反馈环路补偿设计-简述实例(TL431+PC817)
TL431和PC817在开关电源反馈电路的设计及应用
TL431和PC817在开关电源反馈电路的设计及应用TL431和PC817在开关电源反馈电路的设计及应用有关精密并联稳压器TL431及通用光电耦合器PC871请参考本站相关介绍开关电源的稳压反馈通常都使用TL431 和PC817，如输出电压要求不高，也可以使用稳压二极管和PC817，下面我来通过以下典型应用电路来说明TL431,PC817 的配合问题。
电路图如下：R13 的取值R13 的值不是任意取的，要考虑两个因素：1)TL431 参考输入端的电流，一般此电流为2uA 左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R13 的电流为参考段电流的100 倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K.2)待机功耗的要求，如有此要求，在满足《12.5K的情况下尽量取大值。
TL431 的死区电流为1mA，也就是R6 的电流接近于零时，也要保证431 有1mA，所以R3<=1.2V/1mA=1.2K 即可。
除此以外也是功耗方面的考虑，R17 是为了保证死区电流的大小，R17可要也可不要，当输出电压小于7.5v 时应该考虑必须使用，原因是这里的R17 既然是提供TL431死区电流的，那么在发光二极管导通电压不足时才有用，如果发光二极管能够导通，就可以提供TL431 足够的死区电流，如果Vo 很低的时候，计算方法就改为R17=（Vo-Vk）/1mA（这里Vk=Vr-0.7=1.8v）；当Vo=3.3V 时R17 从死区电流的角度看临界最大值R17=（3.3-1.8）/1mA=1.5k，从TL431 限流保护的角度看临界最小值为R17=（3.3-1.8）/100mA=15Ω。
当Vo 较高的时候，也就是Vo 大于Vk+Vd 的时候，也就是差不多7.5v 以上时，TL431 所需的死区电流可以通过发光二极管的导通提供，所以这是可以不用R17。
R6 的取值要保证高压控制端取得所需要的电流，假设用PC817（U1-B），其CTR=0.8-1.6,取低限0.8，要求流过光二极管的最大电流=6/0.8=7.5mA,所以R6 的值<=(15-2.5-1.2)/7.5=1.5K,光二极管能承受的最大电流在50mA 左右，TL431 为100mA，所以我们取流过R6 的最大电流为50mA，R6>（15-2.5-1.3)/50=226 欧姆。
tl431在开关电源中稳压反馈电路的应用电路设计
tl431在开关电源中稳压反馈电路的应用电路设计
TL431是一种常用的精密可调节稳压器件，通常用于开关电源中的稳压反馈电路。
它可以作为一个误差放大器，用于控制开关电源的输出电压。
以下是一个简单的TL431稳压反馈电路的应用电路设计示例：
在这个电路中，TL431被用作误差放大器，它通过比较参考电压和反馈电压来控制输出电压。
具体的设计步骤如下：
设置参考电压：TL431的参考电压通过外部电阻网络进行调节，根据需要选择合适的参考电压值。
连接反馈回路：将TL431的输出与开关电源的反馈回路相连，通过比较输出电压和参考电压，控制开关电源的输出电压稳定在设定值。
选择外部元件：根据具体的需求，选择合适的外部电阻、电容等元件，以确保稳压反馈电路的性能和稳定性。
稳压调节：通过调节外部电阻来调节输出电压的设定值，使得开关电源的输出电压符合要求。
需要注意的是，具体的电路设计需要考虑到开关电源的整体设计和控制要求，以及TL431的工作特性和参数。
此外，为了确保电路的性能和稳定性，建议在设计过程中进行仿真和实际测试验证。
(完整版)TL431及PC817在开关电源中的应用
TL431及PC817在开关电源中的应用TL431功能简介本设计的基准电压和反馈电路采用常用的三端稳压器TL431来完成，在反馈电路的应用中运用采样电压通过TL431限压，再通过光电耦合器PC817把电压反馈到SG3525的COMP端。
由于TL431具有体积小、基准电压精密可调，输出电流大等优点，所以用TL431可以制作多种稳压器。
其性能是输出电压连续可调达36V，工作电流范围宽达0．1～100mA，动态电阻典型值为0．22欧,输出杂波低。
其最大输入电压为37V，最大工作电流为150mA，内基准电压为2.5V，输出电压范围为2.5～30V。
TL431是由美国德州仪器（TI）和摩托罗拉公司生产的2.5～36V可调式精密并联稳压器。
其性能优良，价格低廉，可广泛用于单片精密开关电源或精密线性稳压电源中。
此外，TL431还能构成电压比较器、电源电压监视器、延时电路、精密恒流源等。
TL431大多采用DIP-8或TO-92封装形式，引脚排列分别如图4.26所示。
图中，A为阳极，使用时需接地；K为阴极，需经限流电阻接正电源；UREF是输出电压UO的设定端，外接电阻分压器；NC为空脚。
TL431的等效电路如图所示，主要包括①误差放大器A，其同相输入端接从电阻分压器上得到的取样电压，反相端则接内部2.5V基准电压Uref，并且设计的UREF=Uref，UREF通常状态下为2.5V，因此也称为基准端；②内部2.5CV基准电压源Uref ；③NPN型晶体管VT，它在电路中起到调节负载电流的作用；④保护二极管VD，可防止因K-A间电源极性接反而损坏芯片。
TL431的电路图形符号和基本接线如图4.27所示。
它相当于一只可调式齐纳稳压管，输出电压由外部精密分压电阻来设定，其公式为 (4-16) ：R3是IKA的限流电阻。
其稳压原理为：当UO上升时，取样电压UREF也随之升高，使UREF>Uref，比较器输出高电平，使VT导通，UO开始下降。
TL431和PC817配合做的
TL431和PC817配合做的开关电源Traceback:/s/blog_5fee70710100db57.html2009年07月07日星期二 14:00可调式精密并联稳压器TL431TL431是由美国德州仪器（TI）和摩托罗拉公司生产的2.5～36V可调式精密并联稳压器。
其性能优良，价格低廉，该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，可广泛用于单片精密开关电源或精密线性稳压电源中，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管。
此外，TL431还能构成电压比较器、电源电压监视器、延时电路、精密恒流源等。
TL431大多采用DIP-8或TO-92封装形式，引脚排列分别如图1所示。
3 个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。
图中，A为阳极，使用时需接地；K为阴极，需经限流电阻接正电源；UREF是输出电压UO的设定端，外接电阻分压器；NC为空脚。
由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的2.5V 基准源，接在运放的反相输入端。
由运放的特性可知，只有当REF 端（同相端）的电压非常接近Uref（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF 端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1 到100mA 变化。
当然，该图绝不是TL431 的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。
但如果在设计、分析应用TL431 的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。
前面提到TL431 的内部含有一个2.5V 的基准电压，所以当在REF 端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。
如图2 所示的电路，当R1 和R2 的阻值确定时，两者对Vo 的分压引入反馈，若Vo 增大，反馈量增大，TL431 的分流也就增加，从而又导致Vo 下降。
显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。
反激开关电源中基于PC817A与TL431配合的环路动态补偿设计_韩林华
反激开关电源中基于PC817A 与TL431配合的环路动态补偿设计韩林华,吴迺陵,史小军,朱 为,堵国梁(东南大学电子工程系,江苏省南京市210096)【摘 要】 开关电源市场中占很大份额的单端反激开关电源通常采用PC817A 与TL431配合来组成控制环路。
然而,目前设计这个环路的动态补偿参数,基本上采用试验方法。
文中利用开关电源的小信号传递函数,对此环路的动态补偿进行了定性分析和定量计算,通过设计合适的相位裕量来保证开关电源的稳定性。
其过程经实验证明具有较好的通用性,在实际应用中取得了很好的效果。
关键词:反激开关电源,环路设计,动态补偿,相位裕量中图分类号:TN86收稿日期:2005-07-010 引 言开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电流电压。
单端反激开关电源的环路设计中,很多都采用光耦PC817A 和精密宽电压稳压管TL431相配合,作为参考、隔离、取样和放大,组成负反馈环路。
然而在设计动态补偿参数时,目前通常采用试验方法,经过多次反复试验和测量,取得一组能使开关电源稳定工作的参数。
由于开关电源的环路参数设计与许多因素有关,比如电源的工作频率、输出滤波电容的ESR (等效串联电阻)等,而通过试验得出的结果没有通用性,往往不能运用于以后不同要求的设计。
本文以单端反激开关电源设计为例,在基于PC 817A 和TL431配合的环路设计中,将控制论运用于开关电源动态补偿设计中,利用开关电源的小信号传递函数,对此环路的动态补偿设计进行了定性分析和定量计算,通过设计合适的相位裕量来保证开关电源的稳定性。
其过程经实验证明具有较好的通用性,在实际运用中取得了很好的效果。
1 反馈环路设计开关电源的控制方式有电流控制方式和电压控制方式两种[1]。
电源的传递函数随控制方式的不同而有很大差异,在环路设计分析时,应独立分开。
本文着重介绍电流控制方式。
图1为电流控制方式的单端反激开关电源的反馈环路电路。
PC817+TL431的组合设计
PC817的特性：
• PC817A的Ctr曲线:
图2 数据手册对比Ctr拟合曲线
TL431的特性：
二、TL431正常工作时要满足两个条件:
• 1、TL431集电极电压要大于2.5V • 2、TL431集电极电流要大于0.6mA
这两个条件间接的影响了PC817的参数设计。
图3-1 电阻RL计算方法
TL431的特性：
反过来如果先给定最小电阻RL再求最大电流If也是可行的，这里电阻RL的 选取参考功耗和环路速度这两方面，RL取值越大则电路功耗越低但环路响 应也越慢，因为光耦引入了一个极点见下图：
如图3-2电阻RL越小极点 频率越高，如果取RL=1kΩ 则对10kHz以内的影响几 乎可以忽略。
图4-1 电阻Rf计算方法
TL431的特性：
某些情况下电阻Rf可以省掉进一步降低功耗，举个例子假设控制IC的FB范 围为0~3V，重新计算的结为：
图4-2假设的例子中发光二极 管最小工作电流Ifmin=1.9mA 大于TL431的最小工作电流 Ikamin=1mA，所以这里就不 再需要电阻Rf了。
TL431的特性：
跟三极管类似，PC817的参数设计就是对静态工作点的设置，其周边共有三个电 阻所以参数设计也分为三步。
• 第一步，电阻RL的参数设计
参考图1，PC817输出电压FB满足公式：
FB=Vcc-IL*RL
式（1）
TL431的特性：
首先根据电源控制IC给定的FB脚电压范围设定FBmax和FBmin其次设置一个 最大Ifmax利用公式可以求出最小RL值，见下图。
图6 电压验证
图6中注入电压信号最低 值2.5V、最高值8.97V， 输出FB端电压最低0.2V、 最高4.8V跟设定值一致。
TL431的反馈回路设计
TL431内部有较好的参考电压和运放,成为工业界减少控制回路成本的好方法.本文是有关TL431的反馈回路设计.1．通常放大器反馈如图1,由运放和参考构成的电路(在非隔离电路通常由脉宽控制器提供)2型补偿网络.适用于被多数工程师采用的电流模控制. 低频增益由R1 C1提供.数倍低于带宽的频率有一个零点,中频带增益由R2比R1决定.根据功率部分特性确定的高频段,电路又是积分形式,增益由R1C2决定.波特图如下:用TL431实现分立器件的功能没什么不同.如图2.区别是1. R5上拉电阻(提供足够电流).2. 431电路驱动能力不强,但输出接高阻抗,工作很好. 也是一个2型补偿网络.******图太多,不贴了,详细的见pdf file.*******************2． TL431 隔离应用图3是隔离的应用.与图2最大区别是输出不是电压Ve,而是光耦电流.电流由:TL431电压增益;R5; Vo 决定.(图2传函与R5,Vo无关).C3代表光耦输出电容和频响rolloff.图3也是一个2型补偿网络.A. 低频段:TL431放大器由C1R1构成的积分器的增益高,是补偿网络的主导.图4a给出低频等值电路B. 中频段:TL431积分器达到单位增益,超过这点,积分器输出减弱.然而总有Vo通过R5流过光耦提供增益(它是中频段的主导).图5给出中频等值电路.交越频率在中频段,设计R5达到想要的交越频率.C. 高频段:高频段遇到光耦自身的极点(由图6a中C3代表).图6b显示光耦增益的折点.好的光耦能到10k.然而折点是偏值电流的函数.大电流对应高带宽.在额定电流下取小R5.(有些R5被集成在控制器中不易改变).D. 合成:将低中高频合成,还是一个2型补偿网络.见到许多电路用TL431作为稳压管,没有在低频得到好处(R1C1). 由于理解不好和没有测量验证,导致坏的瞬态响应和负载调整率.3． TL431 回路测量测量闭环频响特性电路如图8,也可以在C点测量.4．二级滤波在要求低噪声的应用中用二级滤波,如图9.R5在滤波电感前,另一路通过积分器,在滤波电感后.如果二级滤波谐振是衰减的并且谐振频率超过补偿网络的第一个零点(TL431的单位增益频率),则电路稳定.这是一个非常有用有趣的电路.二级滤波额外的相位延迟和极点通过积分器直接在回路中显示出来,但当TL431增益的小于单位增益时(超过全部补偿的零点时)这不改变回路的响应.在R6的反馈支路,有一个扰动,这个扰动依赖于二级滤波谐振的衰减,但相位和没有二级滤波一样.二级滤波回路的测试是一个问题,在C点测量是一个选择,但由于原边的高电压和测试困难(这不是主要的,主要的是C点的阻抗高),可以把电感短路(但要保证谐振频率超过补偿网络的第一个零点),在输出端如图8测量.5．总结如果输出电压足够高TL431是一个好的选择.如果光耦隔离,按本文的建议就可以得到大致好的设计.(如果是正规的设计公司和要成为高手,一定要有测量仪器,手段.)。
基于PC817与TL431配合电流型反激开关电源环路补偿设计_陶坤元
基于PC817与TL431配合电流型反激开关电源环路补偿设计_陶坤元0 引⾔电流型反激式开关电源通过负反馈环路来保证输出的稳定，⽽反馈环路补偿参数的确定如果由多次试验和测量取得，往往⼯作量⼤且缺乏效率，通⽤性不⾼，⽆法运⽤到其他要求的开关电源设计中。
本⽂以三肯6251芯⽚为例，基于PC817和TL431配合的环路设计，运⽤开关电源⼩信号传递函数，对环路进⾏定性分析和计算，设计合适的补偿环路来满⾜开关电源的稳定性并实验验证该⽅法的可⾏性和通⽤性。
1 反馈环路设计反激式开关电源的⼯作模式有两种：电压型和电流型。
电压⾏控制⽅式只有⼀路电压环，通过反馈电压和内部三⾓波⽐较产⽣占空⽐可变的驱动信号调节输出电压；电流型控制⽅式有电压和电流两个闭环控制，能够响应更快。
图1使⽤的是PC817和TL431组合精准反馈次级+15V 电压，TL431，C1，R2组成环路补偿电路。
2 回路稳定性准则第⼀准则：系统的总增益在穿越频率处的斜率应为-20dB/dec ；第⼆准则：截⽌频率的相位裕量⼤于45°；根据以上两条原则进⾏环路设计，可基于PC817与TL431配合电流型反激开关电源环路补偿设计陶坤元珠海格⼒电器股份有限公司⼴东珠海 519070以实现输⼊电压突变或输出负载变化时都能满⾜输出电压的稳定性。
3 环路常⽤补偿回路环路设计的步骤：（1）根据截⽌频率补偿前的增益选定误差放⼤器在截⽌频率处的增益，使系统总增益在截⽌频率处为0dB，为了保证系统稳定，穿越频率选为开关频率的1/5～1/4，⼀般穿越频率必须远远⼩于开关频率，不然会出现很⼤的开关纹波；（2）选择合适的补偿电路，使得总增益曲线在穿越频率附近斜率为-20dB/dec。
（3）调整误差放⼤器的增益以获得总增益⼤于45°的所需相位裕度。
4 设计举例基本参数：见图1输⼊电压交流85V ～265V，整流后直流电压为120V ～375V，输出为15V/1A，储能电容C2为470uF，初级匝数为128匝，初级绕组电感2.71mH.开关电源最⼤频率为50KHZ，取样电阻Rsense 为0.11Ω，使⽤的开关电源芯⽚是三肯公司的6251。
电源反馈电路怎么设计？TL431配合光耦反馈电路实例设计！超详细
电源反馈电路怎么设计？TL431配合光耦反馈电路实例设计！超详细得益于半导体工业的发展，开关电源应用范围已经非常广泛了从我们身边的手机充电器，到舞台灯具，再到航空航天，都可以看到开关电源的身影电脑里的开关电源手机充电器开关电源开关电源不积跬步，无以至千里；不积小流，无以成江海！早些时候作者已经和大家分享了光耦和TL431的基础知识，这次就以这两个电子元器件和大家分享一下开关电源的电压反馈电路先看一下整体电路开关电源整体电路影响电压反馈的电子元器件已经用红色符号标出，电路已经使用红色线标出电压反馈部分电压反馈部分在分析电路前需要注意的关键点1.光耦的输入端（二极管端）的电流增大会致使输出端导通程度增大（既流过的电流增大）2.光耦的输入和输出端的电流遵循比值（光耦的CTR）3.输入TL431的参考极REF的电压增大，K极到A极导通程度会增大开始分析电路啦从上面的关键点里我们知道，只要参考极的电压升高，TL431的K 极到A极的导通电流就会增大电流增大从电路图中可以看到，电阻R1和光耦PC817的输入端串联后和R5并联，再和TL431串联TL431的导通电流增大，光耦输入端电流也会增大，输出端电流增大，R4电压增大，PWM占空比降低光耦导通程度增大反之输出电压低于设定电压，光耦导通程度降低，UC3842就会提高PWM占空比只分析原理有什么用？实际上元器件怎么选值呢？同学们肯定很想知道具体的参数值，我们一起来计算一下吧假定开关电源输出电压Vout= 12V电路图1.计算R2和R3的阻值TL431典型电路细心的同学可能会发现在反馈电路中找不到图中圈出的R的身影其实R已经变成变压器次级的绕组了（变压器可以实现阻抗匹配）电路变成这样了我们只需要让TL431的参考极输入电压为2.5V就好了假如R3为1K根据公式可以计算得R2等于3.8KR2.设定流过光耦PC817的电流，计算R1光耦输入电流IF和电流传输比的曲线图从曲线图中可以看到，光耦的CTR在IF为5~20mA时是比较平缓的我们从中选择一个电流，比如IF = 10mA光耦的二极管压降电阻R1的计算需符合公式R1 <= (Vout - VF - Vref) / IF因为电阻R1所分到的电压加上光耦压降(1.2V)和TL431最小输出电压(2.5V)不可能大于输出电压，否则光耦电流IF将下降计算R1需小于等于830Ω，所以R1取510Ω3.计算R5假如光耦不工作时(光耦没有电流时)，为使TL431正常工作，TL431最小需要流过1mA电流R5两端电压为6.3V，所以R5需小于6.3KΩ，R5取4.7KΩ4.根据开关电源芯片计算R4开关电源芯片UC3842内部电路通过芯片内部电路可以看到，VFB脚的输入电压是和2.5V进行比较的所以我们需要让VFB的输入电压是2.5V我们知道PC817-A光耦的IF在10mA时，CTR大约是130，所以光耦的输出端的电流是13mA2.5V/0.013A = 192Ω，所以R4 = 192Ω计算结果关注作者，学习更多电子电路知识，感谢您的阅读。
TL431放大器电路反馈回路设计方案
波特图如下:
用TL431实现分立器件的功能没什么不同.如图2.
区别是1. R5上拉电阻(提供足够电流)。2. 431电路驱动能力不强，但输出接高阻抗，工作很好。也是一个2型补偿网络。TL431隔离应用
经过本文的总结，相信大家对TL431在反馈回路当中的应用会有更进一步的了解和认识。在高电压的环境下使用TL431的确是一个不错的选择，不仅能很大程度上减少成本的投入还能全面提升产品的品质，实在是一款性价比非常高的产品。
图3是隔离的应用.
与图2最大区别是输出不是电压Ve,而是光耦电流.电流由:TL431电压增益;R5; Vo决定.(图2传函与R5,Vo无关).C3代表光耦输出电容和频响rolloff.图3也是一个2型补偿网络.
A.低频段:
TL431放大器由C1R1构成的积分器的增益高,是补偿网络的主导.
图4a给出低频等值电路
在R6的反馈支路,Байду номын сангаас一个扰动,这个扰动依赖于二级滤波谐振的衰减,但相位和没有二级滤波一样.
二级滤波回路的测试是一个问题,在C点测量是一个选择,但由于原边的高电压和测试困难(这不是主要的,主要的是C点的阻抗高),可以把电感短路(但要保证谐振频率超过补偿网络的第一个零点),在输出端如图8测量.
总结
如果输出电压足够高TL431是一个好的选择.如果光耦隔离,按本文的建议就可以得到大致好的设计.(如果是正规的设计公司和要成为高手,一定要有测量仪器,手段.)
B.中频段:
TL431积分器达到单位增益,超过这点,积分器输出减弱.然而总有Vo通过R5流过光耦提供增益(它是中频段的主导).图5给出中频等值电路.交越频率在中频段,设计R5达到想要的交越频率。
AZ431与PC817的应用
TL431与PC817应用开关电源的稳压反馈通常都使用TL431和PC817，如输出电压要求不高，也可以使用稳压二极管和PC817，德州仪器公司（TI）生产的TL431一是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。
它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref（2.5V）到36V范围内的任何值（如图2）。
该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表，运放电路、可调压电源，开关电源等等。
上图是该器件的符号。
3个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。
TL431的具体功能可以用如下图的功能模块示意。
由图可以看到，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。
由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近VI（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管 图1 的电流将从1到100mA变化。
当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。
但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的，前面提到TL431的内部含有一个2.5V的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。
如图2所示的电路，当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若V o增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致Vo下降。
显见，这个深度的负反馈电路必然在VI等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。
选择不同的R1和R2的值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。
需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1 mA 。
右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R13的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K. 2)待机功耗的要求，如有此要求，在满足《12.5K 的情况下尽量取大值。
开关电源中TL431相位补偿电路的仿真分析 沈利娟
开关电源中TL431相位补偿电路的仿真分析沈利娟摘要：开关电源工作的稳定性与其反馈环路的稳定性有很大的关系，如果开关电源反馈环路系统没有足够的幅值裕度和相位裕度，整个开关电源工作将很不稳定并且出现输出振荡。
本文主要基于TNY277芯片的开关电源电路各项测试参数，采用TL431相连的电阻和电容作为相位补偿电路，通过SIMPLORE软件对开关电源补偿环路前后的传递函数进行了幅频和相频特性仿真。
通过分析两种仿真结果，总结出在开关电源环路中增加补偿电路不仅能有效控制整个环路的稳定性而且可以降低输出振荡。
关键词：开关电源相位裕度幅值裕度 SIMPLORE1 引言开关电源以体积小、效率高、稳压范围宽等优点倍受业内人士的青睐，并迅速地取代了传统的线性稳压电源，其中以反激式开关电源为例，其拓扑结构简单、电路损耗小等优点在小功率以及有多路输出的场合得到了广泛地应用。
尤其是TOPSWITCH已经成为市场上广泛应用的反激式电源的智能芯片，它的控制方式是比较复杂的电压型控制，内部集成了一部分补偿功能，不过开关电源中的外部反馈环路设计一直是整体设计的一个重要环节，若在设计时相位裕度以及幅值裕度考虑不周，整个开关电源的动态性能就会非常差。
本文以TNY277芯片的开关电源举例，环路设计采用光耦PC817与TL431配合使用，但是TL431作为开关电源次级反馈的基准和误差放大器，反馈环路中供电方式的差异对它的传递函数将会产生很大的影响，所以本文主要侧重于在电流断续模式（DCM）下对补偿网络进行分析。
2 反馈环路稳定性标准以及穿越频率的选定2.1 稳定性标准开关电源反馈环路的稳定性往往用相位裕量和增益裕量两个参数来进行衡量。
在工程实践当中，通常要求增益裕量小于-10db，相位裕量不小于45°。
若按照此要求进行设计，不仅可以在预定的工作情况下满足稳定条件，而且当环境温度发生变化或者突然加减载的情况下也都能满足稳定条件。
2.2 穿越频率选择穿越频率在环路补偿中是一个很重要的参数，即幅值特性曲线通过0db时所对应的频率。
反馈环路补偿设计-简述实例(TL431 PC817)
设计要点二
相位余量：在闭环系统增益中的穿越频率Gs=0dB 时对应的相位值与360度的差值。通常取 jm 45° 增益余量：相位在360度的增益低于单位增益的量。 通常取<-12dB。 单位系统带宽Fc，通常取开关频率的1/5~1/10。 右半平面极点：增益衰减，会引起-90度移相。 左半平面极点：不稳定，导致系统震荡。 右半平面零点：增益增大，引起90度移相。 左半平面零点：增益增大，引起-90度移相。
VC C +1 2
R R3
R1
A PC8 1 7
R4 C2 C1 R5 TL4 3 1 R2
参数设计步骤（1）
1.
确定输入到输出的DC增益 140 12V (1 0.48) N(1 D) R O 1A A DC 23 (1 D) R S (1 0.48) 1.5
反馈环路电路补偿设计
简述控制环路的作用 设计要点 重要概念 步骤（实例说明）
适用个人使用
简述控制环路的作用
提供电路稳定工作，使输出电压波动小； 避免闭环系统自激振荡； 以动态补偿方式，调整输出稳定状态
设计要点一
系统的反馈类型有电流型和电压型，应依照 相对应的工作模式确定传导函数。这里就已 电流反馈形式的PWM芯片为例介绍 在FALYBACK中又有CCM、DCM、RCM三 种电路工作模式。对于哪种模式的电路都不 重要，因为它取决于芯片自身。 在设计完成变压器、EMI滤波、安规元件、芯 片周围电路、输出电路后才能进行设计反馈 反馈电路结构中通常采用放大器+光耦形式
参数设计步骤（6）
7、计算R5,C1,C2. R5=Axo*R1=15.1*51=770K 取680k C1=1/Fez*2*3.14*680k=468.3nF 取470nF C2=C1/2*3.14*680k*Fep=0.234nF 取270pF
TL431反馈网络的补偿部分
TL431反馈网络的补偿部分(RC)的计算,都来看看!-如图,R4和C4的参数,是如何计算的呢?前面有CMG大侠做过相关的讲解,可是其他的都讲了,就是这R4,C4没有讲是如何计算的,苦于理论知识太差,恳请知道的兄弟能告知一二.这是CMG大师的论述:R6的取值,R6的值不是任意取的,要考虑两个因素:1)431参考输入端的电流,一般此电流为2uA左右,为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响,一般取流过电阻R6的电流为参考段电流的100倍以上,所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K. 2)待机功耗的要求,如有此要求,在满足《12.5K的情况下尽量取大值.431要求有1mA的工作电流,也就是R1的电流接近于零时,也要保证431有1mA,所以R3<=1.2V/1mA=1.2K即可.除此以外也是功耗方面的考虑.R1的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流,假设用PC817A,其CTR=0.8-1.6,取低限0.8,要求流过光二极管的最大电流=6/0.8=7.5mA,所以R1的值<=(15-2.5-1.2)/7.5=1.5K,光二极管能承受的最大电流在50mA左右,431为100mA,所以我们取流过R1的最大电流为50mA,R1>(15-2.5-1.3)/50=226欧姆.要同时满足这两个条件:226R5的取值上面的计算没有什么问题.R5C4形成一个在原点的极点,用于提升低频增益,来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率,即静态误差,R4C4形成一个零点,来提升相位,要放在带宽频率的前面来增加相位裕度,具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少,R4C4的频率越低,其提升的相位越高,当然最大只有90度,但其频率很低时低频增益也会减低,一般放在带宽的1/5初,约提升相位78度.这就是431取样补偿部分除补偿网络以外其他元件值的完整的计算方法,对初级任何控制IC都使用,补偿网络的计算会在15号的研讨会上讲解.希望对大家有益!!!!!!15是输出电压，2.5是tl431基准电压，1.2是光耦典型工作电压。
反激开关电源中基于PC817A与TL431配合的环路动态补偿设计
图 2 常用电流控制的补偿方法
图 2 ( a)为单极点补偿 ,适用于电流型控制和工作 在 DCM (非连续电流模式 )并且滤波电容的 ESR 零点 频率较低的电源 。其主要作用原理是把环路中的第 1 个极点和其余的极点距离拉开 ,使相位达到 180°以前 使其增益降到 0 dB。这种补偿也称主极点补偿 ,补偿 后的最大带宽小于补偿前第 1个极点的带宽 。
1 反馈环路设计
开关电源的控制方式有电流控制方式和电压控制 方式两种 [ 1 ] 。电源的传递函数随控制方式的不同而 有很大差异 ,在环路设计分析时 ,应独立分开 。本文着 重介绍电流控制方式 。
图 1为电流控制方式的单端反激开关电源的反馈 环路电路 。其中电流型控制芯片 UC3842放在开关线
收稿日期 : 2005207201
1+ s
G ( s) = 19. 4 ×
1 225
1
-
33
s
×1 000
(3)
1
+
s 33
从式 (3)可以看出 ,自身阻容形成的零点比较低 ,
这样在 8 kHz处的相位滞后比较小 。图 4为大 ESR的
补偿设计 。
图 4 大 ESR的补偿设计
从图 4中可以看到 ,补偿前传递函数在 8 kHz处
零点位置影响很大 ,而且市场上滤波电容器的 ESR 有
很大差别 。一般而言 , 1 000 μF /16 V 电容器的 ESR
为 130 mΩ , 1 000μF /25 V 电容器的 ESR 为 30 mΩ。
4. 1 ESR比较大时的补偿
对 ESR = 130 mΩ ,则 Rc = 43. 3 mቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ ,式 (1)变为 :
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简述控制环路的作用 设计要点 重要概念 步骤（实例说明）
适用个人使用
简述控制环路的作用
提供电路稳定工作，使输出电压波动小； 避免闭环系统自激振荡； 以动态补偿方式，调整输出稳定状态
设计要点一
系统的反馈类型有电流型和电压型，应依照 相对应的工作模式确定传导函数。这里就已 电流反馈形式的PWM芯片为例介绍
重要概念
（略）
举例说明：
已知要求：
VCC
Lp=2.7mH,Cout= 220+470uF,ESR=55mΩ,
R6
C?
B
Np:Ns=140:23, 90-265Vac,CCM模式，
Fs=50kHz,Rs=1.5 Ω, D=0.48,pwm电流型控制ic。 Vo=12V,Io=1A,Io（min）=0.3A（ccm）
GDC
20lg1500 24.7 5.77
23.6dB
GXO
AXO 10 20 15.1
参数设计步骤（5）
5、确定EA补偿网络的零点和极点位置。 Fez=1/3Fc=500Hz Fep>3Fc=4.5kHz 取5k
6、计算反馈环路参数。 设R2=Vref/250uA=10K,则R1=R2*Vo/Vref=47k
Fc=1.5KHz。
参数设计步骤（3）
3. 确定输出滤波器的极点
FCP
1
2RLCO
2
1 *12 / 0.3*690 10 6
5.77 Hz
参数设计步骤（4）
4、确定Fc处，使power stage提升到0dB所需增 加的增益量。
Gxo
20lg
f xo fcp
增益余量：相位在360度的增益低于单位增益的量。 通常取<-12dB。
单位系统带宽Fc，通常取开关频率的1/5~1/10。 右半平面极点：增益衰减，会引起-90度移相。 左半平面极点：不稳定，导致系统震荡。 右半平面零点：增益增大，引起90度移相。 左半平面零点：增益增大，引起-90度移相。
在FALYBACK中又有CCM、DCM、RCM三种 电路工作模式。对于哪种模式的电路都不重 要，因为它取决于芯片自身。
在设计完成变压器、EMI滤波、安规元件、芯 片周围电路、输出电路后才能进行设计反馈
反馈电路结构中通常采用放大器+光耦形式
设计要点二
相位余量：在闭环系统增益中的穿越频率Gs=0dB 时对应的相位值与360度的差值。通常取 jm 45°
+12
R3 R1
A R4 C2 PC81 7 C1
R5 TL4 3 1
R2
参数设计步骤（1）
1. 确定输入到输出的DC增益
ADC
N(1 D) RO (1 D) RS
140 (1 0.48)12V
23
1A
(1 0.48)1.5
17.1
GDC 20log1017.1 24.7dB
补充说明
电路中的光耦传输比取100%。 调整动态补偿网络参数，一般是应用实验的方
法。这里是简DCM下无右半平面零点，而在最低输入电压和轻载 下的CCM中：
参数设计步骤（2）
f RHPZ
N 2 Ro (1 D)2
2LP D
(140)2 12 * 0.522 23 0.3
2 * 2.7 103 * 0.48
14.77K
又因，Fs=50kHz，然而此系统工作在CCM模式下，应将Fc 远离Frhpz.这里我们设定Fc=1/10* Frhpz处，取
取51k。 R4=Vf/1mA=1.2/1=1.2K.取1k。 R3≥(V0-Vf-Vref）/10=830.取 1k
参数设计步骤（6）
7、计算R5,C1,C2. R5=Axo*R1=15.1*51=770K 取680k C1=1/Fez*2*3.14*680k=468.3nF 取470nF C2=C1/2*3.14*680k*Fep=0.234nF 取270pF