26420843_基于TMS320F28035的三相大功率充电机设计

电气传动2016年第46卷第8期
基于TMS320F28035的三相大功率充电机设计
周映虹，冯晓培，郭思远，李志忠
（广东工业大学信息工程学院，广东广州510006）
摘要：分析了变压器原边与滞后桥臂相联的加钳位二极管的零电压开关脉宽调制全桥变换器工作原理，采用TMS320F28035实现了变换器的零电压开关脉宽调制，设计了1台功率为10kW 的三相直流充电机。

实验结果表明了设计方案是可行的。

关键词：全桥变换器；脉宽调制；零电压开关；移相控制；钳位二极管中图分类号：TM464
文献标识码：A
Design of Three -phase Power Charger Based on TMS320F28035
ZHOU Yinghong ，FENG Xiaopei ，GUO Siyuan ，LI Zhizhong
（School of Information Engineering ，Guangdong University of Technology ，Guangzhou 510006，Guangdong ，China ）
Abstract:A clamping diode phase -shifted ZVS full -bridge converter using the transfer primary side combined
with the lag bridge arm had been analyzed.And a 10kW three -phase power charger was built ，by utilizing a 32-bit fixed -point DSP -TMS320F28035as core controller to achieve the ZVS PWM.The experimental results show that the designed scheme is feasible.Key words:full -bridge converter ；pulse eidth modulation （PWM ）；zero voltage switch （ZVS ）；phase shift control ；
clamp diodes
基金项目：广东省新能源汽车专项（110105752020190）
作者简介：周映虹（1978-），女，博士，讲师，Email ：****************
ELECTRIC DRIVE 2016Vol.46No.8
移相控制的零电压开关全桥变换器具有输出功率大、效率高和可靠性好等特点，被大功率开关电源作为主电路广泛使用。

在ZVS PWM 全桥变换器中，谐振电感和输出整流二极管的结电容谐振工作，导致输出整流二极管上出现电压振荡和电压尖峰。

变压器原边加钳位二极管可以消除该电压振荡和电压尖峰，使得输出整流二极管的电压应力降低将近一半［1］。

同时，将变压器与滞后桥臂相联，较之与超前桥臂相联，钳位二极管的电流应力更低，整机效率更高，占空比丢失更小［1］。

本文采用变压器原边加钳位二极管且与滞后桥臂相联的全桥变换器作为主拓扑，设计了1台交流输入电压380V 满载输出直流电压350V/30A 直流充电机。

本文给出了以32位实时控制定点DSP -TMS320F28035作为控制核心的控制过程。

实验结果表明，本文设计的直流充电机具有效率高、纹波小的特点。

1主拓扑的工作原理
全桥变换器的输出整流二极管的结电容会
与变压器的漏感产生谐振，从而导致输出整流二极管出现电压振荡和尖峰，使得电压应力增大。

然而，使用RC 或RCD 缓冲电路消除该电压振荡产生的损耗较大。

在谐振电感和变压器原边引入2只钳位二极管同时变压器与超前桥臂相联［2］，钳位二极管抑制了后级整流二极管振荡；相同的拓扑下把变压器与滞后桥臂相联［3］，钳位二极管相对变压器与超前桥臂相联的情况少导通1次，从而减少了钳位二极管的电流应力，这就是Tr -Lag 型的钳位二极管ZVS PWM 全桥变换器；文献［4］研究了带钳位二极管移相全桥变换器抑制后级整流二极管振荡的工作原理，分析结果表明在CCM 情况下比在DCM 情况下抑制效果更为明显。

图1a 是加钳位二极管的ZVS PWM 全桥变换器拓扑图，其中变压器与滞后桥臂相联，
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电气传动2016年第46卷第8期
即Tr -Lag 全桥变换器。

其主要波形如图1b 所
示。

其中V p 为整流滤波电路的输出值。

2系统结构图
本文设计的基于DSP -TMS320F28035的三相三线的10kW 充电机的硬件结构框图如图2
所示。

主要性能指标为：输入交流电压380(1±0.15)V ；输出直流电压150～350V ；输出直流电流0~30A ；软启动时间<8s ；稳流精度不高于1%；稳压精度不高于0.5%；功率因数大于0.9；效率不低于90%。

充电机所采用的主要元器件参数为：Q 1~Q 4：IKW40N120H3；输出整流二极管D R1~D R4：APT60D120BG ；谐振电感L r =8μH ；隔直电容C b =4.8μF ；变压器原副边匝比K =16/15；输出滤波电感L f =112μH ；输出滤波电容C f =（820×2）μf ；开关频率25kHz 。

3基于TMS320F28035的控制流程
充电机的控制电路采用TI 公司生产的
60MHz 的32位定点DSP 芯片TMS320F28035［5］为主控芯片，将输入电流和输出电压通过采样和调理得到的信号送到DSP 的ADC 模块中，通过控制算法使ePWM 模块产生驱动波形，从而控制变换器中功率开关管的开通和关断。

充电机的控制程序结构简单，主要由控制系统主函数和中断服务函数组成。

图3是控制系统主函数流程图。

主函数中，在进入while （1）的死循环之前进行了系统以及外设时钟初始化、中断向量表初始化、GPIO 初始化、ePWM 驱动波形初始化、ADC 初始化以及所需变量进行初始化等工作。

本文需要2组4路PWM 驱动信号，其中eP-WM1A 和ePWM2A 分别驱动Q 1和Q 3；ePWM1B 和ePWM2B 分别驱动Q 2和Q 4。

PWM 波形的初始化代码如下：
EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=15；EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA=15；
//死区时间设置
EPwm1Regs.CMPB=EPWM1_TIMER_TBPRD-15；EPwm2Regs.CMPB=EPWM2_TIMER_TBPRD-15；//增减模式，对称的另一端死区时间设置EPwm1Regs.AQCTLA.bit.CAU=AQ_SET ；EPwm1Regs.AQCTLA.bit.PRD =AQ_CLEAR ；EPwm1Regs.AQCTLB.bit.CBD =AQ_SET ；EPwm1Regs.AQCTLB.bit.ZRO =AQ_CLEAR ；//Q 1和Q 2的PWM 波形产生设置
EPwm2Regs.AQCTLA.bit.CAU=AQ_SET ；EPwm2Regs.AQCTLA.bit.PRD =AQ_CLEAR ；EPwm2Regs.AQCTLB.bit.CBD =AQ_SET ；EPwm2Regs.AQCTLB.bit.ZRO =AQ_CLEAR ；
图1Tr-Lag 型加钳位二极管的ZVS PWM 全桥变换器Fig.1The Tr-Lag phase -shifted ZVS PWM full -bridge
converter with the clamping diode
图2充电机的整体结构框图
Fig.2
Block diagram of power charger
图3
系统主函数流程图
Fig.3
Program flow of system main
function
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//Q3和Q4的PWM波形产生设置
其中，AQ_SET动作为高电平，AQ_CLEAR动作为低电平。

CAU是事件为CMPA时产生动作；PRD是事件为TBPRD时动作；CBD是事件为CMPB时动作；ZRO是事件为ZERO时动作。

T PWM和T TBCLK分别表示PWM波形周期和DSP系统时钟周期，在本文两者的值分别是25 kHz和60MHz的倒数。

增减模式下TBPRD（如EPWM1_TIMER_TBPRD）由以下公式决定：
T PWM=2×TBPRD×T TBCLK（1）本充电机采用光耦隔离进行功率管的驱动，PWM波形的产生是增减模式。

光耦合器件的响应有一定延迟，导致功率管开通与关断的延迟时间分别约为0.5μs，0.3μs。

死区时间的设置原则是在满足防止直通的前提下使得软开关范围越宽越好，则死区时间在满足防直通前提下越小越好。

实际同类桥臂功率管的死区时间0.45μs已经足够。

因此由DSP的PWM波形产生的死区时间应为0.45μs-（0.5μs-0.3μs）=0.25μs，即15×16.666ns=250ns。

如图4所示，其中图中虚线是根据PWM波形的初始化代码产生的动作时间点，实线是实际考虑了延迟的驱动波形。

中断服务程序有3个，1个是定时器中断，用于各种故障检测，其优先级最低；1个是PWM中断，用于实现实时采样和实时控制，其优先级较定时器中断高；还有1个是外部中断，用于实时检测短路故障，其优先级最高。

控制主程序的流程循环体里面只使用了1个PWM中断，这个PWM中断时间间隔配置在进入循环体之前就做好了初始化配置。

图5是定时触发的PWM中断服务程序流程图。

该中断服务程序是整个控制算法的核心，其实现了输出电压和输入电流的采样和输入相位的检测、缺相欠压的判断及处理、过流的判断及处理以及基于增量型的PI环路控制计算，最终把控制量PID_UK赋给移相寄存器更新移相大小。

增量型的数字式PI环路控制根据当前k时刻采样到的电压采样值u ad(k)进行环路控制。

首先，令
u e(k)=r u(k)-u ad(k)（2）其中，r u(k)分布是设定的输出电压值。

当前时刻的电压控制量（即PID_UK）为
u(k)=u(k-1)+Δu(k)
=u(k-1)+K p[]
u e(k)-u e(k-1)+K i×u e(k)（3）式中：K p为比例增益；K i为积分系数。

同样的增量型PI环路控制可以作用在电流上。

4实验结果
实验测得半载和满载下功率因数是0.948。

图6a和图6b分别给出了超前管Q1和Q4的驱动信号V CE，V GE，变压器原边电压V ab和原边电流i p。

图6表明，Q1和Q4关断时，其结电容使Q1，Q4零电压关断；开通时，Q1，Q4的反并二极管已经导通，
图4考虑了开通与关断延迟的驱动波形Fig.4The driving waveform with open and shut off delay
图5PWM中断服务程序流程图Fig.5Program flow of PWM interrupt
service
图6超前管和滞后管的实验波形
Fig.6The experimental waveforms of leading
switch and lagging switch
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将V GE 钳在零电压，实现了零电压开通。

所以，超
前管Q 1和滞后管Q 4均实现了ZVS 。

图7是滞后管Q 2在低负载（输出150V/5A ，750W ）时的驱动信号V CE ，V GE ，变压器原边电压V ab 和原边电流i p 。

从图7中可见，在轻载情况下，滞后管可以实现ZVS 。

从图1a 可见，充电机的输出整流管并没有加上缓冲电路。

图8是4个输出整流管中其中1个桥臂的2个整流管的电压电流波形。

从图8中可见，输出整流二极管是实现了软开关，从而使得输出整流二极管的损耗小。

表1、表2分别给出了稳压精度实验结果和稳
流精度实验结果。

由表1可见，输出电压的误差最大值为0.46%，小于要求的稳压精度（≤0.5%），满足了设计要求；由表2可见，输出电流的误差最大值为0.2%，小于要求的稳流精度（≤1%），也满足了设计的要求。

图9是在额定输入电压380V 下，恒压350V 输出、不同的输出电流下整机的效率曲线。

满载时，整机的效率为92.42%。

5结论
本文阐述了变压器原边与滞后桥臂相联的
加钳位二极管的零电压开关脉宽调制全桥变换器的工作原理及优点，并以此作为充电机的主电路，采用TMS320F28035实现了该变换器的零电压开关脉宽调制。

实验研制了1台功率为10kW 输出电压范围为150～350V 的三相直流充电机。

实验结果表明原边的超前管和滞后管均实现了较宽范围的ZVS ，副边输出整流二极管实现了ZCS ，满载时整机效率达到了92.42%。

参考文献
［1］阮新波.脉宽调制DC/DC 全桥变换器的软开关技术［M ］.第2版.北京：科学出版社，2012.
［2］李琳.带钳位二极管移相全桥（PSFB ）变换器整流二极管振
荡研究［J ］.电子设计工程，2014，22（2）：91-94.
［3］Ruan Xinbo ，Liu Fuxin.An Improved ZVS PWM Full -bridge
Converter with Clamping Diodes ［C ］//Proc.200435th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference ，Germany ，2004：1476-1481.
［4］Redl R ，Balogh L ，Edwards D W.Optimum ZVS Full -bridge
DC/DC Converter with PWM Phaseshifted Control ：Analysis ，Design Considerations ，and Experimental Results ［C ］//Proc.IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition ，Ninth Annual ，1994：159-165.
［5］Texas Instruments Incorporated.TMS320F280302803128032
280332803428035Piccolo Microcontrollers （Rev.1）.USA ：2012.http ：///.表2
稳流精度的测试结果Tab.2
The experimental data of current regulation accuracy
整定值/A 6
15
30交流输入电压/V
323380437323380437323
380
437
实测值/V
15015.9135.9215.92314.95514.95914.96429.97929.97929.98025015.9285.9255.91814.96014.96014.96129.99229.98529.980
35015.9225.9195.91514.96314.95614.95330.00730.01930.019
最大误差值/%-0.20-0.050.11
图9
380V 输入、350V 输出充电机效率曲线
Fig.9
The curve of power charger at 380V input 、350V ouput
图7滞后管Q 2在低负载时的实验波形
Fig.7
The experimental waveforms of lagging
switch Q 2at low load
图8输出整流管的电压电流波形
Fig.8
The current and voltage waveforms of output
diode
表1
稳压精度的测试结果
Tab.1
The experimental data of voltage regulation accuracy
整定值/
V 150250350
交流输入电压/V 323380437323380437323380437
实测值/A
149.79149.89150.05249.68249.90249.75349.73349.77350.05
15149.65149.89149.9249.52249.83249.90349.70349.80349.86
30149.29149.43149.68249.33249.52249.62349.55349.59349.65
最大误差值/%-0.46-0.200.07
收稿日期：2015-10-15修改稿日期：2016-01-19
周映虹，等：基于TMS320F28035
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