-逆变器输出滤波器计算-
高频逆变器前级、后级电路的设计（从原理上了解逆变）
⾼频逆变器前级、后级电路的设计（从原理上了解逆变）⾼频逆变器前级、后级电路的设计
（从原理上了解逆变）
⼀、⾼频逆变器前级电路的设计
逆变器前级电路⼀般采⽤推挽结构，开环和闭环的问题。供分析的电路如下？
01、闭环前级变压器匝数⽐的设计
逆变器前级⽆论是开环还是闭环只是变压器的匝⽐和反馈环路的参数不同⽽已。⽐如需要设计⼀个输⼊12V，变化范围为10.5-15V，输出电压为交流 220V50HZ 的⾼频修正⽅波逆变器。如果前级采⽤闭环结构，12V 升压后直流电压稳定在 270V
⽐较好，这样为了使输⼊ 10.5V 时还能输出 270V，则变压器的变⽐⼤约为(270+2VD)(10.5-VDS)D,其中 VD 为⾼压整流管压降，VDS 为前级 MOS 管的压降，D 为最⼤占空⽐。计算出来的结果⼤约是28。
特别注意的是当前级⼯作在闭环状态时，⽐如输⼊电压⽐较⾼的话，D1,D3 正端整流出来的脉冲的峰值将超过 270V，占空⽐⼩于1需要 L1,C11 平滑滤波，所以 L1 不能省略，还要⾜够⼤，否则 MOS 管发热损耗⼤。
具体计算可根据正激类开关电源输出滤波电感的计算。
02、准开环前级变压器匝数⽐的设计
实际中的逆变器前级往往省略 L1，从电路上看还是闭环稳压，电压也是通过 R1 进⾏反馈，从上⾯闭环稳压的计算中可以看出，为了保持输出的稳压，变压器的变⽐设计的⽐较⼤。
逆变器前后级都稳压当然⽐较好，但也可以只是后级稳压，后级稳压在 AC220V，我们可以把前级直流⾼压设计在最低
220V，此时占空⽐为 50%。如果前级直流⾼压⼤于 220V ，可以⾃动把占空⽐调⼩些，这样输出交流电也稳定在 220V 了。⽤这种⽅式的话我们的变压器变⽐可以按照输⼊ 10.5V 时输出 220V 设计，计算结果变⽐⼤约是22。
-逆变器输出滤波器计算-
输出滤波器的计算
一、滤波器选择的部分指标
（1）逆变电源的空载损耗是逆变电源的重要指标之一。空载损耗与空载时滤波器的输入电流有关，电流越大，损耗越大，原因有以下两个方面：一方面，滤波器的输入电流越大，逆变开关器件上的电流越大，逆变器的损耗就越大；另一方面，空载时滤波器的输入电流也流过电抗器及电容器，电流增大也会使电抗器及电容器的损耗增大。所以从限制空载电流的角度来讲，空载时滤波器的输入电流不能太大。一般的，空载时滤波器的输入基波电流不能超过逆变电源的额定输出电流的30%。 设I m 表示空载时输入滤波器的输入基波电流的有效值，U 0表示输出电压基波的有效值，Wo 为基波角
频率，
则由图1可得： 00Im CU ω= （1）
有上式可知，空载时滤波器输入基波电流的大小与C 成正比。所以从限制逆变电源空载损耗的角度来讲，LC 滤波器的电容之不能太大。
（2）逆变电源对非线性负载的适应性指标
逆变电源对非线性负载的适应性是衡量逆变电源性能优劣的重要指标。非线性负载之所以会引起逆变电源输出电压波形的畸变，是因为非线性负载时一种谐波电流源，它产生的谐波电流在逆变电源输出阻抗上产生谐波压降，从而引起输出电压波形畸变。可见逆变电源的输出阻抗直接关系着逆变电源对非线性负载的适应性，输出阻抗越小，逆变电源的输出阻抗直接关系着逆变电源对非线性负载的适应性，输出阻抗越小，逆变电源对非线性负载适应性越好。
开环时逆变电源的输出阻抗就是LC 滤波器的输出阻抗，根据公式LC L Z 201ωω−=
（2）
在L 、C 乘积恒定时，L 越小，则输出阻抗值越小。
逆变器滤波器参数设置
1滤波特性分析
输出滤波方式通常可分为：L 型、LC 型和LCL 型;
滤波方式的特点比较如下：
1中的单L 型滤波器为一阶环节;其结构简单;可以比较灵活地选择控制器且设计相对容易;并网控制策略不是很复杂;并网容易实现;是并网逆变器常用的滤波方式..缺点在于其滤波能力有限;比较依赖于控制器的性能..
2中的LC 型滤波器为二阶环节; C 的引入可以兼顾逆变器独立、并网双模式运行的要求;有利于光伏系统功能的多样化..然而;滤波电容电流会对并网电流造成一定影响..
3中的LCL 型滤波器在高频谐波抑制方面更具优势;在相同高频电流滤波效果下;其所需总电感值较小..但因为其为三阶环节;在系统中引入了谐振峰;必须引入适当的阻尼来削减谐振峰;这就导致了其控制策略复杂;系统稳定性容易受到影响.. 当三相光伏逆变器独立运行时;一般均采用LC 型滤波方式..
并网逆变器的滤波器要在输出的低频段工频50Hz时要尽量少的衰减;而要尽量衰减输出的高频段主要是各次谐波..
采用伯德图来分析各种滤波器的频域响应..1
一般并网逆变器滤波部分的电感为毫亨级;电容为微法级;这里电感值取1m H;电容取100u F;电感中的电阻取0.02Ω;在研究LCL滤波器时;取电感值为L1=L2=0.5m H;电阻R1=R2=0.01Ω..
对于单电感滤波器;以输入电压和输出电流为变量;并且实际的电感中含有一定电阻;其传递函数为：
对于采用LC 滤波器的并网逆变器;在并网运行时;电网电压直接加在滤波器中的电容两端;因此此时电容不起滤波作用;可以看作是一个负载;从滤波效果上来说;它等同于单电感滤波器..并且对于被控量选取为电感电流IL 的采用LC滤波的并网逆变器;由于有电容的作用;其控制电流IL与实际输出电流Io 之间有如下图所示：
并网逆变器滤波器的设计-PPT文档资料
性。在中高频领域中，非晶可以取代部分铁氧体市场。但
价格比较高，磁芯标准不明确，使其不能广泛使用。 • 硅钢 高磁导率，低电阻率，涡流损耗大。和铁基非晶合 金相比，硅钢磁通密度高、填充系数大、成本低但损耗高， 是最广泛应用在低频场合的磁芯材料。
电感的制作
选定磁芯尺寸和绕组匝数、绕线尺寸达到下述设计要求：
(a) 电感值为2mH
(b) 额定电流值为15A
1.选择磁芯
在开关电源中，常用的磁芯有铁氧体、磁粉芯、非晶态合金及
硅钢片等。
磁芯材料性能简述
• 磁粉芯 由铁磁性粉粒与绝缘介质混合压制而成的一种软磁材料， 高频涡流损耗低，非线性磁导率，适用于制作谐振电感、功率因
P P C 10 % * 2 10 % * 2 U 2 fU S S
代入计算得
C≦20uf ， 电容C=20uF
3.网侧电感的设计 逆变器侧电流的谐波主要分布在开关频率处，因此网
侧电感可以根据在开关频率处电流谐波的衰减度进行
设计
Is
L1 L2 C
Ig 电网
逆变器
ig(h ) 1 sw d 2 i (h ) 1 C ) sw s L 2
数校正电感、输出滤波电感等。但在100kHz以上，损耗大，很少
再用磁粉芯。 • 铁氧体 高电阻率，高频损耗小，低饱和磁感应强度，热稳定性 差，价格低廉。在大功率开关电源装置中，如果开关频率30kHz 以下，因为铁氧体的磁通密度低，磁芯体积、重量加大，其优势 无法显露，故广泛应用在高频场合。
逆变器工作原理
逆变器工作原理
逆变器是一种将直流电能转换为交流电能的电子设备。它在太阳能发电、风能
发电、电动车、UPS电源等领域得到广泛应用。逆变器的工作原理是通过将直流
电源输入到逆变器中，经过一系列的电子元件和控制器的调节，将其转换为交流电源输出。
逆变器的工作原理主要包括以下几个关键步骤：
1. 输入滤波：逆变器的输入端通常接收直流电源，但直流电源中可能存在一些
杂散的高频噪声或干扰信号。为了保证逆变器的正常工作，需要对输入信号进行滤波处理，去除这些干扰信号。
2. 直流-直流转换：逆变器将输入的直流电源通过直流-直流转换器进行变换，
将其调整为适合逆变器内部电路工作的直流电压。这个转换过程通常通过开关电源技术实现，通过开关管的开关动作来调整输出电压。
3. 逆变：经过直流-直流转换后，逆变器将直流电能转换为交流电能。逆变器
内部的控制器通过对开关管的控制，将直流电源中的电能按照一定的频率和幅值进行开关，从而产生交流电能。
4. 输出滤波：逆变器输出的交流电信号通常还会存在一些高频噪声或谐波成分，为了保证输出电能的质量和稳定性，需要对输出信号进行滤波处理。输出滤波器通常由电感、电容等元件组成，通过对不同频率的信号进行滤波，去除谐波和噪声成分。
5. 控制与保护：逆变器内部还需要一套完善的控制和保护系统，用于监测逆变
器的工作状态、调节输出电压和频率，并对逆变器的过载、短路、过温等异常情况进行保护。这些控制和保护功能通常由微处理器或专用控制芯片实现。
逆变器的工作原理可以简单总结为：输入滤波、直流-直流转换、逆变、输出
逆变器输出滤波电感设计 周洁敏
周洁敏
调制方式有2种：单极性调制和双极性调制
单极性调制（桥）双极性调制（推挽）
正弦脉宽调制技术SPWM
U 某点正弦波幅值
N I f U U D I f U U D I f u U L k L πsin π22o 1o dc max o o d k ,k
o,dc βαα⋅⋅⋅⋅-=⋅⋅⋅-=⋅∆⋅-=+最大电感量
而且随着正弦波的调制，磁芯的直流工作点按正弦规律（50Hz ）在磁滞回线的1和3象限移动。
可以获得比较稳定的电感材料是气隙磁芯
δA c
R c R δΦu (t)i （t ）N
l c
μ
2
0c A L N μδ=电感不同于变压器，需要储存能量，开气隙后可以储存磁场能量，并使电感量稳定。即电感为
逆变器交流滤波电感中的磁密波形双极性调制
单极性调制
B L 曲线是曲线Ⅰ减去曲线Ⅱ积分所得，但是很难用精确的数学表达式表示。
输出正弦波
输入为AB 端电压波形()t t U u NA B d sin 21π20o AB e L ⎰-=∆ω
交流滤波电感不但有基波
分量，而且叠加较大的高
频分量，磁芯选择不仅要
考虑基波损耗，而且要考
虑磁芯涡流损耗。
同时线圈中除了流过基
波电流，还要流过高次
谐波电流，线圈应当考
虑高频电流损耗。
纵坐标放大的结果
线圈窗口利用率自然冷却
经验值K1
线圈损耗等于
磁芯损耗K2
21
0.707
K K
各种系数与电感类型的关系
决定热阻R T 和允许损耗磁芯损耗线圈损耗
损耗热阻最大允许温升决定损耗极限
lim /th
P T R =∆允许温升由设计需求确定
th 20/R K W
=
逆变器滤波器参数设置
1滤波特性分析
输出滤波方式通常可分为:L 型、LＣ型和 LＣL 型,
滤波方式的特点比较如下：
(1)中的单Ｌ型滤波器为一阶环节，其结构简单,可以比较灵活地选择控制器且设计相对容易，并网控制策略不是很复杂,并网容易实现,是并网逆变器常用的滤波方式。缺点在于其滤波能力有限,比较依赖于控制器的性能。
(2)中的 LＣ型滤波器为二阶环节， C 的引入可以兼顾逆变器独立、并网双模式运行的要求,有利于光伏系统功能的多样化。然而,滤波电容电流会对并网电流造成一定影响。
(３）中的 LＣＬ型滤波器在高频谐波抑制方面更具优势,在相同高频电流滤波效果下,其所需总电感值较小。但因为其为三阶环节，在系统中引入了谐振峰,必须引入适当的阻尼来削减谐振峰，这就导致了其控制策略复杂,系统稳定性容易受到影响。当三相光伏逆变器独立运行时，一般均采用 LＣ型滤波方式。
并网逆变器的滤波器要在输出的低频段(工频 5０Hｚ）时要尽量少的衰减，而要尽量衰减输出的高频段（主要是各次谐波)。
采用伯德图来分析各种滤波器的频域响应。[1]
一般并网逆变器滤波部分的电感为毫亨级,电容为微法级,这里电感值取 1m H,电容取 100u F,电感中的电阻取０.0２Ω,在研究ＬＣL滤波器时,取电感值为 L1=L2=0.5m H,电阻Ｒ1=Ｒ2=0.01Ω。
对于单电感滤波器,以输入电压和输出电流为变量,并且实际的电感中含有一定电阻,其传递函数为：
对于采用LＣ滤波器的并网逆变器，在并网运行时,电网电压直接加在滤波器中的电容两端,因此此时电容不起滤波作用，可以看作是一个负载，从滤波效果上来说,它等同于单电感滤波器。并且对于被控量选取为电感电流IL 的采用 LC滤波的并网逆变器，由于有电容的作用，其控制电流IL与实际输出电流Ｉo 之间有如下图所示：
逆变器输出滤波电感设计(周洁敏)
周洁敏
调制方式有2种：单极性调制和双极性调制
单极性调制（桥）双极性调制（推挽）
正弦脉宽调制技术SPWM
U 某点正弦波幅值
N I f U U D I f U U D I f u U L k L πsin π22o 1o dc max o o d k ,k
o,dc βαα⋅⋅⋅⋅-=⋅⋅⋅-=⋅∆⋅-=+最大电感量
而且随着正弦波的调制，磁芯的直流工作点按正弦规律（50Hz ）在磁滞回线的1和3象限移动。
可以获得比较稳定的电感材料是气隙磁芯
δA c
R c R δΦu (t)i （t ）N
l c
μ
2
0c A L N μδ=电感不同于变压器，需要储存能量，开气隙后可以储存磁场能量，并使电感量稳定。即电感为
逆变器交流滤波电感中的磁密波形双极性调制
单极性调制
B L 曲线是曲线Ⅰ减去曲线Ⅱ积分所得，但是很难用精确的数学表达式表示。
输出正弦波
输入为AB 端电压波形()t t U u NA B d sin 21π20o AB e L ⎰-=∆ω
交流滤波电感不但有基波
分量，而且叠加较大的高
频分量，磁芯选择不仅要
考虑基波损耗，而且要考
虑磁芯涡流损耗。
同时线圈中除了流过基
波电流，还要流过高次
谐波电流，线圈应当考
虑高频电流损耗。
纵坐标放大的结果
线圈窗口利用率自然冷却
经验值K1
线圈损耗等于
磁芯损耗K2
21
0.707
K K
各种系数与电感类型的关系
决定热阻R T 和允许损耗磁芯损耗线圈损耗
损耗热阻最大允许温升决定损耗极限
lim /th
P T R =∆允许温升由设计需求确定
th 20/R K W
=
逆变器滤波器参数设置
1滤波特性分析
输出滤波方式通常可分为：L 型、LC 型和LCL 型，
滤波方式的特点比较如下：
(1)中的单L 型滤波器为一阶环节，其结构简单，可以比较灵活地选择控制器且设计相对容易，并网控制策略不是很复杂，并网容易实现，是并网逆变器常用的滤波方式。缺点在于其滤波能力有限，比较依赖于控制器的性能。
(2)中的LC 型滤波器为二阶环节，C 的引入可以兼顾逆变器独立、并网双模式运行的要求，有利于光伏系统功能的多样化。然而，滤波电容电流会对并网电流造成一定影响。
(3)中的LCL 型滤波器在高频谐波抑制方面更具优势，在相同高频电流滤波效果下，其所需总电感值较小。但因为其为三阶环节，在系统中引入了谐振峰，必须引入适当的阻尼来削减谐振峰，这就导致了其控制策略复杂，系统稳定性容易受到影响。当三相光伏逆变器独立运行时，一般均采用LC 型滤波方式。
并网逆变器的滤波器要在输出的低频段（工频50Hz）时要尽量少的衰减，而要尽量衰减输出的高频段（主要是各次谐波）。
采用伯德图来分析各种滤波器的频域响应。[1]
一般并网逆变器滤波部分的电感为毫亨级，电容为微法级，这里电感值取1m H,电容取100u F，电感中的电阻取0.02Ω，在研究LCL滤波器时，取电感值为L1=L2=0.5m H，电阻R1=R2=0.01Ω。
对于单电感滤波器，以输入电压和输出电流为变量，并且实际的电感中含有一定电阻，其传递函数为：
对于采用LC 滤波器的并网逆变器，在并网运行时，电网电压直接加在滤波器中的电容两端，因此此时电容不起滤波作用，可以看作是一个负载，从滤波效果上来说，它等同于单电感滤波器。并且对于被控量选取为电感电流IL 的采用LC滤波的并网逆变器，由于有电容的作用，其控制电流IL与实际输出电流Io 之间有如下图所示：
光伏逆变器的谐波抑制与输出电压控制研究
光伏逆变器的谐波抑制与输出电压控制研究
1.前言
光伏系统的逆变器是将直流电流转换为交流电流的核心设备，但在逆变过程中会产生丰富的谐波，对于电力系统的稳定性和安全性都会造成不良影响。因此，对光伏逆变器的谐波抑制与输出电压控制进行研究，是当前光伏系统研究的热点问题之一。
2.谐波产生原因分析
光伏系统具有周期性，其汇流排电压和电流都呈周期性波形。这种波形会在光伏逆变器中产生较多的谐波。光伏逆变器的输出电压是基于斯奈尔定理实现的，其输出波形是纯正弦波。如果负载改变，逆变器就需要调整电网输出的电压来匹配负载，从而产生非正弦波。这些非正弦波就是逆变器输出的谐波。
3.谐波抑制研究
3.1 逆变器滤波器设计
逆变器滤波器是抑制逆变器谐波产生的最常见方法。逆变器滤波器的作用是将输出的非正弦波，包括锯齿波和谐波，滤除并将输出转换为干净的正弦波。选择合适的滤波器元件和设计优化的滤波器布局可以降低噪声干扰，并有效消除谐波。
3.2 多电平逆变技术
多电平逆变技术也是一种有效抑制逆变器谐波的方法。多电平
逆变技术可以将逆变电路划分为多个电平，并选择一定的工作方
式和控制策略，将输出电压控制在一条较为平滑的正弦波线上，
从而降低谐波。
4.输出电压控制研究
4.1 PID控制算法
逆变器系统常采用PID控制算法，对输出功率进行调节，从而
控制输出电压和频率的稳定性。PID控制算法主要是通过比较输
出电压和给定电压的差异，将差异值作为输入，输出到PID控制
器中，并通过调节控制器的比例、积分和微分参数，控制逆变器
的输出电压和频率。
4.2 模型预测控制算法
变频器(伺服驱动器)滤波器解读
四、选型步骤—注意事项
3、对于多台大功率变频器并联的情况，如果计算出来的 总电流值大于50A，考虑到相同体积情况下，大电流滤波器的 性能显著下降，强烈建议不采用多台变频器并联的连接方式， 改用一台变频器匹配一个滤波器或者减少并联的变频器数量。
4、对于变频器输出滤波器电流选择，如果不知道负载电 机的额定输入电流，目前可以根据将变频器输入滤波器电流乘 以1.2倍来粗略估算，或者与我公司联系。
5、为防止变频器/伺服驱动器出现错误控制和损坏，切勿 将变频器输入滤波器安装在变频器输出端，或将普通EMI滤波 器安装在变频器输出端。
谢谢
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源自文库
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四、选型步骤—确定端接方式和外形要求
如果客户对端接方式和外形没有特殊要求，直接根据选定 的滤波器的电流查找样册表格型号。
变频器（伺服驱动器）滤波器
一、变频器滤波器概述
在工业用电机控制中，变频器以其调速性能好、节能显著、保护功 能完善和使用维护方便等优点，近年来迅速成为电机调速的主流。变频 器的主电路由整流电路、中间直流电路和逆变器三部分组成，在实现 AC-DC-AC的能量变换过程中，大功率二极管整流和大功率晶体管逆变 会在输入输出回路中产生大量高次谐波和输出脉冲电压。丰富的谐波会 污染供电系统，造成变频器控制电路和同一供电系统的其他电子设备出 现误动作甚至死机等现象。逆变器产生的高脉冲电压经长线电缆传输将 产生行波电压反射，在电机终端产生过电压，这种过电压会损伤电机绝 缘系统，从而缩短电机的使用寿命。为了解决工业控制中变频器产生的 谐波畸变和过电压问题，我公司基于变频器的工作原理，分析其产生的 干扰的频谱分量，综合考虑电磁兼容设计要点，通过大量的理论分析、 实践应用和优化设计，开发了变频器系列滤波器产品，主要分为变频器 输入滤波器和变频器输出滤波器。
全桥逆变电路滤波电路设计步骤
滤波电路设计步骤
输出滤波电路是由电感器L f及电容器C f组成的二阶低通滤波电路，其主要目的是将逆变器输出电流中的高频谐波电流滤除。就滤波的观点来看，调制频率越高滤波效果越好，然而相对的系统的动态调节能力却会降低。因此，适当地选择滤波电感的电感值和滤波电容的电容值是相当重要的。此外输出滤波器L f及C f两个原件的选定与逆变器的开关频率，输出基波的频率及输出电压谐波失真有关，较小电感值的L f与较大电容值的C f会产生较低的冲击阻抗值，也就是说，在负载阶跃的变化情况下，逆变器会有较好的暂态响应。
1.谐振频率的选择
为了滤除开关频率所产生的高频噪声，一般L1与C1的谐振频率大多设计在小于系统开关频率的1/10，且截至频率至少大于十倍的基波频率如下式所示：
10·f
其中，f为电网基波频率,f为系统开关频率。
2.电感器的设计
电感器L1值得大小与输出电流的纹波大小及逆变器的动态特性有关。滤波电感值越小，虽然输出电流的动态调节越好，但却会产生较大的电感纹波电流，从而增加开关元件损耗，而滤波电感值太大则会降低逆变器的动态响应，在非线性负载如整流性负载）时的影响更是明显，因此电感的选取
十分重要。由基本电路理论可知，在电感上的电压为
V L(t)=L1·
其中，V L(t)=V dc-V s(t)，因为采用单极性正弦脉宽调制（Unipolar SPWM）,所以开关频率变为两倍，即t max=Ts/2,
0.25I Lf-peak,可得
此处建议电感纹波电流值I
I Lf0.25*(p0/V s,fm)
3.电容器的选取
500kW大功率光伏并网逆变器的LCL滤波电路设计
500kW大功率光伏并网逆变器的LCL滤波电路设计
【摘要】本文在对比逆变器输出侧L及LCL滤波器优劣的基础上，对500kW 大功率光伏逆变器上的LCL滤波器参数选型做了详细分析。最后，在所选参数基础上，基于D—Q分解法，对500kW光伏逆变器进行了并网仿真，实现了单位功率因素并网运行。仿真证明了LCL滤波电路选型的正确性。
【关键词】光伏并网逆变器；LCL滤波器；参数设计
一、引言
随着光伏太阳能电池板的工艺不断进步，太阳能并网发电逐渐成为热点。大功率光伏并网逆变技术是太阳能光伏并网发电领域最核心技术之一。而逆变器侧的滤波器参数选择是关系着其并网的性能优劣的关键点之一。因此，设计参数合适的滤波电路及确定合适的滤波电路参数非常重要。
二、L及LCL滤波器效果对比
并网逆变器滤波结构主要有L型及LCL型。
L型滤波器是一阶的，电流谐波幅值一直以-20dB/dec下降，LCL型滤波器是三阶的，在谐振频率之前，和L一样，电流谐波幅值以-20dB/dec下降，谐振频率之后，电流谐波幅值以-60dB/dec下降。随着频率的增加，在高频阶段LCL 能有效抑制谐波成分。同时可以看到，如果想达到相同的滤波效果，LCL型滤波器总电感量是L型滤波器总电感量的1/3，极大的减小了滤波器的体积，节省了材料及成本。
三、500kW大功率光伏并网逆变器的LCL滤波电路参数设计
1.总电感的约束条件
LCL滤波电路中，电容支路开路，总电感大小为L=L1+Lg，根据基尔霍夫电压定理有：
根据图1，可以看出，A点表示逆变器输出电流与电网电压同向，逆变器向电网传输有功功率，功率因素为1。
正弦波逆变器 LC 滤波器的参数
要准确计算正弦波逆变器LC 滤波器的参数确实是件繁琐的事，这里我介绍一套近似的
简便计算方法，在实际的检验中也证明是可行的。我的想法是SPWM 的滤波电感和正激类的开关电源的输出滤波电感类似，只是SPWM 的脉宽是变化的，滤波后的电压是正弦波不是直流电压。如果在半个正弦周期内我们按电感纹波电流最大的一点来计算我想是可行的。下面以输出1000W220V 正弦波逆变器为例进行LC 滤波器的参数的计算，先引入以下
几个物理量：
Udc:输入逆变H 桥的电压，变化范围约为320V-420V;
Uo:输出电压，0-311V 变化，有效值为220V;
D:SPWM 载波的占空比，是按正弦规律不断变化的；
fsw: SPWM 的开关频率，以20kHz 为例；
Io:输出电流，电感的峰值电流约为1.4 Io；
Ton：开关管的导通时间，实际是按正弦规律不断变化的；
L: LC 滤波器所需的电感量；
R:逆变器的负载电阻。
于是有：
L=( Udc- Uo) Ton/(1.4 Io) （1）
D= Uo/ Udc （2）
Ton=D/ fsw= Uo/（Udc* fsw）( 3)
Io=Uo/R (4)
综合(1),(3),(4)有：
L=（Udc- Uo)* Uo/(1.4 Io* Udc* fsw)=R(1-Uo/Udc)/(1.4 fsw)
例如，一台输出功率1000W 的逆变器，假设最小负载为满载的15%则,
R=220*220/(1000*15%)=323Ω
从L= R(1-Uo/Udc)/(1.4 fsw)可以看出，Uo=Udc 的瞬间L=0,不需要电感；Uo 越小需要
双极性单相SPWM逆变器滤波电感电流值的近似计算方法
U L g≈ U g 。可以近似认为高频谐波电压全部施加
・
・
在滤波电感上 , 而施加在负载上的高频电压为零 , 这一点和理想的滤波器是一致的 。 用 uh 来表示 U SPWM 中所有谐波电压之和 , 由 式 ( 1 )可知
∞
叠加 。根据电路原理 , 电感电流可认为是各次谐 波电压作用所产生的谐波电流的叠加 。首先把 U SPWM 分为基频电压和其余所有的高频谐波电压 两部分 , 分别计算出基频电流和高频谐波电流 , 然 后通过基频电流和高频谐波电流叠加来计算电感 电流有效值 。电感电流和逆变器输出电压有如下 关系 : RC s + 1 ( 3) IL ( s) = U ( s) 2
・
ωg LC ) + ω R (1 - g j gL ω LC + ω -R j gL ωc ) + ω R ( 1 - ωg / j gL ω /ω + ω -R j gL
2 g 2 c 2 2 2 g
2
Ug = Ug
・
・
( 9)
2 2 2 2 2 2 因 ωg >ωc , 故 ωg /ωc > 1, 1 - ωg /ωc≈ - ωg /ωc , 得
幅值 。 [1 ] 为达到滤除高频谐波的效果 ,ωc 应满足 ω1 < ωc < ω2 p - 1 ( 2) 式中 ,ω2 p - 1为 U SPWM所含的最低倍频谐波角频率 。 图 2 为稳态工作条件下典型的电感电流波 形 。电感电流为频率等于基频频率的周期量 。直 观上 , 电感电流的波形是基频频率的正弦波和 2 p 个三角波的叠加 。根据电路原理 , 某一频率的电 压在线性电路中只会产生相同频率的响应 。由此 认为 , 电感中的基频正弦电流是由 U SPWM 中的基 频分量产生的 , 而叠加在基频正弦电流上的 2 p个 三角波电流是由 U SPWM 中的高频谐波产生的 。基 于这一思路 , 提出以下电感电流近似计算方法 。 — 10 —
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输出滤波器的计算
一、滤波器选择的部分指标
（1）逆变电源的空载损耗是逆变电源的重要指标之一。空载损耗与空载时滤波器的输入电流有关，电流越大，损耗越大，原因有以下两个方面：一方面，滤波器的输入电流越大，逆变开关器件上的电流越大，逆变器的损耗就越大；另一方面，空载时滤波器的输入电流也流过电抗器及电容器，电流增大也会使电抗器及电容器的损耗增大。所以从限制空载电流的角度来讲，空载时滤波器的输入电流不能太大。一般的，空载时滤波器的输入基波电流不能超过逆变电源的额定输出电流的30%。 设I m 表示空载时输入滤波器的输入基波电流的有效值，U 0表示输出电压基波的有效值，Wo 为基波角
频率，
则由图1可得： 00Im CU ω= （1）
有上式可知，空载时滤波器输入基波电流的大小与C 成正比。所以从限制逆变电源空载损耗的角度来讲，LC 滤波器的电容之不能太大。
（2）逆变电源对非线性负载的适应性指标
逆变电源对非线性负载的适应性是衡量逆变电源性能优劣的重要指标。非线性负载之所以会引起逆变电源输出电压波形的畸变，是因为非线性负载时一种谐波电流源，它产生的谐波电流在逆变电源输出阻抗上产生谐波压降，从而引起输出电压波形畸变。可见逆变电源的输出阻抗直接关系着逆变电源对非线性负载的适应性，输出阻抗越小，逆变电源的输出阻抗直接关系着逆变电源对非线性负载的适应性，输出阻抗越小，逆变电源对非线性负载适应性越好。
开环时逆变电源的输出阻抗就是LC 滤波器的输出阻抗，根据公式LC L Z 201ωω−=
（2）
在L 、C 乘积恒定时，L 越小，则输出阻抗值越小。
当逆变电源采用电容电流及电压瞬时值反馈控制方案时，可以得到和开环时相同的结论。
综上说述可以得到以下两点结论：
1）在L 、C 之积恒定时，L 越小，逆变电源的输出阻抗越小，逆变电源对非线性负载的适应性越好；
2）L 越小，越不容易出现过调制，逆变电源对非线性负载的适应性越好。、
（3）在采用同步调制控制方式的逆变电源中，频率为（2ωs -ω0）的谐波是逆变器输出PWM 波中复制最高的谐波，它对输出电压的波形影响最大。输出电压中，只要频率为（2ωs -ω0）的谐波符合要求，则其他高次谐波含量均能符合要求。所以在这种情况下设计LC 滤波器是，只需考虑滤波器对（2ωs -ω0）频率谐波的衰减。
二、输出LC 滤波器的计算
2.1综述
一般说来，空载与负载相比，空载时电压中的频率（2ωs -ω0）的谐波含量是最大的，根据公式：
)(*)1(1*2)2(1222200απββπωωJ N Q N b HF s ++=− （3）
式中C L R Q L //=；00/)2(ωωω−=s N ；LC 20ωβ=；E U b /20=；2
2)1(/ββα−+=Q b ；)(1απJ 为1阶的Besset 函数，计算比较繁琐。
空载时，)2(00ωω−s HF 可表示为：
)(*11*2)2(1
200απβπωωJ N b HF s −=− （4）
式中：00/)2(ωωω−=s N ；LC 20ωβ=；E U b /20=；βα−=1b 。
对式（4）进行分析，可得空载时)2(00ωω−s HF 的特性如下：
a ，当逆变电源输入电压增大时，输出电压中的频率为
)2(0ωω−s 的谐波的谐波含量将增大。
b ，当β在（0，1/N 2）范围内取值时，
)2(00ωω−s HF 随β的增加而增加，其中最小值是一个大于
18%的数。 c ，当β在（1/N 2,1）范围内取值时，随着β的增大，
)2(00ωω−s HF 将减小，其最小值为0。
综上所述，可以的出如下结论： 1）对于采用瞬时值反馈方式的逆变电源，在考察输出电压中歌词谐波的谐波含量大小时，只需考虑特定谐波（ωs 或2ωs -ω0）的谐波含量即可。只要特定谐波的含量满足要求，则其他各次谐波的含量均能符合要求。
2）在输入电压最高并且空载的情况下，输出电压的谐波含量是最大的。
3）能够使输出的谐波含量满足要求的β的取值范围为（1/N 2,1），在此范围内，谐波含量随β的增加而减小。
2.2 LC 滤波器参数设计方法
LC 滤波器参数设计方法是建立在逆变电源的重要技术分析基础上的。设计之前需要知道的基本参数有：额定输出电压的有效值U 0、输出频率f 0、开关频率f s 、最低感性功率因数θcos 、负载额定功率P 、滤波器输入PWM 波幅值的变化范围E min -E mzx 。确定L 、C 参数所依据的设计指标有四个：1）输出电压谐波含量指标。由用户对输出电压的单词谐波含量要求来确定该指标，输出电压波形满足要求。2）滤波器的基波电压增益指标。使逆变电压在输入电压最低、负载最重、感性负载、功率因数最低的情况下，输出电压仍能达到额定值，不发生过调制。3）滤波器的空载输入基波电流指标，使空载损耗不致过大。4）负载适应性指标。在满足前三个基本指标的前提下，使逆变电源对非线性负载的适应性最好。
（1）由输出电压的谐波含量指标确定LC 的取值范围
为了使输出电压中歌词谐波的谐波含量满足要求，只要使空载输入电压最高的情况下特定谐波的含量满足要求即可，设HF 0，
表示特定谐波的谐波含量上限，该值根据输出电压的单次谐波含量要求确定。 令,01200)(*)1(1*2)2(HF J N b HF s ≤−=
−απβπωω （5）
式中：
00/)2(f f f N s −=；LC 20ωβ=；max 0/2E U b =；βα−=1b 。 当β在（1/N 2,1）中取值时，可以满足式（5）的β的范围为
10<≤ββ，β0时当式（5）中取“=”时