基于DSP的双输入反激变换器研究

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基于DSP双向开关型无桥PFC变换器的研究

ＡｂｓｔｒａｃｔＴｈｅｐａｐｅｒｐｒｅｓｅｎｔｓａｆｒｏｎｔ — ｅｎｄｔｏｐｏｌｏｇｙｏｆａｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｓｗｉｔｃｈｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒ
关键词：双向开关；无桥ＰＦＣ；ＭＣＭ前馈补偿；输入电流畸变；全功率范围
ＲｅｓｅａｒｃｈｏｆｔｈｅＢｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌＳｗｉｔｃｈＰＦＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄｏｎＤＳＰ
（Ｂｒｉｄｇｅｌｅｓｓ — ＰＦＣ），ａｎｄｄｉｇｉｔｉｚｅｄｆｅｅｄｆｏｗａｒｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｉｓａｄｏｐｔｅｄｔｏｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅｑｕａｌｉｔｙｏｆｔｈｅｉｎｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔｕｎｄｅｒｈｅｔｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｍｅｔｈｏｄｏｆｄｏｕｂｌｅｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｐ（ＰＩ）．Ｔｈｅｓｙｓｔｅｍｃａｎｒｅｄｕｃｅｔｈｅ
补偿，改善传统双环输入电流畸变问题，通过引入该种ＭＣＭ数字前馈占空比补偿，使得系统在负载全功率范围内，输入电流波形不受电感连断续下模型差异的影响，都能得到一个较好的ＰＦＣ
效果。对于外环电压带宽低，采用输出负载电流前馈，改善其动态性能。最后搭建ｌｋＷ的无桥ＰＦＣ样机，并在该平台上验证了该套方案的可行性。

基于DSP的数字化单相双BOOST_APFC控制技术研究

基于D SP的数字化单相双BOO ST2A PFC控制技术研究Ξ陈息坤1,2　单鸿涛1　康勇1　陈坚11.华中科技大学2.郑州轻工业学院摘要:提出了一种基于D SP的全数字单相双A PFC系统的控制策略,分析了基于数字控制的A PFC的工作原理,提出了一种新型控制策略。

理论分析和仿真表明,系统具有良好的稳定性和可靠性。

实验结果证明,该系统可以提高输入功率因数,并且可以有效地抑制输入电流谐波。

关键词:有源功率因数校正　谐波抑制　控制技术Research on Con trol Technology of D ig ita l D ouleB OOST-APFC Ba sed onD SPChen X ikun　Shan Hongtao　Kang Yong　Chen J ian Abstract:T h is paper p resents a new contro l technique fo r digital active pow er facto r co rrecti on system based on D SP.O n the basis of analyzing the p rinci p le of active pow er facto r co rrecti on,a novel contro l strategy has been p resented.T he si m ulati on and experi m ental results verify the stability and dependability of the sys2 tem.A s a result,th is schem e can ach ieves excellent characteristics.T he harmonic of line is restrained effective2 ly,and the pow er facto r of line is enhanced.Keywords:active pow er facto r co rrecti on(A PFC)　harmonic restrained　contro l techno logy1　引言单相交流电网经整流获得直流电压是应用极为广泛的一种电力电子变换,这种整流器—电容滤波电路的主要缺点是:输入交流电流i s波形严重畸变,呈脉冲状,直流电压V d只与交流输入电压V s有关而不能调控,脉动很大,且最低次谐波频率为2次谐波,需要很大的滤波器才能得到平稳的直流电压。

基于DSP+CPLD的双级矩阵变换器设计与实现

现ＴＭＣ的方法；明，ＴＣ具有优良的输入输出特性。该Ｍ
关键词：变换器；矩阵；控制／字信号处理器；复杂可编程逻辑器件数
中图分类号：Ｍ４Ｔ６文献标识码：Ａ文章编号：００１０（０７０— ０１０１０ — ０Ｘ２０）６００ — ３
ｐｒｒａｃｈｒｃｅｓｉ．ｅｏｆｍｎｅｃａａｔｒｔｉｃ
Ｋｅｗｏｄ：ｃｎｅｅ；ｍａｒ；ｃｎｒｌｉｉｌｉｎｌｒｃｓｏ；ｃｍｐｅｒｇａｙｒｓｏｖｒｒｔｔｘｏｔ／ｇｔｇａｏｅｓｒｏｌｘｐｏｒｍｍａｌｇｃｄｖｃｉｏｄａｓｐｂｅｌｉｅｉｅｏ
ｈｓｔｅｓｍｅｐｒｒｎｅａｏｖｎｉｎｌｍａｒｏｖｒｒｈＷＭｔｏｔｉｅｎｃｎｅｔｎｎｅｔｒｃｎｂａｈａｅｏｍａｃｓａｃｎｅｔａｔｘｃｎｅｅ．ｅＰｆｏｉｔＴｍｅｈｄｕｉｚｄｉｏｖｎｉａｉｖｒａｅｌｏｌｅ
维普资讯
第４卷第６期１
２００７年６月
电力电子技术
ＰｏｒＥｌｃｒｎｉｓｗｅｅｔｏｃ
Ｖｏ．１Ｎｏ６１．．４
Ｊｎ２０ｕｅ，０７
基于ＤＰＣＬＳ＋ＰＤ的双级矩阵变换器设计与实现
ＤｅｉｎａｄＲｅｌａｉｎｏｗｏｓａｅＭａｒｘＣｏｖｒｅａｅｎＤＳＣＰＬＤｓｇｎａｉｔｆＴ－ｔｇｔｉｎｅｔｒｂｓｄｏＰ＋ｚｏ

基于DSP控制的数字式双向DCDC变换器的实现

基于 DSP 控制的数字式双向 DCDC 变换器的实现摘要总结了电力电子领域数字控制的发展历程，并对其现状和前景作了分析。

基于对全桥隔离型的双向变换器工作原理的分析，从简化硬件电路的角度出发，设计了数字控制的双向变换器。

试验控制功能全部由软件实现，电压可调性和稳压输出都得到满足。

同时也由软件实现电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电。

关键词双向变换器；数字信号处理器；数字脉宽调制引言数字化技术随着信息技术的发展而飞速发展，同时，也对电力电子技术的发展起到了巨大的推动作用。

随着电力电子技术和数字控制技术的发展，越来越多的数字控制开关变换器投入使用。

但是，在高频变换器中还存在一些需要解决的问题。

随着数字信号处理技术的日益完善和成熟，它显示出了越来越多的优点，诸如便于计算机的处理和控制；避免模拟信号的传递畸变和失真；减少杂散信号的干扰；便于自诊断，容错等技术的植入等。

在计算机进入电力电子技术领域的初期，只是完成诸如监控、显示等辅助功能，实现系统级的控制。

但是，随着数字化技术的发展，计算机已经被应用于控制电路。

专用于变换器的数字控制器由于其功耗低，对模拟电路部分参数变化不敏感，可以方便地和数字系统相连接，并且可以方便地实现完善成熟的控制方案，而越来越受欢迎。

此方面的应用包括电压调节模块的微处理器，音频放大器，便携式电子装备等等。

数字控制的电力电子装置以数字控制器代替模拟硬件电路进行控制，通过开关的快速切换实现电量的变换。

以占空比量化为基础的数字功率变换器的数字控制，相对于传统的模拟控制有很多优点。

数字滤波器是用来进行动态调节的，若设定其采样频率等于功率变换器的采样频率，量化占空比数字控制器可以工作在任何开关频率，而不须再补偿。

通过对权系数的修改，可以方便地改变动态调节特性。

同时，基本的数字控制器可以很容易地实现诸如输出电流限幅和软启动等特殊功能。

基于DSP的反激式数字开关电源的设计

基于DSP的反激式数字开关电源的设计摘要：开关电源具有体积小、效率高等非常多的优越性，在微型计算机、通讯电源、家用电器等领域中得到了广泛的应用。

采用模拟控制方式的开关电源存在参数温度漂移、抗干扰能力差、可配置性不强等诸多缺点。

随着微电子技术的不断发展，开关电源的数字化研究己成为开关电源的热点。

本文研究与开发了一种基于DSP的反激式数字开关电源，阐述了开关电源的基本原理，应用状态开关平均法建立其大信号模型。

在此基础上，结合设计指标，详细探讨了基本参数的选取原则，如滤波电容、高频变压器、开关应力、吸收电路结构和参数，这是开发出满足用户需求且具备较高性价比产品的重要环节。

在硬件方面，为了保证输出性能优越和隔离要求，应用高精度线性光祸设计了输出电压采样电路;为了系统安全可靠的运行，设计了度检测环节，防止器件过温失效;为了调试和应用的方便，开发了基于LCD 的友好人机接口。

在控制策略方面，为了保证系统的动态性能和鲁棒性，本设计采用模糊PID控制算法，在系统小信号模型的基础上，设计了模糊规则表，利用查表法选取参数，减小了算法的复杂度。

为了克服开关干扰，设计了EMI滤波器，同时对系统抗干扰设计也进行了详细的阐述。

关键词：反激式开关电源 DSP 模糊PIDBased On the DSP Flyback Digital Switching Power Supply DesignAbstract :Switching power supply has the advantages of small volume, high efficiency advantages, in the micro computer, household appliances, communication power supply and other fields have been widely applied in. Analog control mode switching power supply temperature drift, poor anti-interference ability is not strong, can be configured. With the development of microelectronics technology, switching power supply switching power supply digital design has become a research hot spot.In this paper, the research and development of a DSP based flyback digital switching power supply, switching power supply is introduced. The basic principle, application status switch average method to build the large signal model. On this basis, combined with the design target, discussed the basic principle of selecting the parameters, such as the filter capacitor, switch stress, high frequency transformer, absorbing circuit structure and parameter, which is developed to meet user needs and have a high cost-effective products an important part. In the hardware aspect, in order to ensure superior output performance and isolation requirements, application of high precision linear optical woe designed output voltage sampling circuit; in order to safe and reliable operation of system, design of detecting, preventing device over-temperature failure; for the convenience of debugging and application, development of the friendly man-machine interface based on the LCD. In the control strategy, in order to ensure the system dynamic performance and robustness, the design of the fuzzy PID control algorithm, the system small signal model based on fuzzy rule table, design, using look-up table method to select parameters, reduce the complexity of algorithm. In order to overcome the interference of switch, EMI filter is designed, the system anti interference design in detail.Key words:Flyback switching power supply DSP Fuzzy PID目录1绪论 (1)1.1课题的研究背景及意义 (1)1.2开关电源的发展及趋势 (2)1.3开关电源数字化研究现状 (2)1.4本文主要研究内容及章节安排 (3)2开关电源设计的技术基础 (3)2.1开关电源概述 (3)2.1.1开关电源的基本组成 (3)2.2开关电源的模拟控制方法 (4)2.3开关电源的数字控制方法 (7)2.3.1开关电源数字控制的优势 (7)2.3.2开关电源数字控制的实现方式 (7)2.4开关电源的控制算法 (11)2.4.1 PID控制算法 (11)2.4.2控制算法的选择 (14)2.5 TMS320F2812简介 (14)2.6 本章小结 (16)3基于DSP的反激式数字开关电源的总体设计 (17)3.1系统性能指标 (17)3.2系统的硬件设计 (17)3.2.1系统硬件方案设计 (17)3.2.2输出电压检测电路设计 (18)3.2.3电流检测电路 (19)3.2.4驱动电路设计 (20)3.2.5温度检测电路 (21)3.2.6液晶显示模块接口 (21)3.2.7 EMI滤波器 (23)3.2.8抗干扰措施 (25)3.3系统软件设计 (27)3.3.1系统软件设计方案 (27)3.3.2主程序设计 (27)3.3.3 A/D中断子程序 (27)3.3.4辅助功能模块子程序设计 (27)3.3.5系统软件抗干扰措施 (29)3.4本章总结 (30)4结论与展望 (31)4.1结论 (31)4.2展望 (32)参考文献 (33)致谢 (34)1绪论1.1课题的研究背景及意义随着电力电子技术的高速发展，开关电源得到了广泛应用，日新月异的高科技产品也对开关电源提出了更高的要求。

基于DSP控制的双模式逆变系统的研究

万方数据万方数据万方数据到。

采用定时中断。

在每个开关周期．程序从参考正弦表中获得相应数字量，并将它赋值给比较寄存器ＣＭＰＲｘ。

ＰＷＭ输出设置为高有效时，当计数值从零开始计数到周期值ＴｘＰＲ的过程中与ＣＭＰＲ】【匹配时．则输出高电平：当计数值从周期值ＴｘＰＲ开始计数到零的过程中与ＣＭＰＲｘ匹配时。

则输出低电平。

设置为低有效的另一组ＰＷＭ输出与高有效互补。

当到达一个正弦周期时，将查表的指针复位到正弦波的初始处循环读取【４】。

为了同一桥臂的上下开关管直通。

两路互补的ＰＷＭ信号还要通过死区时间寄存器来设置一定的死区时间。

４．２．３数字锁相在由独立切换到并网时，需要锁相使此时的输出电压与电网电压同幅同频同相．以减小电压冲击，同时由于系统在并网运行时为电流输出型，需使输出并网电流与电网电压同频同相，以实现最大有功输送，故需进行锁相。

该设计采用软件锁相实现并网切换前使输出电压与电网电压同步。

并网后输出使并网电流与电网电压严格同步１５１。

将电网电压信号经霍尔传感器比例缩小、滤波和电压抬升，整形成与其同步的符合ＤＳＰ输入的方波信号。

该信号送入ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ的ＣＡＰｌ引脚。

当捕捉到方波信号的上升沿时，记录下此刻定时器的值。

由相邻两次定时器值之差可算得电网电压周期。

用此周期值作为正弦调制波的周期．即可实现输出电压或并网电流与电网电压同频。

通过判断电网电压过零时正弦表指针的位置来判断二者的相位差．调整输出电压或并网电流参考正弦表的指针．可实现输出电压或并网电流与电网电压同相。

５仿真与实验用仿真软件Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ对系统进行仿真。

仿真参数设定为：直流侧母线电压Ｕｄ＝３５０Ｖ，参考电流幅值Ｉ＝１０Ａ，滤波电感Ｌ＝５ｍＨ，开关频率疋＝１５ｋＨｚ，仿真算法采用Ｏｄｅ２３ｔ，误差为ｌｘｌ０巧。

负载为阻性负载。

在Ｏ．０８ｓ时由独立工作模式切换为并网工作模式，如图７ａ所示。

在０．２ｓ时由并网工作模式切换为独立工作模式．如图７ｂ所示。

基于双DSP的电力电子变换器通用控制平台

ISSN 100020054CN 1122223 N 清华大学学报(自然科学版)J T singhua U niv (Sci &Tech ),2008年第48卷第10期2008,V o l .48,N o .10w 2h ttp : qhxbw .ch inaj ournal.net .cn 基于双D SP 的电力电子变换器通用控制平台鲁　挺,　赵争鸣,　张颖超,　袁立强(清华大学电机工程与应用电子技术系,电力系统及大型发电设备安全控制和仿真国家重点实验室,北京100084)收稿日期:2007207202基金项目:清华大学基础研究基金资助项目(JC 2007019)作者简介:鲁挺(1982—),男(汉),辽宁,博士研究生。

通讯联系人:赵争鸣,教授,E 2m ail :zhaoz m @tsinghua .edu .cn摘　要:为了满足多种电力电子变换器对其控制平台的不同要求,缩短开发时间,实现控制平台硬件的通用化和软件的模块化,在基于双定点数字信号处理器(D SP )TM S 320L F 2407的大容量变换器专用控制平台的基础上,提出了电力电子变换通用控制平台的设计目标。

描述了基于定点和浮点D SP (TM S 320F 2812和TM S 320V C 33)的通用控制平台各单元的设计方法。

介绍了基于M A TLAB 实时工具箱(R TW )的调试方法。

实验结果验证了设计和调试方法的正确性和可行性,该通用控制平台达到了设计目标。

关键词:电力电子变换器;控制平台;通用性;数字信号处理器(D SP );实时代码生成工具箱(R TW )中图分类号:TM 464文献标识码:A文章编号:100020054(2008)1021537204Genera l -purpose con trol pla tform ba sed on dua l D SPs for power electron icconvertersLU T ing ,ZH AO Zhe ngm ing ,ZH ANG Yingcha o ,Y UAN L iq ia ng(State Key Laboratory of Con trol and Si m ulation of Power Syste m s and Generation Equip men t ,D epart men t of Electr ical Engi neer i ng ,Tsi nghua Un iversity ,Be ij i ng 100084,Chi na )Abstract :Pow er electronic converters have vari ous k inds of contro l p latfo r m s .Based on a special 2purpo se contro l p latfo r m w ith dual D igital Signal P rocesso r 2D SP s (TM S320L F2407)fo r a h igh pow er converter,thispaperdescribesthedesignm ethodofageneral 2purpo se contro l p latfo rm.T he contro l p latfo rm uses a fixed 2po int D SP (TM S320F2812)and a floating 2po int D SP (TM S320V C33).U sing m atlab real 2ti m e wo rkshop (R TW ),the general 2purpo se contro l p latfo r m w as tested and the modularized softw arew as designed .Experi m ental resultsvalidate the co rrectnessandfeasibility ofthe m ethods andthatthegeneral 2purpo se contro l p latfo r m satisfies the design targets .Key words :pow erelectronicconverter;contro lp latfo r m;general 2purpo se;digitalsignal p rocesso r (D SP );real 2ti m e wo rkshop (R TW )近年来,随着电力电子技术快速发展,各种高性能的电力电子变换控制算法层出不穷,应用范围也越发广泛。

双输入反激DCDC变换器的研究

第一章绪论1.1 新能源的开发与利用1.1.1 传统能源无以为继自19世纪西方国家率先实现工业化以来，以石油、煤炭、天然气为主的传统化石能源一直主导着各国近代能源发展历史和当代能源市场。

但近年来，传统能源渐显颓势，这主要是由以下两方面原因决定的：一方面传统化石能源储量是有限的，难以满足人类社会长期发展的需要。

按照目前的能源消耗水平，世界探明的石油储量仅能满足40年的消费需求，而天然气储量也只能够满足60年的消费需求。

从历史和现实数据分析，能源储备与需求之间已趋失衡，难以长期满足人类社会对能源的需求。

而且，传统化石能源是不可再生的，随着其需求的不断增长，价格也越来越高，为部分耗能显著行业的发展戴上了沉重的枷锁。

另一方面，传统能源的使用会带来严重环境污染以至于威胁人类自身的发展。

传统能源的使用导致了以全球变暖为主要特征的全球气候问题。

人类社会自工业革命以来排放了大量来自传统能源的温室气体，其笼罩在大气层中，形成温室效应，导致了全球变暖。

全球变暖会给生态系统带来极大威胁，已成为当前国际社会需共同面对的重要问题。

如果人类对此不采取积极措施，未来将有大量的海岛被淹没，全球淡水资源减少、洪灾和旱灾加剧、农业减产、物种加速灭绝、热带雨林破坏严重、极端气象事件大量发生。

前世界银行首席经济师Nicholas Stern爵士曾指出全球变暖对经济的破坏力堪比与重大战争和经济大萧条，升温趋势如果得不到逆转，全球经济将在今后的10年间付出约5.9万亿美元的代价[1]。

所以，以传统能源支撑的工业化道路是不可持续的，长期依赖传统能源支持全球经济发展的模式将无法实现。

而其他形式能源目前尚难替代现有的传统能源，这会引发现代社会的能源危机。

1.1.2 必由之路新能源严峻的能源危机形势与气候恶化问题，触发了能源界的一场革命。

使用新能源取代传统化石能源就是这场能源革命的主要内容。

所谓新能源，是指传统能源之外的各种能源形式。

它的各种形式大都是直接或者间接地来自太阳或是地球内部所产生的热能。

基于DSP控制的PFC变换器的新颖采样算法

基于DSP控制的PFC变换器的新颖采样算法
摘要：为DSP控制的功率因数校正（PFC）变换器提出了一种新颖的采样算法，它能够很好地消除PFC电路中高频开关动作产生的振荡对数字采样的影响。尤其是当开关频率高于30kHz时，所提出的新颖采样算法能够更好地提高开关抗噪声性能。最后将此算法运用到一台2kW的PFC变换器中，实验结果证明了该算法对于分析、设计和调试所有含开关的数字采样电路均有实用参考价值。引言数字信号处理器(DSP)已经被广泛应用于通信，智能控制，运动控制等许多领域中。由于具有处理速度快、灵活、精确、可靠等特点，DSP已逐渐取代了传统的模拟控制，例如开关电源中的DC/DC变换器，PFC变换器，以及高频脉宽调制(PWM)逆变器等[1][2]。而在这些应用中，为了消除高频噪声的影响，也同时为了增加功率密度，通常要求开关频率保持在20kHz以上。如不考虑采样保持时间和模/数转换，一般的DSP芯片都能够在此频率以上工作。但这些应用场合又必须对模拟电压和电流进行采样，才能保证反馈控制的有效性。本文在传统PFC变换器控制电路的基础上，提出了一种采用DSP作为PFC的控制电路的方法，并详细分析了在平均电流模式控制下传统的单周期单采样（SSOP）的方法，最后提出了能够大大改善开关抗噪声性能的新颖采样算法。 1 基于DSP的PFC控制策略原理图1所示为PFC变换器的系统框图和DSP控制。为了获得高功率因数，采用了升压拓扑结构。乘法器是图中的关键部件，其输入信号为电压环路中电压补偿器EA1的输出电压信号和整流电压>|Vin|信号，其输出作为控制开关管的基准，与反映电感电流IL的信号进行比较，从而控制开关管的通断时间。因此，变换器必须同时对输入电流Iin，输入电压Vin和输出电压Vout采样。为了实现PFC变换器的数字控制，要求转移函数为离散表达式。为方便起见，这里首先采用拉普拉斯变换。根据图1（a），电压补偿器EA1的连续转移函数可表示为G1(s)=(Vref－Vp)/(Vv－sam－Vref)=K1＋K2/s （1）式中：K1=Rvf/Rvi；K2=1/RviCvf。考虑到第一级采样和保持效果，将式（1）变成式（2），即G1′(s)=[(1-e -TS)/s(Gs(s))]=[(1-e -TS)/s][K1+(K2/s)] （2）式中：T为开关周期。从而得到转移函数的离散表达式如式（3）所示。ΔVo(k)=ΔVo(k－1)＋K1ΔVI(k)＋ (TK2－K1)ΔVI(k－1) （3）式中：ΔVo(k)=Vref－Vp(k)； ΔVI(k)=Vv－sam(k)－Vref； k为采样序列数。从式（3）中可以清楚地看出，电压环路中电压补偿器EA1的输出电压在当前的采样周期是由它前一时刻的值和Vv－sam共同决定的，其关系式如式（4）所示。Vp(k)=Vp(k－1)－K1Vv－sam(k)－ (TK2－K1)Vv－sam(k－1)＋TK2Vref （4）同样，电流环中的补偿器EA2的转移函数也可由图1（a）得到式中：K3=RczCcz； K4=RciCcz。因此，转移函数的离散表达式为图1(b)是PFC变换器的DSP控制阶段。该阶段对3个主要电量：感应电流整流输入电压|Vin|和输出电压Vout进行采样。这些值经过采样后再被转换成数字量，参与DSP随后的计算过程。与开关频率比较而言，这3个信号中的两个电压信号就成了主要的低频信号了。这里要求感应电流最好能被瞬时地反馈，这一点在模拟控制器中是很容易实现的，而在数字信号处理中由于采样速率的限制和A/D转换使得很难满足这一要求。在实际的采样算法中，采样信号用来计算以后周期的脉冲宽度。 2 单周期单采样方法的缺陷对于一个数控的PFC来说，单周期单采样（SSOP）使控制器相对模拟PFC而言对噪声更加敏感。由于开关噪声与电流传感器有关并受其影响，在开关点上经常会出现高频振荡，而且振荡将持续在一个相当长的周期内（），这些噪声将影响系统的正常工作。最好的解决方法就是通过调整采样点避开此采样区间，即不固定点采样算法。另一方面，可采用DSP芯片来限制采样速率和A/D转换。基于上述分析，SSOP采样方法看似完美，但采用这种采样算法后又会带来新的问题，即如何在每一次开关循环中都确定一个固定的采样点，上面所提到的条件又如何在任何时间都能得到满足。在采用了SSOP方法的PFC应用中，输入电流必须跟随正弦输入电压，且输出电压必须始终为常数。占空比D从接近于1减小到最小值Dmin，而正弦交流电压相应地从零变化到峰值。如果Dmin太小的话，就不能满足SSOP算法的要求。最小占空比由式(7)给出。通常，对于一个通用输入电压的PFC变换器来说，一般将其输出电压设计在385V左右。输入电压若为110V，Dmin可以满足要求，但若为220V，Dmin就只能达到0.12～0.22，假定主电压的变化范围为10％，则Dmin将变得更低。由于D在每一个周期内从Dmin变化到1，因此，如果采样过程能够在开关导通时间内结束的话，就可能避开开关噪声的干扰。所以，功率转换开关S的导通时间便成了提高DSP控制PFC变换器开关频率的主要限制因素。 3 采样算法原理由于DSP本身具有很强的运算能力，所以，它能够通过一种新颖的采样算法来消除SSOP算法的缺陷。假定电路工作在固定频率fs（=1/T）下，开关噪声振荡保持周期为τosc，采样周期为τsam。为保证开关的抗噪声性能，必须满足以下要求： 1）在开关转换后的τosc间隔时间内不能进行采样；2）在采样的τsam间隔时间内不能进行开关转换，因为任何扰动都有可能引起采样结果发生错误。针对以上两个条件，对采样时刻D1T和D2T定义如下：D1T=τosc （8）D2T=2τosc＋τsam （9）由式（8）及式（9）可知，一旦确定τosc和τsam后，D1T和D2T的值也就确定了。此时，就可以在控制器中应用Z域的稳定性分析。经计算可得最大开关频率为 fs=1/(D2T+τsam) （10）本周期时间脉冲宽度DT是利用上一周期所获得采样值经计算得到的，再根据DT是否大于τosc＋τsam来确定采样时间是否合适。如果DT>τosc＋τsam，，D1T便是合适的采样点；如果DT<τosc＋τsam，则iL(D2T)被采样，但不能直接用iL(D2T)来计算脉宽，因为，在iL（D1T）和iL（D2T）之间存在着一定的误差(此误差可通过电流补偿环路中的积分算法来消除)。因此，必须先从iL(D2T)中求出iL(D1T)的值。这又需要考虑两种情况，分别。1）DT 在此条件下，采样点D1T和D2T分别位于开关S的导通时间和截止时间，，此时可得到式（12）及式（13）。 iL(DT)－iL(D1T)=|Vin|/L(D－D1)T （12） iL(DT)－iL(D2T)=[Vin]/L(D2－D)T （13）由式（12）及式（13）又可以得到 ΔiL2=iL(D1T)－iL(D2T) =Vout/L(D2-D)T-|Vin|/L(D2－D1)T （14）图4给出了上述转换过程的流程。通过该流程得到的值与通过SSOP方法所得到的值相等，并且它的采样数据不再受开关噪声的影响。 4 实验结果将此算法运用到一台2kW的PFC变换器中，为了提高效率并减少噪声，选择开关频率为33kHz，采用DSPTMS320F240作为控制芯片，其最大采样保持时间τsam约为1μs。开关转换后的每一个振荡周期τosc约为6μs。再根据式（8）及式（9），采样点D1T和D2T分别选在6μs和13μs处，输入和输出电压分别为交流220～240V和直流400V。图5所示为在3种不同采样模式下的感应电流波形。图6为输入电压和输入电流波形图。经测量，输入电流的总谐波失真为6.4％，功率因数为0.98。 5 结语本文提出了一种DSP控制的PFC的新颖的采样算法，它节省了大量的系统资源，这些节省的系统资源又可以用来控制DC/DC或DC/AC变换器。该方案使整个系统仅用一片DSP芯片来控制，从而大大降低了硬件的成本。本文的方法和结论对于分析、设计和调试所有含开关的数字采样电路均有实用参考价值。

基于DSP双向开关型无桥PFC变换器的研究

基于DSP双向开关型无桥PFC变换器的研究无桥PFC（Power Factor Correction）变换器是一种广泛应用于交流电源系统中的电力电子转换器，用于提高系统的功率因数和降低谐波电流的产生。

近年来，双向开关型无桥PFC变换器在该领域中得到了广泛研究和应用。

本文将对基于DSP的双向开关型无桥PFC变换器的研究进行探讨。

首先，本文将介绍无桥PFC变换器的工作原理和优势。

无桥PFC变换器通过控制开关管的导通和截止，将输入电压变换为稳定的输出电压，同时将功率因数提高至接近1，并减少谐波电流的产生。

与传统的桥式PFC变换器相比，无桥PFC变换器有更好的效率和功率因数改善能力，因此在电力电子转换器中得到了广泛应用。

其次，本文将介绍基于DSP的双向开关型无桥PFC变换器的控制方法和算法。

DSP（Digital Signal Processor）是一种专门用于数字信号处理的高性能微处理器。

通过使用DSP，可以实现对无桥PFC变换器的精确控制和调节，提高变换器的性能和稳定性。

双向开关型无桥PFC变换器具有正向和反向工作模式，可以实现双向能量流动，适用于电能质量改善等应用。

然后，本文将介绍双向开关型无桥PFC变换器的拓扑结构和电路设计。

双向开关型无桥PFC变换器由两个开关器件和两个电感器组成，其中一个电感器用于正向功率传输，另一个电感器用于反向功率传输。

通过合理设计电路参数和选择合适的开关器件，可以实现高效的功率转换和稳定的运行。

最后，本文将介绍基于DSP的双向开关型无桥PFC变换器的实验结果和性能评估。

通过实验测量，可以评估变换器的功率因数改善程度、输出电压稳定性和效率等指标。

同时，还可以通过与传统无桥PFC变换器的对比实验，验证基于DSP的双向开关型无桥PFC变换器的优势和性能。

综上所述，基于DSP的双向开关型无桥PFC变换器是一种具有较高功率因数改善能力和效率的电力电子转换器。

通过对其工作原理、控制方法和电路设计的研究，可以实现对变换器性能的优化和提升。

基于DSP的交错并联双向DCDC变换器研究的开题报告

基于DSP的交错并联双向DCDC变换器研究的开题报告一、研究背景随着现代电子技术及各种电子设备的广泛应用，直流电源的需求不断增加。

尤其在移动电源和电动车等领域，要求电源体积小、重量轻、转换效率高、运行稳定以及电池管理等特殊的功能，因此双向DCDC变换器得到了广泛的应用。

传统的双向DCDC变换器结构为转移时间长，无法满足工业应用的快速响应、智能管理的要求，而基于DSP技术的交错并联双向DCDC变换器可以通过数字化控制实现精确的电压、电流调节和快速响应等功能，因此对于电子产品的高效、智能和小型化发展具有重要意义。

二、研究内容和研究方法1. 研究内容本研究主要针对基于DSP技术的交错并联双向DCDC变换器实现精确电压、电流调节和快速响应等功能，具体研究内容如下：（1）分析交错并联双向DCDC变换器的基本原理和传统控制方法。

（2）研究DSP控制器的特性及控制方法，并设计相应的控制算法。

（3）通过MATLAB/Simulink软件建立交错并联双向DCDC变换器的模型进行仿真分析，评估控制算法的性能。

（4）实现基于DSP技术的交错并联双向DCDC变换器的硬件电路，并进行调试与测试。

（5）在实际应用环境下进行测试，并对实验结果进行分析和总结。

2. 研究方法本研究采取以下方法：（1）文献资料法：通过查阅国内外相关文献和资料，全面了解交错并联双向DCDC变换器的基本原理和控制技术。

（2）仿真分析法：利用MATLAB/Simulink软件建立交错并联双向DCDC变换器的仿真模型，对不同的控制算法进行分析和评估。

（3）实验研究法：设计实际硬件电路，通过对实验数据进行分析和总结，验证和确认交错并联双向DCDC变换器的性能和实用价值。

三、研究意义和研究成果1. 研究意义（1）基于DSP技术的交错并联双向DCDC变换器可以实现数字化控制，具有精准的电压、电流调节和快速响应，满足工业应用的要求。

（2）研究交错并联双向DCDC变换器的控制算法，有利于提高电子产品的能效和可靠性，推进数字化控制技术的发展。

基于DSP双逆变变极性电源的控制系统的开题报告

基于DSP双逆变变极性电源的控制系统的开题报告一、研究背景与意义目前，随着工业自动化的不断发展，在各个领域中，电力电子技术得到越来越广泛的应用。

双逆变变极性电源是一种新型的电力电子器件，它具有高效率、高精度和高可靠性等优点，在电力电子领域中具有极高的应用价值。

本研究基于DSP双逆变变极性电源的控制系统，旨在探究其在工业控制领域中的应用，并对电力电子技术的研究提供有力支持。

二、研究目标和内容本研究的目标是建立一套基于DSP双逆变变极性电源的控制系统，实现其在工业控制领域中的应用。

具体内容包括：1. 详细介绍双逆变变极性电源的基本原理和特点；2. 设计双逆变变极性电源的脉宽调制（PWM）控制策略；3. 建立基于DSP的双逆变变极性电源控制系统，设计控制算法；4. 对控制系统进行仿真和实验验证，分析控制效果和性能优化。

三、研究方法和技术1. 研究方法本研究采用文献资料法、仿真模拟法和实验方法相结合的方式，全面深入地进行控制系统设计、性能分析和实验验证。

2. 研究技术本研究主要涉及电力电子技术、控制理论和数字信号处理技术等方面，具体技术如下：1) 双逆变变极性电源的基本原理和特点；2) 数字信号处理（DSP）技术；3) 脉宽调制（PWM）技术；4) 控制算法和性能优化技术。

四、研究预期结果本研究的预期结果如下：1. 建立一套基于DSP双逆变变极性电源的控制系统；2. 实现控制系统的仿真和实验验证，并进行性能分析和性能优化；3. 探究双逆变变极性电源在工业控制领域中的应用价值；4. 对电力电子技术在实际工程中的应用提供参考和支持。

五、研究难点本研究的难点主要集中在以下几个方面：1. 双逆变变极性电源的控制策略设计；2. 控制算法的建立和性能优化；3. DSP控制系统的设计和实现。

六、研究进度安排本研究预计完成时间为1年，进度安排如下：第1-3个月：文献资料收集和分析；第4-6个月：双逆变变极性电源PWM控制策略的设计和仿真；第7-9个月：基于DSP的控制系统设计；第10-12个月：实验验证、性能分析和性能优化。

基于双DSP的双PWM变频器控制系统[发明专利]

(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201711185489.4(22)申请日 2017.11.23(71)申请人成都红宇时代科技有限公司地址 610100 四川省成都市成都经济技术开发区（龙泉驿区）星光中路4号(72)发明人陈魏　凌前武　林建　(51)Int.Cl.H02M 5/458(2006.01)(54)发明名称基于双DSP的双PWM变频器控制系统(57)摘要本发明涉及一种变频器控制系统，具体涉及一种基于双DSP的双PWM变频器控制系统，包括DSP1、DSP2和CPLD，所述DSP1和DSP2通过双口RAM进行交互，所述DSP1和DSP2均与所述CPLD连接，所述CPLD输出的PWM信号引入电平转换芯片74ACT245，所述DSP1、DSP2均连接有采样调理电路、比较电路、模数转换电路、数模转换电路、数字电路和通信电路；采用本发明技术方案的基于双DSP的双PWM变频器控制系统，可以满足双PWM变频器不同控制算法对控制板的硬件需求，同时兼顾其通用性。

权利要求书1页说明书2页附图1页CN 109831101 A 2019.05.31C N 109831101A1.基于双DSP的双PWM变频器控制系统，其特征在于：包括DSP1、DSP2和CPLD，所述DSP1和DSP2通过双口RAM进行交互，所述DSP1和DSP2均与所述CPLD连接，所述CPLD输出的PWM信号引入电平转换芯片74ACT245，所述DSP1、DSP2均连接有采样调理电路、比较电路、模数转换电路、数模转换电路、数字电路和通信电路。

2.根据权利要求1所述的基于双DSP的双PWM变频器控制系统，其特征在于：所述双口RAM采用8k ×16位的双口RAM。

3.根据权利要求1所述的基于双DSP的双PWM变频器控制系统，其特征在于：所述DSP1、DSP2均采用TMS320F2812。

基于DSP控制的有源箝位双串联LC谐振变换器研究

第４３卷第３期２０２０年６月电子器件ＣｈｉｎｅｓｅＪｏｕｒｎａｌｏｆＥｌｅｃｔｒｏｎＤｅｖｉｃｅｓＶｏｌ４３㊀Ｎｏ３Ｊｕｎｅ２０２０收稿日期:２０１９－０６－１０㊀㊀修改日期:２０１９－１０－２４ＲｅｓｅａｒｃｈｏｎＡｃｔｉｖｅ￣ＣｌａｍｐｅｄＤｕａｌＳｅｒｉｅｓＬＣＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒＢａｓｅｄｏｎＤＳＰＣｏｎｔｒｏｌＬＩＵＱｉｎｇ１ꎬＪＩＢａｏｊｉａｎ１ꎬ２∗ꎬＬＩＪｕｎ１ꎬＨＯＮＧＦｅｎｇ３(１.ＣｏｌｌｅｇｅｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａｎｄＣｏｎｔｒｏｌＳｃｉｅｎｃｅꎬＮａｎｊｉｎｇＴＥＣＨＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙꎬＮａｎｊｉｎｇ２１１８１６ꎬＣｈｉｎａꎻ２.ＣｏｌｌｅｇｅｏｆＡｕｔｏｍａｔｉｏｎꎬＮａｎｊｉｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙꎬＮａｎｊｉｎｇ２１００９４ꎬＣｈｉｎａꎻ３.ＣｏｌｌｅｇｅｏｆＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｎｄＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇꎬＮａｎｊｉｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＡｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ＆ＡｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓꎬＮａｎｊｉｎｇ２１００１６ꎬＣｈｉｎａ)Ａｂｓｔｒａｃｔ:Ａｎａｃｔｉｖｅ￣ｃｌａｍｐｅｄｄｕａｌｓｅｒｉｅｓＬＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｃｏｎｔｒｏｌｆｏｒｔｈｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌａｃｔｉｖｅ￣ｃｌａｍｐｅｄｆｏｒｗａｒｄｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄ.ＯｎｔｈｅｂａｓｉｓｏｆＺＶＳ(ｚｅｒｏ￣ｖｏｌｔａｇｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇ)ｏｆｐｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈｔｕｂｅꎬｈｉｇｈＤＣ－ＤＣｇａｉｎａｎｄＺＣＳ(ｚｅｒｏ￣ｃｕｒｒｅｎｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇ)ｏｆｒｅｃｔｉｆｉｅｒｄｉｏｄｅａｒｅｒｅａｌｉｚｅｄｂｙｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒꎬｓｏｔｈａｔｔｈｅｌｏｓｓｉｓｒｅｄｕｃｅｄ.Ｍｅａｎｗｈｉｌｅꎬｄｕｅｔｏｔｈｅｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｆｕｌｌｃｙｃｌｅｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｅｎｅｒｇｙｔｒａｎｓｆｅｒｒｉｎｇｔｏｔｈｅｌｏａｄꎬｔｈｅｕｔｉｌｉｚａｔｉｏｎｒａｔｅｏｆｔｈｅｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｃｏｒｅｉｓｉｎｃｒｅａｓｅｄꎬａｎｄｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｉｓｆｕｒｔｈｅｒｉｍｐｒｏｖｅｄ.Ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｏｆｓｉｎｇｌｅｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒａｎｄｎｏｎ￣ｏｕｔｐｕｔｆｉｌｔｅｒｉｎｄｕｃｔｏｒꎬｃｏｍｂｉｎｅｄｗｉｔｈＤＳＰｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙꎬｒｅｄｕｃｅｓｔｈｅｗｅｉｇｈｔａｎｄｖｏｌｕｍｅｏｆｔｈｅｗｈｏｌｅｍａｃｈｉｎｅａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｓｔｈｅｐｏｗｅｒｄｅｎｓｉｔｙ.Ｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒꎬｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅꎬｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙａｎｄｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃｏｎｄｉｔｉｏｎｏｆｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｒｅａｎａｌｙｚｅｄｉｎｄｅｔａｉｌꎬａｌｓｏｔｈｅｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓｏｆｔｈｅｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌａｎａｌｙｓｉｓｉｓｖｅｒｉｆｉｅｄｂｙｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ.Ｋｅｙｗｏｒｄｓ:Ａｃｔｉｖｅ￣ｃｌａｍｐꎻｄｕａｌｓｅｒｉｅｓＬＣｒｅｓｏｎａｎｔꎻｓｏｆｔ￣ｓｗｉｔｃｈꎻＤＳＰＥＥＡＣＣ:１２９０Ｂꎻ１１００㊀㊀㊀㊀ｄｏｉ:１０.３９６９/ｊ.ｉｓｓｎ.１００５－９４９０.２０２０.０３.０１５基于ＤＳＰ控制的有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器研究刘㊀青１ꎬ嵇保健１ꎬ２∗ꎬ李㊀俊１ꎬ洪㊀峰３(１.南京工业大学电气工程与控制科学学院ꎬ南京２１１８１６ꎻ２.南京理工大学自动化学院ꎬ南京２１００９４ꎻ３.南京航空航天大学电子信息工程学院ꎬ南京２１００１６)摘㊀要:针对传统有源箝位正激变换器ꎬ本文提出了一种有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器ꎮ基于功率开关管ＺＶＳ(零电压开关)ꎬ该变换器实现了ＤＣ－ＤＣ高增益和整流二极管ＺＣＳ(零电流开关)ꎬ降低了损耗ꎮ同时ꎬ该变换器对负载提供全周期连续能量传递ꎬ提高了变压器磁芯的利用率ꎬ进一步提高了效率ꎮ单变压器和无输出滤波电感的设计ꎬ配合ＤＳＰ控制策略ꎬ缩小了整机的重量和体积ꎬ提高了功率密度ꎮ本文详细分析了该变换器的工作原理㊁控制策略和软开关条件ꎬ并通过实验验证了理论分析的正确性ꎮ关键词:有源箝位ꎻ双串联ＬＣ谐振ꎻ软开关ꎻＤＳＰ中图分类号:ＴＭ１３㊀㊀㊀㊀文献标识码:Ａ㊀㊀㊀㊀文章编号:１００５－９４９０(２０２０)０３－０５５２－０６㊀㊀随着新型电力电子技术和新器件的发展ꎬ隔离式高增益升压变换器在光伏新能源和工业用高压电源设备等领域受到更加密切的关注ꎮ为满足高要求场合和广阔市场需求ꎬ变换器愈加趋于高效率化㊁高功率化和高密度化ꎮ针对更高效率和更高功率密度的变换器ꎬ拓扑的改进和控制方式的优化迎来挑战ꎮ软开关技术的提出ꎬ降低了功率器件开通和关断的电压电流尖峰应力ꎬ减小了高频损耗ꎬ因此成为高效率拓扑结构之一ꎮ文献[１]提出了一种有源箝位正反激变换器ꎬ变压器一次侧功率开关管ＺＶＳ的实现大大提高了效率ꎬ但是其变压器二次侧整流二极管没有实现软开关ꎮ文献[２]提出了一种基于推挽结构的副边串联ＬＣ谐振变换器ꎬ实现了全周期连续的能量传递ꎬ但是其功率开关管的电压应力较大ꎬ增加了功率器件的成本ꎮ文献[３]提出了一种高压双串联谐振ＤＣ－ＤＣ拓扑结构ꎬ实现了较高的电压增益ꎬ但是其功率开关管数量过多ꎬ控制方式较为复杂ꎬ不易实现ꎮ文献[４]提出一种高性能ＤＣ－ＤＣ电源拓扑结构ꎮ文献[５－１０]基于有源箝位拓扑结构ꎬ研制了几种软开关高增益变换器ꎮ文献[１１]提出一种有源箝位双变压器双串联谐振拓扑结构ꎬ实现了全部功率开关管ＺＶＳ和整流二极管ＺＣＳꎬ但是双变压器的设计降低了磁芯的利用率ꎬ增加了磁芯损耗ꎮ文献[１２]提出一种有源箝位电流型ＤＣ/ＤＣ变换器ꎬ旨在解决变压器二次侧整流二极管软开关问题ꎮ文献[１３]提出了一种多谐振ＬＣ拓扑结构ꎬ实现了功率开关管的ＺＶＳꎮ文献[１４]提出一种原副边均谐振的有源箝位拓扑ꎬ但是其原副边谐振参数不便于设计ꎬ软开关满足条件较为苛刻ꎮ结合上述研究ꎬ本文提出了一种基于ＤＳＰ控制第３期刘㊀青ꎬ嵇保健等:基于ＤＳＰ控制的有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器研究㊀㊀的有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器ꎮ单变压器和副边双串联的结构ꎬ既保证了变压器磁芯的正常复位ꎬ也实现了全周期连续的能量传递ꎬ减小了样机的体积ꎮ全部功率开关管ＺＶＳ和整流二极管ＺＣＳ软开关的实现ꎬ降低了功率器件的应力ꎬ提高了变换器的效率ꎮ与此同时ꎬ该变换器使用ＤＳＰ控制ꎬ简化了硬件电路ꎬ提高了系统的精确性和稳定性ꎮ图２㊀有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器模态分析图１㊀原理分析１.１㊀拓扑结构图１为有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器主电路拓扑以及电压㊁电流参考正方向ꎮ该拓扑包含一个副边带中心抽头的变压器Ｔꎬ原副边匝比为ＮｐʒＮｓ１ʒＮｓ２ꎬｎ＝Ｎｓ１/Ｎｐ＝Ｎｓ２/Ｎｐꎬ原边两个功率开关管Ｓ１㊁Ｓ２ꎬ其寄生电容为ＣＳ１㊁ＣＳ２ꎬ反并联二极管为ＤＳ１㊁ＤＳ２ꎬ励磁电感Ｌｍꎬ副边漏感与外加电感构成等效串联谐振电感Ｌｒ１㊁Ｌｒ２ꎬ串联谐振电容为Ｃｒ１㊁Ｃｒ２ꎬ副边整流功率二极管Ｄ１㊁Ｄ２ꎬ输出滤波电容Ｃｏꎬ负载Ｒｏꎮ本文定义ｖｇｓ１㊁ｖｇｓ２为功率开关管Ｓ１㊁Ｓ２的驱动电图１㊀有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器压ꎬｖｄｓ１㊁ｖｄｓ２为功率开关管Ｓ１㊁Ｓ２的漏源电压ꎬｉｐ为变压器原边电流ꎬｉｍ为变压器励磁电流ꎬｉ１㊁ｉ２为变压器副边电流ꎮ为简化分析ꎬ假定所有元器件都是理想的ꎬ并且输出滤波电容Ｃｏ和箝位电容Ｃｃ足够大ꎮ１.２㊀工作模态在ｔ＝ｔ０之前ꎬ功率开关管Ｓ１㊁Ｓ２均处于关断状态ꎬ箝位电容Ｃｃ上的电压为ＶＣｃ＝ＤＶｉ/(１－Ｄ)ꎬ流经Ｃｃ的电流ｉＣｃ＝０ꎮ在一个开关周期ꎬ变换器分成６种工作模式:模态１[ｔ０~ｔ１]㊀等效电路如图２(ａ)所示ꎮ在３５５电㊀子㊀器㊀件第４３卷ｔ０时刻ꎬ开关管Ｓ１的驱动电压变为高电平ꎬ变压器一次侧电流流经Ｓ１的反并联寄生体二极管ＤＳ１ꎬ加在变压器原边绕组Ｎｐ两端的电压为Ｖｉꎬ此时变压器磁芯由正向励磁ꎬ原边电流ｉｐ和励磁电流ｉｍ从第３象限的某值向第１象限过渡并持续增加ꎬ变压器副边电流ｉ１和ｉ２为负值并持续增加ꎬ串联谐振电容电压ｖＣｒ１和ｖＣｒ２逐渐下降ꎮ此阶段ꎬ副边绕组Ｎｓ２与第２组串联谐振电路Ｌｒ２㊁Ｃｒ２为负载提供能量ꎬ副边绕组Ｎｓ１与第１组串联谐振电路Ｌｒ１㊁Ｃｒ１经整流二极管Ｄ１构成谐振回路ꎬ该模态直到ｉ１＝ｉ２＝０结束ꎮｉｍ(ｔ)＝ｉｍ(ｔ０)＋ＶｉＬｍ(ｔ－ｔ０)模态２[ｔ１~ｔ２]㊀等效电路如图２(ｂ)所示ꎮ在ｔ１时刻ꎬｉ１＝ｉ２＝０ꎬ整流二极管Ｄ２满足ＺＣＳ导通条件ꎮ此阶段ꎬ二极管Ｄ１反偏截止ꎬ二极管Ｄ２正偏导通ꎬ副边电流ｉ１和ｉ２为正值并持续增加ꎬ变压器一次侧励磁电流ｉｍ逐渐上升ꎬ谐振电容电压ｖＣｒ１和ｖＣｒ２由最低值开始上升ꎮ副边绕组Ｎｓ１与第１组串联谐振电路Ｌｒ１㊁Ｃｒ１为负载提供能量ꎬ副边绕组Ｎｓ２与第２组串联谐振电路Ｌｒ２㊁Ｃｒ２经整流二极管Ｄ１构成谐振回路ꎮｉ１(ｔ)＝ｎＶｉ－Ｖｏ－ｖＣｒ１(ｔ１)Ｚ１ｓｉｎ(ω１(ｔ－ｔ１))ｖＣｒ１(ｔ)＝(ｎＶｉ－Ｖｏ)－[(ｎＶｉ－Ｖｏ－ｖＣｒ１(ｔ１))ｃｏｓ(ω１(ｔ－ｔ１))]ｉ２(ｔ)＝ｎＶｉ－ｖＣｒ２(ｔ１)Ｚ２ｓｉｎ(ω２(ｔ－ｔ１))ｖＣｒ２(ｔ)＝ｎＶｉ－[(ｎＶｉ－ｖＣｒ２(ｔ１))ｃｏｓ(ω２(ｔ－ｔ１))]式中:ω１＝１/Ｌｒ１Ｃｒ１ꎬＺ１＝Ｌｒ１/Ｃｒ１ꎬω２＝１/Ｌｒ２Ｃｒ２ꎬＺ２＝Ｌｒ２/Ｃｒ２ꎮ模态３[ｔ２~ｔ３]㊀等效电路如图２(ｃ)所示ꎮ在ｔ２时刻ꎬ开关管Ｓ１驱动信号变为低电平ꎬＳ１进入关断步骤ꎬ由于Ｓ１寄生电容ＣＳ１的存在ꎬ其两端电压ｖｄｓ１＝０ꎬ因此Ｓ１实现ＺＶＳ关断ꎮ此时变压器副边的绕组折算到原边的电流和励磁电流ｉｍ同时给Ｓ１的寄生电容ＣＳ１充电ꎬ因此寄生电容两端电压ｖｄｓ１从零开始上升ꎬ在ｔ３时刻上升到Ｖｉ＋ＶＣｃꎮ模态４[ｔ３~ｔ４]㊀等效电路如图２(ｄ)所示ꎮ在ｔ３时刻ꎬＣＳ１的电压ｖｄｓ１上升到Ｖｉ＋ＶＣｃ时ꎬ开关管Ｓ２的反并联二极管ＤＳ２正偏ꎬ励磁电流流经ＤＳ２ꎬ开关管Ｓ２两端的电压Ｖｄｓ２＝０ꎬ开关管Ｓ１两端的电压ｖｄｓ１被箝位在Ｖｉ＋ＶＣｃꎬ加在变压器原边的电压为－ＶＣｃꎮ此阶段ꎬ励磁电流ｉｍ开始下降ꎬ变压器磁芯开始复位ꎬ变压器副边谐振电流ｉ１和ｉ２仍为正值并持续下降ꎬ谐振电容电压ｖＣｒ１和ｖＣｒ２逐渐上升ꎮ由于ｔ３时刻ＤＳ２导通ꎬ将Ｓ２两端电压箝位于零ꎬ此时开通开关管Ｓ２ꎬ即可实现Ｓ２的ＺＶＳ开通ꎮｉｍ(ｔ)＝ｉｍ(ｔ３)－ＶＣｃＬｍ(ｔ－ｔ３)模态５[ｔ４~ｔ５]㊀等效电路如图２(ｅ)所示ꎮ在ｔ４时刻ꎬｉ１和ｉ２下降到零ꎬ整流二极管Ｄ１满足ＺＣＳ导通条件ꎬ谐振电容电压ｖＣｒ１和ｖＣｒ２上升到最大值并开始下降ꎮ二极管Ｄ２截止ꎬ二极管Ｄ１正偏ꎮ副边绕组Ｎｓ２与第２组串联谐振电路Ｌｒ２㊁Ｃｒ２为负载提供能量ꎬ副边绕组Ｎｓ１与第１组串联谐振电路Ｌｒ１㊁Ｃｒ１经整流二极管Ｄ１构成谐振回路ꎮ此阶段ꎬ励磁电流ｉｍ下降到零ꎬ并反向增加ꎮｉ１(ｔ)＝－ｎＶＣｃ－ｖＣｒ１(ｔ４)Ｚ１ｓｉｎ(ω１(ｔ－ｔ４))ｖＣｒ１(ｔ)＝－ｎＶＣｃ－[(－ｎＶＣｃ－ｖＣｒ１(ｔ４))ｃｏｓ(ω１(ｔ－ｔ４))]ｉＣｒ２(ｔ)＝Ｖｏ－ｎＶＣｃ－ｖＣｒ２(ｔ４)Ｚ２ｓｉｎ(ω２(ｔ－ｔ４))ｖＣｒ２(ｔ)＝Ｖｏ－ｎＶＣｃ－[(Ｖｏ－ｎＶＣｃ－ｖＣｒ２(ｔ４))ｃｏｓ(ω２(ｔ－ｔ４))]模态６[ｔ５~ｔ６]㊀等效电路如图２(ｆ)所示ꎮ在ｔ５时刻ꎬ关断开关管Ｓ２ꎬ由于箝位电容Ｃｃ和寄生电容ＣＳ２的存在ꎬＳ２两端电压不能突变ꎬ所以Ｓ２实现ＺＶＳ关断ꎮ此阶段ꎬＳ１和Ｓ２均处于关断状态ꎬＳ２的寄生电容ＣＳ２被充电ꎬ励磁电感Ｌｍ与Ｓ１的寄生电容ＣＳ１再次谐振ꎬＣＳ１放电ꎬｖｄｓ１从Ｖｉ＋ＶＣｃ谐振下降ꎬ励磁电流ｉｍ反向减小ꎮ在ｔ６时刻ꎬｖｄｓ１下降到零ꎬＳ１的体二极管ＤＳ１导通ꎬｖｄｓ１被箝位在零ꎬ为下个周期开关管Ｓ１的ＺＶＳ开通创造了条件ꎮ有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器的关键波形如图３所示ꎮ图３㊀有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器关键波形图４５５第３期刘㊀青ꎬ嵇保健等:基于ＤＳＰ控制的有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器研究㊀㊀２㊀数字控制实现的分析２.１㊀控制策略图４为有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器控制策略图ꎬ误差放大器将输出电压Ｖｏ成比例采样到的电压Ｖｆ与给定的基准电压Ｖｒｅｆ进行比较ꎬ经比例积分调节电路产生误差信号Ｖｅꎬ再与固定频率的三角波Ｖｔｒｉ比较ꎬ从而获得ＰＷＭ驱动信号ꎬ设置合理的驱动死区并隔离驱动ꎬ最终生成带死区的互补驱动信号Ｓ１和Ｓ２ꎬ控制开关管的导通和关断ꎬ使输出电压稳定ꎮ图４㊀有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器控制策略图２.２㊀数字控制的实现图５为有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器数字控制框图ꎬ本文使用的ＤＳＰ数字控制芯片ＴＭＳ３２０Ｆ２８３３５ꎮ由采样得到的电压经芯片ＡＤ７６５６进行Ａ/Ｄ模数转换ꎬ转换后的数字信号送入ＤＳＰ芯片进行数字处理ꎬ再经数字ＰＩ调节器进行算法运算ꎬ最后通过ＥＰＷＭ模块生成带死区的驱动信号ꎬ控制开关管的通断状态ꎬ从而实现闭环调节ꎮ图５㊀有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器数字控制框图３㊀特性分析３.１㊀输出电压Ｖｏ与输入电压Ｖｉ的关系该变换器对负载提供全周期连续的能量传递ꎬ输出电压分为两部分ꎮ第１部分ꎬ当主开关管Ｓ１导通时ꎬ输入电压源Ｖｉ经变压器为负载供能ꎬ即电压增益为ｎꎻ第２部分ꎬ当箝位开关管Ｓ２导通时ꎬ箝位电压源ＶＣｃ经变压器为负载供能ꎬ即电压增益为ｎＤ/(１－Ｄ)ꎮ因此ꎬ该变换器输出电压与输入电压的关系为:ＶｏＶｉ＝ｎ＋ｎＤ１－Ｄ＝ｎ１－Ｄ３.２㊀软开关分析开关管Ｓ１㊁Ｓ２的关断都是在各自寄生电容作用下以软开关方式完成的ꎬＳ２能够通过反并联二极管ＤＳ２实现ＺＶＳ开通ꎬ但是Ｓ１必须合理设计变压器的励磁电感Ｌｍ来实现ＺＶＳ开通ꎮ在Ｓ１㊁Ｓ２均处于关断状态下ꎬ励磁电感Ｌｍ与Ｓ１的寄生电容ＣＳ１谐振ꎬ励磁电感Ｌｍ储存的磁场能量大于寄生电容ＣＳ１的电场能量ꎬ即:１２ＬｍＩ２ｍꎬｍａｘȡ１２ＣＳ１Ｖ２ｉꎬｍａｘ式中:Ｉｍꎬｍａｘ为励磁电流ｉｍ的最大值ꎮＬｍ满足上述条件方可保证寄生电容ＣＳ１两端电压Ｖｄｓ１在Ｓ１开通之前降为零ꎬ从而实现Ｓ１的ＺＶＳ软开关ꎮ３.３㊀占空比限制由分析可知ꎬ主开关管Ｓ１的导通时间ＤＴｓ与箝位开关管Ｓ２的导通时间(１－Ｄ)Ｔｓ必须同时大于二分之一个谐振周期Ｔｒꎬ否则整流二极管Ｄ１㊁Ｄ２无法实现ＺＣＳ关断ꎮ为方便分析ꎬ不妨假设Ｌｒ＝Ｌｒ１＝Ｌｒ２ꎬＣｒ＝Ｃｒ１＝Ｃｒ２ꎬ即谐振频率ωｒ＝１/ＬｒＣｒꎮ因此ꎬ占空比Ｄ必须满足:πωｒＴｓ<Ｄ<１－πωｒＴｓ４㊀实验验证搭建了一台３８０Ｖ/３００Ｗ实验样机ꎬ具体参数为:输入电压Ｖｉ＝２０Ｖ~３０Ｖꎬ输出电压Ｖｏ＝３８０Ｖꎬ输出额定功率３００Ｗꎬ开关频率ｆｓ＝８０ｋＨｚꎬ最大占空比Ｄｍａｘ＝０.６ꎬ变压器原副边匝数Ｎｐ:Ｎｓ１:Ｎｓ２＝３ʒ２４ʒ２４ꎬ励磁电感Ｌｍ＝３５μＨꎬ副边漏感１８μＨ与１６μＨꎬ功率开关管Ｓ１㊁Ｓ２型号为ＩＲＦＰ２５０(２００Ｖ/３３Ａ)ꎬ整流二极管型号Ｄ１㊁Ｄ２为ＨＦＡ２５ＴＢ６０(６００Ｖ/２５Ａ)ꎬ箝位电容Ｃｃ＝４μＦꎬ副边等效串联谐振电感Ｌｒ１＝Ｌｒ２＝１８μＨꎬ谐振电容Ｃｒ１＝Ｃｒ２＝０.１μＦꎬ输出滤波电容Ｃｏ＝４７０μＦꎮ图６(ａ)㊁６(ｂ)和６(ｃ)分别为输入电压Ｖｉ＝２０Ｖ㊁２５Ｖ和３０Ｖ的实验波形ꎬＶｉ＝２０Ｖ时ꎬ输出电压Ｖｏ＝３８０Ｖꎬ随着Ｖｉ的升高ꎬ占空比Ｄ的调节使输出电压保持恒定ꎬ从而实现了闭环ꎮ图７(ａ)和７(ｂ)分别为有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器轻载和满载时的输出电压波形ꎮ图８(ａ)和８(ｂ)分别为变换器满载工作时ꎬ功率开关管Ｓ１和Ｓ２的Ｖｇｓ㊁Ｖｄｓ波形ꎮ图９(ａ)和９(ｂ)分别为变换器满载工作时ꎬ整流二极管Ｄ１和Ｄ２的ｉＤ㊁ＶＤ波形ꎮ由图８和图９所知ꎬ该变换器原边开关５５５电㊀子㊀器㊀件第４３卷管实现了ＺＶＳꎬ副边整流二极管实现了ＺＣＳꎮ图１０(ａ)为第１组串联谐振的谐振电感电流ｉ１和谐振电容电压ｖＣｒ１ꎬ图１０(ｂ)为第２组串联谐振的谐振电感电流ｉ２和谐振电容电压ｖＣｒ２ꎬ与理论波形相同ꎬ从而验证了理论分析的正确性ꎮ图１１为变换器轻载和满载下效率随输入电压变化的曲线图ꎬ在整个输入电压范围内变换器均能达到较高效率ꎮ图７㊀变换器轻载和满载时的实验波形图图６㊀Ｖｉ＝２０Ｖ㊁２５Ｖ和３０Ｖ时的实验波形图图８㊀开关管Ｓ１和Ｓ２的Ｖｇｓ㊁Ｖｄｓ波形图图９㊀二极管Ｄ１和Ｄ２的ｉＤ㊁ＶＤ波形图图１０㊀串联谐振的谐振电感电流和谐振电容电压６５５第３期刘㊀青ꎬ嵇保健等:基于ＤＳＰ控制的有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器研究㊀㊀图１１㊀输入电压变化的效率曲线图５㊀总结本文研究了有源箝位双串联ＬＣ谐振变换器ꎬ详细分析了该变换器的工作原理和软开关实现条件ꎬ并通过实验验证ꎮ分析结果表明ꎬ该变换器具有以下优点:(１)功率开关管和整流二极管均实现软开关ꎬ降低了损耗ꎻ(２)具备较高的ＤＣ－ＤＣ增益ꎬ减少了变压器匝数ꎬ降低了变压器漏感ꎬ降低了开关管与二极管电压电流尖峰应力ꎻ(３)单变压器和无输出滤波电感的设计ꎬ配合ＤＳＰ控制策略ꎬ减小了整机的体积ꎬ降低了成本ꎮ参考文献:[１]㊀钱彬.适合中小功率的高效隔离型升压变换器研究[Ｄ].南京:南京航空航天大学ꎬ２０１６.[２]朱本玉.副边ＬＣ谐振ＤＣ－ＤＣ变换器的研究[Ｄ].南昌:华东交通大学ꎬ２０１５.[３]高文ꎬ施胜丹ꎬ王小红ꎬ等.高压大功率双串联谐振多级电压式ＤＣ－ＤＣ变换器的研究[Ｊ].高压电器ꎬ２０１４ꎬ５０(３):５０－５７.[４]王宁ꎬ蒋亚东.一种高性能ＤＣ/ＤＣ变换器的分析设计[Ｊ].传感技术学报ꎬ２００６ꎬ１９(５):１５８８－１５９０.[５]ＡｍｉｒＴａｈａｖｏｒｇａｒꎬＪｏｈｎＥＱｕａｉｃｏｅ.ＡＤｕａｌＳｅｒｉｅｓ￣ＲｅｓｏｎａｎｔＤＣ－ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒ[Ｊ].ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓꎬ２０１７ꎬ３２(５):３７０８－３７１８.[６]ＳｕｎｇｈｏＳｏｎꎬＯｓｃａｒＡｎｄｒᶄｅｓＭｏｎｔｅｓꎬＡｄｒｉ｀ａＪｕｎｙｅｎｔ￣Ｆｅｒｒᶄꎬｅｔａｌ.ＨｉｇｈＳｔｅｐ￣ＵｐＲｅｓｏｎａｎｔＤＣ/ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＢａｌａｎｃｅｄＣａｐａｃｉｔｏｒＶｏｌｔａｇｅｆｏｒＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍｓ[Ｊ].ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓꎬ２０１９ꎬ３４(５):４３７５－４３８７.[７]章治国.隔离型高增益正反激变换器拓扑与控制研究[Ｄ].重庆:重庆大学ꎬ２０１５.[８]林磊明ꎬ许建平ꎬ陈一鸣ꎬ等.一种宽范围ＺＶＳ定频ＬＣＣ谐振变换器设计[Ｊ].中国电机工程学报ꎬ２０１８ꎬ３８(１６):４８４６－４８５４.[９]郭冠亚ꎬ马瑜ꎬ谢小高ꎬ等.一种有源箝位正反激变换器的研究[Ｊ].机电工程ꎬ２００８ꎬ２５(６):６０－６２.[１０]吴限ꎬ王强ꎬ蒋云杨.准谐振正激变换器零电压开关设计[Ｊ].微电子学ꎬ２０１５ꎬ４５(４):４９２－４９６.[１１]ＬｉｎＢＲꎬＨｕａｎｇＹＳꎬＣｈｅｎＪＪ.ＳｏｆｔＳｗｉｔｃｈｉｎｇＡｃｔｉｖｅ￣ＣｌａｍｐｅｄＤｕａｌ￣ＳｅｒｉｅｓＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ[Ｊ].ＩＥＴＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎꎬ２０１０ꎬ３(５):７６４－７７３.[１２]贺根华ꎬ祁承超ꎬ柳鑫ꎬ等.一种有源箝位电流型ＤＣ/ＤＣ变换器的设计[Ｊ].空军预警学院学报ꎬ２０１８ꎬ３２(５):３７２－３８０.[１３]李微ꎬ王议锋ꎬ韩富强ꎬ等.一种隔离型三端口双向ＬＣＬＣ多谐振直流变换器[Ｊ].电工技术学报ꎬ２０１８ꎬ３３(１４):３２３１－３２４４.[１４]郭威.原副边谐振的有源箝位反激式电源研究[Ｄ].哈尔滨:哈尔滨工业大学ꎬ２０１８.刘㊀青(１９９４－)ꎬ男ꎬ汉族ꎬ江苏扬州人ꎬ南京工业大学硕士在读ꎬ研究方向为电力电子功率变换器ꎬＬ＿ｉｕＱｉｎｇ＠１６３.ｃｏｍꎻ嵇保健(１９８１－)ꎬ男ꎬ博士ꎬ南京理工大学副教授ꎬ研究方向为电力电子功率变换器㊁多电平技术㊁新能源发电技术ꎬｊｉ＿ｂａｏｊｉａｎ＠１２６.ｃｏｍꎻ㊀李㊀俊(１９７２－)ꎬ男ꎬ博士ꎬ南京工业大学副教授ꎬ主要研究方向为电能质量和电源技术ꎬｊ２６２４０２＠１６３.ｃｏｍꎮ７５５。

基于DSP的双FedWind发电系统电网侧PWM变换器的研究

基于DSP的双FedWind发电系统电网侧PWM变换器的研究摘要:电网侧变换器双馈风力发电系统，是本文的研究对象。

首先本文分析了电网侧变流器的关键问题。

在关键问题的基础上我们提出了一个新的基于DSP的电网侧变流器的实现方法。

本文建立了双馈电机的数学模型和dq坐标电网侧变流器的数学模型，基于PWM变换器的数学模型，控制策略及电网侧的目标提出。

控制系统的软件设计详细解释，包括总体结构，流程图，还有在控制策略的实现过程中的细节问题。

我们为11千瓦双馈风力仿真平台建成发电系统。

基于该平台，为电网侧变流器进行了实验。

实验结果充分证明了控制策略的有效性和满意的控制性能已经达到。

并且，文中给出实验波形。

关键词：双馈风力发电，DSP，电网侧变流器一、导言随着日益紧张的能源供应，可再生能源发电技术，吸引了世界的目光。

双馈风力发电系统以其优越的性能越来越关注。

转换为转子提供合适的激励电流发生器，这是一个双馈风力发电系统的关键组成部分。

参考文献[1][2][3][4]分析了它的控制模型。

本文结合上述文献与各自的优势和缺点。

基于对他们提出一个新的基于DSP 的双馈风力发电系统在电网侧变流器的实现方法。

电网侧PWM变换器双馈风力发电系统，是本文的研究对象。

首先，本文建立的数学模型，对电网侧变流器的控制目标进行了分析。

基于PWM变换器的数学模型和控制目标，控制策略及电网侧的目标被提出。

最后，软件设计由DSP控制战略的实施。

建立11千瓦双馈风力发电系统的仿真平台，基于该平台，为电网侧变流器进行了实验。

实验结果充分证明了电网侧变流器，双程能量流的要求相匹配。

直流侧电压和电网侧电流的闭环控制，可以实现。

此外，在电网侧的单位功率因数运行的要求也相匹配。

二。

电网侧变流器的关键问题双馈电机转子在不同的操作系统下运行，具有不同的能量流动方向：亚同步运行状态，能量流从电网的转子;超同步运行状态，能量在相反的方向流动。

因此，为了使系统在很宽的速度范围内运行，以确保转子的能量，可以在双单向流动。

基于DSP的双CPU冗余静止同步补偿器控制系统的设计及其动模试验

收稿日期:2005-08-31基金项目:国家“863”计划项目(2004AA001032)作者简介:李王君(1981—),女,湖南涟源人,硕士生,研究方向:控制理论,工业过程智能和优化控制等(E -mail :Ljun @hotmail.fr );王加阳(1965—),男,湖南长沙人,教授,研究方向:多媒体、技术及网络数据库。

文章编号:1003-6199(2006)02-0008-04基于DSP 的双CPU 冗余静止同步补偿器控制系统的设计及其动模试验李　王君1,王加阳1,罗　安2,唐　杰2(1.中南大学信息科学与工程学院,湖南长沙　410083;2.湖南大学电气与信息工程学院,湖南长沙　410082)摘　要:结合Kvar 静止同步补偿器的研制,介绍一种STA TCOM 装置的拓扑结构及其基于DSP 的双CPU 冗余控制系统的软硬件设计,提出一种基于变结构神经网络模糊控制的内环控制和PI 外环控制的双闭环控制结构,试验确定了逆变器的开关频率,试验模拟冲击负载下的单负荷-无穷大系统中STA TCOM 及其控制系统对系统无功功率的补偿效果,结果表明该装置能够维持负载母线电压的稳定性。

关键词:静止同步补偿器;冗余;变结构;开关频率中图分类号:TM711 文献标识码:AThe Design of a STATCOM Controlling System with R edundantCPU Using Two DSP and Its Dynamic ExperimentL I J un 1,WAN G Jia 2yang 1,L UO An 2,TAN G Jie 2(1.College of Information Science and Engineering ,Central S outh University ,Changsha 410083,China ;2.College of Electrical and Information Engineering ,Hunan University ,Changsha 410082,China ) Abstract :Combined with the development of a Kvar STA TCOM equipment based on IG B T power module ,One kind of thedevelopment scheme is offered .as well as its hardware structure based on DSP with redundant CPU and desi g n of control software for the apparatus.It puts forward a non -linear controller with a PI external -rin g controller and an inner -ring controller using variable structure neural network fuzzy control algorithm model.At the end the results of dynamic experiment are given ,which confirm the switching frequency and the performance of this equipment.K ey w ords :STA TCOM ;redundant ;variable structure ;switching frequency1　引言STA TCOM 作为一种新型动态无功补偿装置,是灵活交流输电系统(FACTS )中的一种重要设备,它通过采用由电力电子装置构成的控制器,动态灵活的控制系统的无功能量,从而改善电力系统的可控性并提高其输电能力[1,2]。

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