件来分析加入光电耦合器模型的电路呢？答案非常简单，SPICE可以成功仿真许多光电耦合器的直流或交流参数和其他特性，如：
1. 输入到输出传播延迟
2. 电流传输比(CTR)
3. 传输增益
4. 带宽或频率响应
5. 功耗
因此使用光电耦合器宏模型的SPICE电路仿真拥有许多好处，这当然也代表使用这些光电耦合器宏模型所提供的深入了解要比没有好了许多。

绝大多数SPICE产品供应商也会提供包括各种电气零组件模型库，如：
1. 运算放大器
2. 电压调节器
3. 定时器
4. IGBT和MOSFET
由模型库提供的零组件模型数量非常多，几乎没有限制，因此无法一一列举，这些零组件或它们的模型可以配置到需要设计或检视的电路中，如此可以允许进行使用光电耦合器或相关宏模型以及其它有用集成电路所构成复杂电路的仿真和分析，因此这个应用笔记的目标有两方面：
1. 使用Avago提供的光电耦合器SPICE宏模型进行电 路仿真，并验证关键的数据表性能参数。

2. 于使用其它集成电路器件模型的更复杂电路中使用 光电耦合器SPICE宏模型进行电路仿真，以预测相当 于试验电路板和工作台测试等级的电路行为和性能。

仿真的部分优势和限制
仿真如果可以巧妙进行，并深入利用使用软件的优势和限制，那么对于取得设计概念的深入了解和行为预测非常有用。

举例来说，电路仿真可以用来作为：
1. 新设计发想测试
使用电路仿真软件进行全新或创新想法测试时，设计工程师面临的唯一限制只有想像力，可以在进行试验电路板焊接前，事先使用初始电路仿真对原始设计想法进行纠错。

2. 节省宝贵时间
不会在耗费数日构建完试验电路板后才发现原始电路设计中没有考虑增益或带宽，甚至根本无法运作。

3. 预测电路性能
仿真也可协助预测电路设计概念在不同温度或零组件误差变化下是否稳固，或用来决定电路能否在所有工作电压、频率或温度下稳定工作。

4. 进行有用的电流、电压和功率测量
在试验电路板上进行实际电压、电流和功率测量基本上没有意义，仿真软件可以快速地进行这类测量。

5. SPICE的限制
我们必须了解，模型和软件只有在概念假设条件成立时才正确，这些模型并不完美，并且这些零组件的部分特性也无法轻易建模，除了先前讨论的光电耦合器绝缘和隔离特性外，其它可能完全无法建构模型的参数包括锁存灵敏度、电源灵敏度、击穿电压、噪声灵敏度和过冲等。

除此之外，SPICE也可能无法预测多种零组件故障模式，同时，许多仿真基于仅提供总体约略响应的简化模型，无法用于精确预测微细或复杂的行为。

因此在最终分析时，电路于使用电路仿真软件事先经过学理分析后，只有实际试验电路板原型电路的性能可以提供最终的验证，证明电路可以依设想进行工作。

HCNR200或HCNR201模拟光电耦合器PSpice 电路仿真
1. HCNR200或HCNR201发射器电路
图1中基于HCNR200的4-20mA 发射器电路设计方程如下，电路设计条件：V IN = 0.8V 时 I LOOP = 4mA V IN = 4.0V 时 I LOOP = 20mA 传输函数设计方程为：I PD1 = V IN / R1 因此
V IN = 0.8V 时 I PD1 = 0.8V/R1 = 0.8V/80kΩ = 10µA V IN = 4.0V 时 I PD1 = 4.0V/R1 = 4.0V/80kΩ = 50µA
Q3LED
设计方程： (I LOOP / V IN ) = K3(R5+R3) / (R5 x R1)
注：图中两个运算放大器为独立的LM158，非单一封装内的两个通道，否则回路侧和输入侧无法适当隔离。

图1： 使用HCNR200或HCNR201的4-20mA 发射器电路。

模型形式：宏模型相对微模型
使用SPICE 进行电路仿真时可以采用宏模型或微模型，微模型分析基于集成电路芯片的晶体管层级模型，这个模型基于构成芯片零组件或器件所有有源和无源器件的实际运行相关参数，微模型为进行SPICE 仿真最精确的方式。

相对来说，宏模型则是器件仿真精确度较低的方式，这个模型发展的主要目的是反应器件的总体响应，而
非零组件层级分析，虽然它并无法精确架构所有参数，但可以强调或反映出整体响应的关键重要部分，然而经过仔细设计的宏模型可以提供足够的细节和精确的响应，足够满足绝大多数实际仿真目的需求，在本应用笔记中进行的SPICE 仿真都基于Avago 公司提供的光电耦合器宏模型。

由HCNR201数据表我们可以得到，典型传输增益为K3 = I PD2 /I PD1 = 1.0，光电二极管I PD2由R5和R3电阻组成的分流电路控制：
I PD2 = I LOOP x (R5 / R5 + R3)
基于传输增益 K3 = I PD2/I PD1 = 1.0
I PD2 = K3 x I PD1
代入 I PD1 = V IN/R1
I PD2 = K3 x (V IN/R1)
得到：
K3 x (V IN/R1) = I LOOP x (R5 / R5 + R3)
求解 I LOOP ：
I LOOP/V IN = K3 x (R5 + R3) / (R5 x R1)
由数据表提供的传输函数K3典型值为1，因此可以简化为：
I LOOP/V IN = (R5 + R3) / (R5 x R1)
现在就来看看SPICE仿真结果以及取得的直流传输函数。

图2：4-20mA HCNR200/HCNR201发射器电路直流参数SPICE仿真结果。

SPICE仿真取得了以下的結果：
参数预测结果SPICE仿真结果误差百分比
V IN = 0.8V 时 I LOOP 大小4mA 4.1mA 2.5%
V IN = 4.0V 时 I LOOP 大小20mA20.15mA0.75%
设计工程师通常认为，如果SPICE仿真结果误差在预测结果的5%到10%之内，就代表电路的SPICE模型或宏模型电路仿真非常好，基本上可以代表实际电路或器件的实际性能。

要决定电路的动态或交流响应需要检视输入输出频率响应，主要目的是建立电路的输出带宽和相位裕度。

发射器电路的带宽响应可以参考图3，电路的3dB带宽接近10kHz，非常符合Avago的HCNR200数据表中基于模拟电路运算放大器指定的10kHz典型带宽。

图3：4-20mA发射器电路交流带宽的SPICE仿真结果。

2. HCNR200或HCNR201接收器电路
要使用SPICE ，首先建立图4中电路的直流性能。

图4：4-20mA HCNR200电流回路接收器。

设计方程：V out /I LOOP = K3 x (R5 x R3) / (R3 + R1)
注：图中两个运算放大器为独立的LM158，非单一封装内的两个通道，否则回路侧和输入侧无法适当隔离。

µF
HCNR201光电二级管图5：4-20mA 接收器电路直流参数SPICE 仿真结果。

接收器电路的传输函数可以通过观察以下关系建立：
I PD1 = I LOOP x (R3 / (R3 + R1)
传输增益 K3 = I PD2/I PD1
V OUT = I PD2 x R5
求解以上方程取得传输函数：
I PD2 = V OUT / R5
由于I PD2 = I PD1 x K3：
V OUT / R5 = K3 x I LOOP x (R3 / (R3 + R1)
或
V OUT / I LOOP = K3 x (R3 x R5) / (R3 + R1)
图4接收器电路中的电阻值经过调整，当回路电流为4mA时输出电压为0.8V，回路电流为20mA时输出电压为4.0V，主要基于转换增益K3=1的假设，而这正是HCNR200数据表中的典型情况。

检视图5中的SPICE仿真结果，我们得到以下结果：
参数预测结果SPICE仿真结果误差百分比
I LOOP = 4mA 时 V OUT 大小0.8V0.834V 4.25%
I LOOP = 20mA 时 V OUT大小 4.0V 4.237V 5.93%
要取得电路的动态或交流响应需要检视输入频率响应，主要目的是建立电路的输出带宽和相位裕度。

图6中显示接收器电路的-3dB带宽接近10kHz，非常接近HCNR200数据表中基于模拟电路运算放大器的典型10kHz带宽。

图6：4-20mA接收器电路交流带宽的SPICE仿真结果。

3. HCNR200或HCNR201高速低成本模拟隔离器电路
图7：HCNR200或HCNR201高速低成本模拟隔离器。

图8：HCNR200/HCNR201高速低成本模拟隔离器单极直流响应。

Q1图7中的高速低成本电路主要面向开关电源的反馈路径设计，这类应用需要良好带宽、低成本和稳定增益，但不需要极高精确度，这个电路是设计工程师如何取舍精确度从而改善带宽和成本的良好范例，电路拥有大约1.5MHz 的带宽和稳定增益特性，并且外加零组件需求低。

虽然乍看之下并不一定可以发现，图7中的电路基本上和图10相同，输入侧运算放大器A1由Q1、Q2、R3和R4构成，输出侧运算放大器A2则包含Q3、Q4、R5、R6和R7，电路也以相同方式工作，主要区别在于放大器A1和A2的性能。

较低增益、较高输入电流和较高偏置电压虽然影响电路的精确度，但不会影响它的工作方式，由于基本电路运作没有改变，因此电路仍然拥有良好的增益稳定性，使用分立晶体管取代运算放大器使得设计可以通过牺牲精确度取得低成本，并达到良好带宽和增益稳定度。

进一步深入电路的细节，R1在选择上主要在标称输入工作电压下取得大约7mA 到10mA 的LED 电流，方程如下：I F = (V IN /R1)/K1
光电耦合器的K1，也就是I PD1/I F 典型值约在0.5%，接着依以下方程选择R2达到目标电压输出： V OUT /V IN = R2/R1
R4和R6的目的是通过降低本地回路增益改善输入和输出电路的动态范围和稳定性，R3和R5在选择上主要用来提供足够电流驱动Q2和Q4的基极，R7的选择条件是使Q4以相同于Q2的集电极电流工作。

现在让我们查看由SPICE使用HCNR200宏模型SPICE模型应用于图7中高速低成本电路的计算和学理响应的结果：
参数预测结果SPICE仿真结果误差百分比
V IN = 1.0V 时 V OUT大小 1.0V0.919V-8.1%
V IN = 4.0V 时 V OUT 大小 4.0V 3.75V-6.25%
高速低成本电路是设计工程师通过牺牲精确度达到1.5MHz带宽的良好范例，SPICE结果依然在10%内，符合绝大多数工程师所认为相较于预测或学理结果的良好仿真结果。

高速低成本模拟隔离器的带宽为1.5MHz，然而如此高带宽为付出较低精确度的代价取得。

图9：HCNR200高速低成本模拟隔离器带宽响应。

4. 基于HCNR200或HCNR201单极运算放大器的模拟隔离器电路
对于较高精确性的单极电路，我们考虑图10中基于运算放大器的电路。

图10：HCNR200或HCNR201单极较高精确度模拟电路。

注：图中两个运算放大器为独立的LM158，非单一封装内的 两个通道，否则回路侧和输入侧无法适当隔离。

HCNR201光电二级管2
VOUT
设计方程：
V OUT /V IN = K3 x (R2 / R1)K3 = (K2 / K1 ) = 常数 = 1K3 = 传输增益K2 = I PD2 / I F K1 = I PD1 / I F
I PD2 = 输出侧光检测器电流I PD1 = 输入侧光检测器电流I F = 驱动电流
Q1
LED 图10中所显示的两个运算放大器为独立的两个LM158封装，而非单一封装内的两个通道，否则会因单一封装中两个运算放大器使用相同的接地和电源而无法达到电气绝缘，线性反馈闭环连接的运算放大器会尝试维持两个输入上的相同输入电压，因此输入侧运算放大器会试着使光电二极管PD1上的跨电压维持在0V 。

当输入电压V IN 为0V 时，光电二极管1电流I PD1和光电二极管2电流I PD2同时为0，原因是I PD2 = K3 x I PD1，其中转换增益K3由数据表提供： K3 = I PD2/I PD1 =1
如果在输入加上正单极电压，那么运算放大器的输出会倾向电源另一向移动，在这个例子中为地电平，造成LED 电流流动，I PD1通过V IN 和R1由外部控制，I PD1 = V IN /R1，运算放大器会限制LED 电流I F 到适当大小以适合外部控制的I PD1，LED 电流的最大范围在设计上被设定在25mA 的绝对最大值以下，由于运算放大器采稳定负反馈伺服回路方式连接，因此会维持两个输入的相同电压，在此为0V ，输出电压V OUT = I PD2 x R2，因此可以通过以下方程建立传输函数：
I PD1 = V IN /R 1 (输入光电二极管电流)
K3 = I PD2/I PD1 = 1，其中传输增益K3可由数据表取得 I PD2 = K3 x I PD1 V OUT = I PD2 x R5
求解以上方程可以得到线性传输函数为： V OUT /V IN = K3 x R5/R1
基本上传输增益K3=1，在HCNR201中精确度误差为5%、HCNR200则为15%。

输入光增益由数据表中的K1参数代表并定义为I PD1/I F，HCNR201数据表列出HCNR200输入电流转换比为0.25%到0.75%，HCNR201为0.36%到0.72%，如数据表指出，要得到最好的线性度，光电二极管电流必须设定在5nA到50μA之间，这代表输入V IN和R1的组合必须限制外部最高光检测器电流为50μA，然而要达到100μA的较高光检测器电流可由选择接近25mA的较高LED电流轻易取得。

为了保护LED不受故障情况，也就是输入侧运算放大器输出切换到低电位状态或接地的影响，电阻R2在选择上必须使R2控制的全幅LED电流不会超过25mA的绝对最高LED电流值，也就是HCNR200数据表中所列出的绝对最高条件。

故障状态下的全幅LED电流可由以下方程计算取得：
I F (全幅) = [V CC1 – V F (LED) – V BE (PNP) – V SAT(运放) ] / R2
HCNR200 V F (典型值) = 1.6V (参考数据表)
V BE (PNP) = 0.6V
V SAT (运放) = 0.2V (典型值)
假设输入侧V CC1 = 5.5V，则R2计算结果为124Ω 。

图11：高线性度单极电路直流参数SPICE仿真结果。

对于图10中带有PNP LED驱动电流电路的高线性度单极基础电路，SPICE仿真结果为：
参数预测结果SPICE仿真结果误差百分比
V IN = 1.0V 时 V OUT大小 1.0V 1.0V0%
V IN = 4.0V 时 V OUT大小 4.0V 4.0V0%
这些结果指出，对于如图10的较高精确度电路，可以使用HCNR200或HCNR201取得优秀的线性结果，宏模型可以有效辨识图7低精确度电路和图10的高精确度电路结果。

图10较高精确度电路的交流带宽结果显示，使用伺服反馈回路运算放大器取得的较高精确度会把3dB带宽降低到接近15kHz，符合HCNR200数据表提供的数据。

图12：图10高线性度单极电路交流带宽SPICE仿真结果。

5. HCNR200或HCNR201双极输入模拟隔离放大器电路
图13：HCNR200或HCNR201双极输入模拟电路。

LED
LED BALANCE
使用应用于先前所讨论正极性输入电压模拟放大器的相似概念，可以直接发展出双极输入电压模拟放大器，图13为使用HCNR200或HCNR201作为伺服反馈回路的双极输入电压模拟电路。

这个双极输入电压电路使用两个HCNR200或HCNR201光电耦合器，电路的上半部包含PD1、R1、DA 、C1、R4和光电耦合器OC1 LED 作为正输入电压，电路的下半部则包含光电耦合器OC2 PD1、R2、RB 和R5以及光电耦合器OC2 LED 作为负输入电压，二极管D1和D2通过于正和负输入信号时使两个运算放大器动作降低交越失真，输入上的平衡控制R1可以用来调整正和负输入电压的相对增益，增益控制R7可以调整放大器的总传输增益，电容C1、C2和C3作为稳定度的补偿电容，图14显示了图13双极输入电压模拟电路的直流响应，SPICE 模拟显示了以下的性能结果：参数
预测结果
SPICE 仿真结果
误差百分比
V IN = -4.0V 时 V OUT 大小-4V -3.974V +0.65%V IN = +4.0V 时 V OUT 大小
+4V
+4.003V
-0.08%
这些结果再一次显示，当两个HCNR200或HCNR201隔离器被配置为提供双极电压给输入时，HCNR200或HCNR201的宏模型可以精确预测HCNR200电路的学理和计算结果。

图15中双极输入电压电路的交流带宽响应显示，正如先前所讨论的单极输入电压情况，这些使用运算放大器搭配HCNR200的高线性度电路可以得到优于10kHz 的典型带宽，再一次验证了HCNR200数据表中所提供的典型带宽数据。

图15：HCNR200或HCNR201
双极输入交流带宽响应。

图14：HCNR200或HCNR201双极输入电压直流响应。

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AV02-3334SC - 2012 年 1 月 13 日
总结
在本应用笔记中我们使用了HCNR200和HCNR201模拟光电耦合器宏模型来讨论SPICE 电路仿真，使用HCNR200和HCNR201模拟光电耦合器进行的多个电路配置SPICE 电路仿真验证了Avago 提供的SPICE 宏模型可以成功展现光电耦合器的主要模拟参数，例如交流和直流响应等，也就是说，仿真结果符合HCNR200和HCNR201数据表中所提供的性能数据和规格。

除此之外，这些模型不仅真实呈现数据表提供的主要器件参数，并且也忠实展示并预测相对较为复杂电路拓朴的整体电路性能，设计工程师可以放心使用Avago 提供的光电耦合器SPICE 宏模型进行复杂的电路仿真动作并满足应用需求。

参考文献
1. Paul W. Tuinenga, "SPICE ：如何使用PSpice 进行电路模拟和分析 (SPICE: A Guide to Circuit Simulations and Analysis Using PSpice)" Third Edition, Prentice Hall, 1988
2. John Keowan, "MicroSim PSpice 和电路分析(MicroSim PSpice and Circuit Analysis)" Third Edition, Prentice Hall, 1988
3. Andre Vladimirescu, "SPICE 手册(The SPICE Book)" John Wiley & Sons, Inc., 1994
4. Muhammad H. Rashid and Hasan M. Rashid, "功率电子和电力SPICE 应用 (Spice for Power Electronics and Electric Power)" CRC Press, Taylor and Francis Group, 2006
5. James G. Gottling "PSpice 实作(Hands On PSpice)" Houghton Mifflin Company, 1995注：Avago 光电耦合器SPICE 宏模型可参考以下网址：/pages/optocouplers _plastic/spicemodels/。