交互式正激电路拓扑及其优点

交互式正激电路拓扑及其优点
新世纪不少公司都设计出了两相交互式的正激电路的DC/DC变换器，它的优势在于它可以充分地利用的输入泸波器及输出泸波器，减小输入电流的纹波，减小输出电流的纹波，同时使适应小功率的输入泸波扩大一倍的传送功率的能力，减少了输入输出泸波电容的RMS电流，这也就提高了电源的功率密度降低了成本。

Ucc28220/28221即是一款专门为此设计的控制IC,现在来介绍分析其应用，并给出一款设计范例。

Ucc28220/28221是采用Bi CMOS工艺设计制造的一款IC,共有两个独立的控制通道，采用峰值电流式控制，以确保两通道的均衡，共享一套振荡器，在同频率下工作，但驱动脉冲的相位相差180℃，两通道的最大占空比箝制可以到60％~90%.正常工作时控制在40~50%.Ucc28220的起动UVLO为10V,工作于12V 的V DD之下.Ucc28221为13V起动8V关断,其它特色还有可调内部斜率补偿，它可以确保以相同斜率加到每一通道.起动可适于通讯系统直接设110V内部JFET 起动电流源.(此技术仅UCC28221).
首先介绍IC各引脚功能.
VDD.IC的供电端子，内部有监视此电压的UVLO电路，这一特性用于确保起动过程没有误操作，直到VDD电压达到UVLO值。

此前为低功耗状态，仅要大约150uA电流，同时，强制SS.CS1,CS2 OUT1和OUT2为电平状态。

当起动后如果VDD又降到8V以下，则IC重新回到低功耗状态.
V1N.（仅UCC28221）.该端子内有一高压JFET用于起动.其漏极直接引出接外部高压源，而其源极接到VDD，起动过程中，JFET给出12mA电流到VDD,给其旁路电容充电，当VDD达到13V时，IC起动，同时JFET关断。

CS1及CS2此二个端子为电流检测输入，在此信号送达PWM比较器之前，内部为0.5V以下，斜率补偿的斜波加到此端子。

线性工作范围为0~1.5V,每次其各自输出为低电平时，此端电平也被拉到地。

SLOPE.此端设置一个电流用于斜率补偿的斜波，接一电阻到地设置这个电流，内部分成1/25后给内部10pf电容充电，在正常工作时，此端电压约为2.5V.
SS.接一电容地设置软起动时间，给IC作软起动，从此端源出或漏入电流等于CHG端电阻设定的振荡器充电电流的三分之一或七分之一。

软起动电容在UVLO及线路OV-UV时为低电平。

一旦OV或UV故障出现，软起动电容放电保持低电平，故障期间，此电容不会快速放电，用此方式,控制器能快速地恢复。

此端还可用于使能/禁止的控制。

CHG.从此端接一电阻到地，设置给内部CT电容充电，以决定IC工作频率，再用一电阻接到DISCH端用于设置频率及最大占空比，正常工作时，其电压约2.5V.
DISCH.从此端接一电阻到地，设置内部C7的放电电流，再用一电阻接到CHG
设置频率及最大占空比。

正常工作时电压约2.5V.
OUT1及OUT2.这是与外部MOSFET 驱动器接口的PWM 输出缓冲器，输出驱动能力为33mA.输出阻抗100Ω.电平在VREF 到GND.
L1NE OV 此端接内部比较器，用于监视线路电压用于过压保护电压为1.26V 。

L1NE UV,此端接内部比较器用于欠压，典型值为1.26V.
L1NEHYST.此端控制L1NE 的OV 及L1NE 的UV 端，掌握两者窗口阈值. REF,基准电压为3.3V,给两输出供电,也给IC 内其它电路供电。

设置短路保护为改善噪声免除推荐外部最少用0.1uf 电容旁路到地。

IC 电路介绍
该器件由几个能更好地管理好两个斜率补偿的交互PWM 的通道方框组成.电路在V DD 8V~14V 电压供电下运行，U CC 28221多一个JFET 起动电路其它部分相同。

Ucc28220/28221是一款初级侧控制电路，交互地控制两个通道的功率变换，器件用于正激及反激拓扑均可，有从60%~90%的最大占空比，增加辅助驱动即可实现有源箝位控制方式，也可以采用RCD 箝位或谐振式复位的正激电路，为确保两信道均衡整个变换器输出电流，使用了电流型控制,用了内部斜率补偿，它让用户可设置超过50：1范围的能力，以确保宽范围应用及小信号时的稳定。

线路过压及欠压的确定
在线路电压超出工作范围时，IC 有三个端子处理开启，关断及软起动，过压点，欠压点及窗口阈值可以用外部电阻来精确设置。

图1及图2展示出细节，由下面几个公式表示出来：
V1=1.26× +1.26
V2=1.26× Rx=R411(R2+R3)
V4=1.26× V3=V4-1.26×( ) 过压，欠压的窗口，可用V2-V1及V4-V3计算，R4设置窗口的总量.下面的
数值即为所求出的各组件值. 由于在VDD 的电容中要储存所需能量,要足够的电解电容,为了噪声免除要并一支0.1uf 电容旁路，在多数场合，对MOSFET 的驱动器的偏置电压也要接于VDD ，因此从输入电压接一串联电阻到此端用于起动（Ucc28220）.
基准电压
此端加一较大旁路电容，用于噪声免除，推荐为0.1uf.
振荡器及最大占空比设置
振荡器采用内部电容给两个PWM 通道产生时基，振荡频率可从200KHz 调到2MHz,占空比范围可从20%~80%.调节两个PWM 频率为振荡器的1/2,死区时间亦R1 (R2+R3) R1+Rx Rx
R1+R2+R3 R3 R1 R4
是。

20％振荡器占空比对应60%的最大占空比输出。

80%振荡器占空比对应90％的最大占空比输出。

设计计算公式如下：
fosc=2fout
D MAX (osc)=1-2×[1-Dmax(out)]
R CHG =Kosc ‧
R DVSCHG =Kosc ‧
此处，Kosc=2×1010Ω/S.fout=芯片输出的频率
D MAX (out)=芯片输出的最大占空比限制
D MAX (osc)=芯片振荡器的最大占空比输出
Fosc=振荡器频率
Rc HG =外振荡器电阻设置充电电流用
R DISCHG =外振荡器电阻设置放电电流用
起动JFET 部分
内部一支110VJFET 放入可从36~75V 通信电压作输入源，当VDD 于13V 时，JFET 导通，作为电流源给VDD 电容充电作偏置源。

此时，VDD 达13V 时，器件起动，输出，同时JFET 关断，而当VDD 减到10V 以下，器件输出终止。

见图2,Ucc28220没有此部分。

软起动
SS 端强制一电流输出等于由R CHG 设置电流的3/7，提供给SS 上电容的斜波，此电流等于2.5V/R CHG,此斜波电压超过CTRL 端上的占空比命令即允许启动，在允许的初级侧软起动迅速完成即该允许二次产生电压，并反馈，一旦软启动阶段完成死循环即实现.ISS=3/7×2.5/R CHG. Iss 即是SS 端在软起动时给出的电流.
电流检测
电流检测信号CS1及CS2的水平为0.5V ，并有斜率补偿的斜波也加到其上，电流检测信号幅度在满载时如下选择，要非常的接近最大控制电压，此为在短路时限制峰值输出电流用.
输出驱动
Vcc28220/28221要与MOSFET 驱动器接口如Vcc27323/4等，不如此，则驱动能力很低，内阻约为100ohm 幅度为VREF 到GND.
斜率补偿
VCC28220/28221的斜率补偿电路工作在逐个周期的偏置状态,两通道有各自的斜率补偿，用精密安排的相同方式以达到两路均流的目的，而不影响斜率补偿，对每个通道，内部电容用来复位使通道关闭，在PWM 周期开始时，SLOP 端的电流镜像进入此电容.并开发出两个独立的斜波，在通道输出从低到高时，两个通道的斜波即开始，两斜波是交替的，这些内部斜波加到电流检测端子的电压1-Dmax(osc) fosc Dmax(osc)
fosc
上，CS1及CS2形成到PWM 比较器的输入信号.
为确保稳定，斜率补偿电路必须加到每个电流检测信号的电感下斜率的1/5~1倍，这样再加到PWM 比较器的输入.
用此模式决定斜率补偿电阻的斜率.（例子.略）.
再决定斜率补偿电阻值Rseope,以提供所需的补偿总量.典型应用如下，这是一个200W 的DC/DC 变换器.
下面给出采用Vcc28221的通迅DC/DC 设计程序.
功率级设计
1.主功率变压器匝数比（T3及T4）
第一步计算所需的变压器匝比，由最大占空比0.5，此为最低输入电压Vin(min)计算如下：
a=Np/Ns=D MAX × =1.4
2.输出滤波电感
输出滤波电感按最坏情况的纹波电流计算，此时为最小占空比Din 及最大输出功率.Pout(max)(200W).输出电容的纹波电流在交互式正激电路中Lout 在最大纹波电流60％时计算，对于本设计，选择3.2uH 的薄型电感,为VISHAY 公司IHLP5050D.
Dmin=a( )
Lout=
3.选择半导体功率组件Q1,Q2,D8,D9,D10,D11.
在选择功率组件MOS 及肖特极二极管之前需求出各组件功耗. Psemi 假设效率为85％，为实现设计目标，要预计一下组件功率，每个组件应小于总功率的1/6，按下式求出为5W. Psemi=Pout · ( )=5W
4.功率MOSFET 的选择（Q1,Q2）
寻找合适的MOSFET 以实现效率目标，需要计算和试验.
下面公式将帮助你估计MOS 的漏源电压，即MOS ON 及OFF 时的损耗，P GATE 为驱动损耗，Pcoss 为FET 输出电容带来的损耗，综全在一起，对本设计我们选择VASHAY 公司的SVM65N20-30,这是一支200V 的功率MOS,按其参数计算出的损耗约6.8W.
V DS max=(V 1N (max) · ) · π/2 ·1/a V IN (min)-1V V OUT+1V V out+1V V 1N (max)-1V V out•(1-Dmin)
(0.6×Pout(max)/V out×2×fs) 1-π 6 Dmax
1-Dmax
I PEAK =
Pswitoh= ‧(Ipeak Q1) ‧ (ton+top) ‧fs
Pgate= QG ‧ Vgate ‧ fs
P RDS (on)=（Ipaek · ）2×R DS (on)
Pcoss=1/2 Coss ×V1n(max)2 ‧fs
PQ1=PQ2=Pswitch+P RDS (on)+Pcoss+Pgate
5.输出整流的选择（D8,D9.D10,D11）
功耗预计给出的输出部分为16.4W ，下面几个公式给出输出整流器的的最大反向电压.VD(max)二极管的功耗PD(max)二极管正向压降为0.75V ，按公式计算出为12.5W,萧特基能承受的反压为85V.
VD= π/2 ．1/2 PD= 6.展示交互正激变换器的意义
两组交互式正激变换器即两个相差180℃的正激电路，两个关键的意义即是减少输入及输出电容上的纹波电流，图3所展示的输入输出电容的纹波电流波形系在50％占空比时.
输入电容C IN 需要滤掉AC 成分的变压电流，输入电压电流（ICIN ）是直流输入电流I IN .
少于两变换器电流（It1+It2）.由于占空比D 约50％。

变换器负载的总电流接近DC 输入电流，输入电容仅需要滤掉输出电感折返回的电流及变压器磁化电流.
输出电容Cout 需要滤去电感的交流电流，交流电流是直流负载电流减去两电感的纹波电流（I1+I2）在50％占空比时两电感电流相位差180℃，两只电感电流波形对称，其总和刚好为DC,所以滤波电容可不用过滤电感的交变电流，从而可以少用电容，纹波电压也明显地减小.
输入输出电容的纹波电流会随占空比变化，占空比低于50％时，输入电流变为断续。

输出电感纹波电流也不如上述对称，电感纹波电流也不能除掉，为此交互正激设计师要注意,以便选择合适的电容.
7,输出滤波电容的选择
选择输出滤波电容很像单端正激选择方法,要满足输出纹的需要,取决于电Pout(max)
2×V 1N (min)×Dmax V1N(max) 2 Dmax V1N(max)×Dmax
(1-Dmax) Pout×Vf
V out
2 · D · (1-2D)
感的纹波电流总量.在最坏情况下计算,图4展示出电容电流纹波与电感电流纹波之比随占空比的变化.在本设计中,占空比从0.25变到0.5最坏情况出现在0.25占空比处,对于本设计纹波电流在最坏情况为4A.
K(D)=ΔIout/ΔIout=1-2D/1-D D ≦0.5
K(D)= D ≧0.5
下面公式用于 选择输出电容的大小，及其允许的最大ESR.对本设计，ESR 为21m Ω.最小电容为12uf.
ESR= =0.021Ω
Cout= =12uf
对输出电容RMS 电流的计算，可以直接按下式计算：
I RMS = =2.1A
8.输入滤波电容的选择（C4,C14,C16）.
选择输入电容更为简单，它只取决于输入的纹波电压及纹波电流，下面公式及图5展示出输入电容的RMS 电流与占空比的关系。

在本设计中，D 从0.25变到0.5，从图1可得出最坏情况在D 为0.25时，此时，RMS 电流为3A. Iout=Pout/Vout
Icin(rms)=Iout/2×a × D ≦0.5
Icin(rms)=Iout/2×a × D>0.5
下面公式用于选择允许的最小输入电容，（C1N ）及最大ESR C1N .允许Vripple ≦30%的V1N(min),峰值输入纹波电流Ipeak(cin)为8A.允许的ESR 为135m Ω. Ipeak(cin)= [ + ] •1/a D ≦0.5 ESRc IN = D>0.5
9.功率变压器的设计.
为令变压器复位采用了自谐振技术.为在此复位技术下工作，需要输入磁化电感.（LM ）还要找出变压器开关结点处整个的电容.下面的计算用来求出开关结点的电容及允许的励磁电感，CD 参照输出整流二极管的结电容。

（D11）.Cpcb 为估1-2×(1-D)
1- (1-D) Vripple×0.4 △IC out △IC out ×Dmin 8×Vripple×0.1×fs △IC out 3 2×(D-0.5)×[1-2×(D-0.5)] Pout 2×Vout △IC out 2 Iout×D a -[( ) - ](1-D) Iout a Vripple×fs
算的印板电容及CTR.CTR 为内部变压器绕组间电容，为计算功率MOSFET 的平均源漏电容，需要其数据表的COSS ，电容及漏源电压。

在36V 时，VDS 的平均电容COSS.整个计算为1.6nf.整个励磁电感54uH.为简化设计，我们用Payton 公司的50863，其匝比为1.4励磁电感为35uH.
C D =Cdikode/a2 Cpcb=100pf . C TR =100pf
Coss=2×Coss × . C TOTAL =C D +C PCB +C TR +Coss(arg) LM=( )2‧1/C TOTEC =54uH. 10.斜率补偿电阻R2的选取.
为满足电流互感器的功率需要，选择1:50匝比，用于设计，为确保环路稳定，电感部分的下斜率（I slope ）需要增加电流检测信号 .UCC28221.PWM 控制器有一个内部斜率补偿，它可以用一支外接电阻来设置，（R slope ）.一旦电感电流下斜率计算出来，I slope 需加入的电流检测信号亦即可以计算出来，加的电流检测信号的总量电压也可算出，于是R slope 即可求出。

I slope=
V slope=I slope ‧acs ‧Rserse
Rslope=R2=
11.电流检测电阻的选取（R13及R15）需要计算出输出滤波电感的折返参量，变压器励磁电感电流IM,对此设计基于变压器磁化电流及折算的变压器电感电流,需此电阻为5.25ohm
I R eflected=( + )‧1/a I M =
R sense=
12.电压环路补偿.
图6示出功率变换器的控制方框，为补偿电压反馈的环路.（T (S)）需要了解功率级输出增益控制的小信号特性(Gcocs)以及补偿网络的小信号特性（G C(S)）还有光耦的Gcocs_.
T(S)=Gc(s)×Gopto(s)×Gco(s)
补偿网络由TL431用于作运放的R36,R39取样电阻补偿回路R35,C31及 C29，它们都做为反馈环路，设置的电压分压器需预选R37以及TL431的基准电压值. V DS /V DS
off T RESET π V out(1-Dmin)
Lout ‧fs ‧a 2.5V 25×10pf×V slope×fs Pout 2‧V out V out(1-Dmin) Lout ‧fs ‧2 V 1N (min)×Dmax L M ‧fs 1.5V (I R eflected×1.3+Islope+Im)×acs V out-V REF
V REF
R36=R37×
H(S)=
S=j2‧π．f
Gco(s)= = ． ．
G codb(s)=20log\Gco(s)\
光耦通党用于隔离边界处，从输出到输入部分的通迅.当然这些都不是理想器件，而且都会影响到整个环路补偿，但光耦的小信号特性看上去还比较理想，光耦在这里的小信号特性Gopto 有一对极点(fp)其在50KHz 处且Q 值为1,这取决于在设计中所用的光耦品种及工作点.
Gopto(s)= ×
G opto db(s)=20×log\Gco(s)\
下面公式描述了TL431的反馈补偿的小信号传输函数
RF=R35‧RI=R36, C2=C31,Cp=C29 Gc(s)=
Gc db=20dog\Gc(s)\.
通常电压环需要跨过fc 并低于开关频率的1/6.，还要位于光耦之下（fp ）该变换器设计 的跨越频率fc 为8KHz,完全满足需要。

为选择反馈电阻RF,需要计算控制到输出的增益.G CODB (S1),及光耦的增益.Gopto dk(S1),且要复盖频率fc.
S1=J2×π×fc
R F =R35×10‧ =3kΩ.
为保证至少45℃的相位移动（PM ）,要加一零点在补偿环中位于需要的复盖频率，此由补偿网络的电容C2选定.
C2=C31= =6.8uf .
为保证环路稳定，另一个极点要加到开关频率的1/2处以确保高频增益，这可以用选择极点电容Cp 来完成.
C2=C31= =220pf.
图7和8展示出电压环（Tdb(s)）的功率变换器的频率响应，在最低及最高输入电压以及最大负载时测得，从图可见，功率变换器的电压环在最低输入36V R37 R36+R37 △V out △Vc a acs Rc Rsense 1+S×ESR ×Cout
1+S×Rc ×Cout R24 R33 1 (1+S/2πfpQ+S/2πfp)2 S×
R F ×C 2+1 S×C2×R2×(S ×R F ×C P +1) -[Goptob(ss1)+Gcodb （s1） 20 1 2π×fs/2×R F
1 2π×fs/2×R F
时有大约7KHz的复盖频率，此处相移为42℃，在最高输入电压75V时，电压环的交叉在9KHz处，此处相移为46℃.
设计特牲总结
图9展示出变换器整个系统的效率变化，从图可知，它可得到在最大负载的效率为87~90%.完全满足设计目标85％.
图10展示出输出电容的对消特性，此为最低输入电压时，检出为200W功率，此为交互式正激控制的最优秀特性.
图11展示出输出电容纹波电流在最高输入电压时的对消情况，输出功率也是200W,此时占空比为25％，输出纹波电流也减小了35％（此单正激）这对大电流应是很优秀的特性.
结论
交互正激主要意义在于降低输入及输出的纹波电流,可采用小一半容量的电容，同时也降低了EMI.。