模电第5章(5学时)
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5 放大电路的频率响应自我检测题一．选择和填空1． 放大电路对高频信号的放大倍数下降，主要是因为C 的影响；低频时放大倍数下降， 主要是因为A的影响。
(A. 耦合电容和旁路电容； B. 晶体管的非线性；C. 晶体管的极间电容和分布电容 )2．共射放大电路中当输入信号频率为f L 、f H 时，电路放大倍数的幅值约下降为中频时的A；或者说是下降了DdB ；此时与中频相比， 放大倍数的附加相移约为 G度。
(A. 0.7 ，B. 0.5 ，C. 0.9) ； (D. 3dB ，E. 5dB ，F. 7dB)； (G. -45°， H. -90 °， I. -180 ° )3． 某放大电路 &3 所示。
由图可见，该电路的中频电 | A v |的对数幅频响应如图选择题& ； 上限频率 f H = 10 8 Hz ； 下限频率 f L = 102Hz ； 压增益 | A vM | =1000当 ff H 时电路的实际增益 =57dB ；当 ff L 时电路的实际增益 =57dB 。
20lg A v / dB80 +20dB/ 十倍频程-20dB/ 十倍频程60 40 2011021041061081010 f / Hz图选择题 34． 若放大电路存在频率失真，则当v i 为正弦波时， v o D。
（ A. 会产生线性失真B. 为非正弦波C.会产生非线性失真D. 为正弦波）D。
（ A. 输5． 放大电路如图选择题 5 所示，其中电容Ｃ１增大，则导致入电阻增大B. 输出电阻增大C.工作点升高D.下限频率降低）?+V CCR 1R 2C 1???RLv s _R 3v o? _?图选择题 5二．判断题（正确的在括号内画√，错误的画×）1．改用特征频率 f T 高的晶体管， 可以改善阻容耦合放大电路的高频响应特性。
（ √ ）2．增大分布电容的容量，可以改善阻容耦合放大电路的低频响应特性。
模拟电子技术 第五章
镜象电流源、微电流源、多路电流源等 3、电流源电路一般都加有电流负反馈，
4、电流源电路一般都利用PN结的温度特性，对电流 源电路进行温度补偿，以减小温度对电流的影响。
5.2、电流源电路
二、电流源电路的用途： 1、给直接耦合放大器的各级电路提供直流偏 置电流，以获得极其稳定的Q点。 2、作各种放大器的有源负载，以提高增益、 增大动态范围。 3、由电流源给电容充电，可获得随时间线性 增长的电压输出。
5.1. 直接耦合放大电路的零点漂移现象
一、直接耦合放大电路的零点漂移
零漂：输入短路时，输出仍有缓慢变化的电压产生。
主要原因：温度变化引起，也称温漂。电源电压波动、 元件老化等也会产生输出电压的漂移。
温漂指标：温度每升高1度时，输出漂移电压按电压增益
折算到输入端的等效输入漂移电压值。
u
二、抑制零点漂移的方法
其中：基准电流 I R 是稳定的，故输出电流 I C 2 也是稳定的。
一、镜象电流源
动态电阻
ro
= ( iC2 )1 vCE2
IB2
= rce
一般ro在几百千欧以上
二、多路镜像电流源
通过一个基准电流源 稳定多个三极管的工作点 电流，即可构成多路电流 源。
图中一个基准电流IREF
可获得多个恒定电流
2
b(b 2)
ro
1 2
b rce
动态输出电阻ro远比微电流源的动态输出电阻为高
电流稳定
有源负载电路
VCC
T1
IC1
vo
vi
T0
T2 R I REF
VCC
ro
IC1
vo
vi
T0
（a）共射极放大电路
（b）等效电路
4、电流源电路一般都利用PN结的温度特性，对电流 源电路进行温度补偿，以减小温度对电流的影响。
5.2、电流源电路
二、电流源电路的用途： 1、给直接耦合放大器的各级电路提供直流偏 置电流，以获得极其稳定的Q点。 2、作各种放大器的有源负载，以提高增益、 增大动态范围。 3、由电流源给电容充电，可获得随时间线性 增长的电压输出。
5.1. 直接耦合放大电路的零点漂移现象
一、直接耦合放大电路的零点漂移
零漂：输入短路时，输出仍有缓慢变化的电压产生。
主要原因：温度变化引起，也称温漂。电源电压波动、 元件老化等也会产生输出电压的漂移。
温漂指标：温度每升高1度时，输出漂移电压按电压增益
折算到输入端的等效输入漂移电压值。
u
二、抑制零点漂移的方法
其中：基准电流 I R 是稳定的，故输出电流 I C 2 也是稳定的。
一、镜象电流源
动态电阻
ro
= ( iC2 )1 vCE2
IB2
= rce
一般ro在几百千欧以上
二、多路镜像电流源
通过一个基准电流源 稳定多个三极管的工作点 电流，即可构成多路电流 源。
图中一个基准电流IREF
可获得多个恒定电流
2
b(b 2)
ro
1 2
b rce
动态输出电阻ro远比微电流源的动态输出电阻为高
电流稳定
有源负载电路
VCC
T1
IC1
vo
vi
T0
T2 R I REF
VCC
ro
IC1
vo
vi
T0
（a）共射极放大电路
（b）等效电路
模拟电子技术基础(第四版)第五章 童诗白主编
模拟电子技术基础
Fundamentals of Analog Electronics
华成英、童诗白 主编
—多媒体教学课件
华北科技学院 电子信息工程学院
主讲人：林亭生
第5章 放大电路的频率响应
重点：
1.频率响应的基本概念、波特图。 2.晶体管（场效应管）的高频等效模型
（混合模型）。 3.单管放大电路的频率响应。 4.多级放大电路的频率响应。
小结
（1）电路的截止频率决定于电容所在回路的时间 常数τ ，即决定了fL和fH。
（2）当信号频率等于fL或fH放大电路的增益下降 3dB，且产生+450或-450相移。
（3）近似分析中，可以用折线化的近似波特图 表示放大电路的频率特性。
5.2 晶体管的高频等效模型
5.2.1 晶体管的混合 模 型
20lg Au / dB
对数幅频特性：
0
0.1 fH fH 10 fH
f
3dB
20
20dB/十倍频
40
对数相频特性：
在高频段， 0
低通电路产生
45º
0~ 90°的滞后
相移。
90º
0.1 fH fH 10 fH
f
5.71º
45º/十倍频
5.71º
图 5.1.3(b) 低通电路的波特图
二、简化的混合模型 通常情况下，rce远大于c--e间所接的负载电
阻，而rb/c也远大于Cμ 的容抗，因而可认为rce和 rb/c开路。
Cμ 跨接在输入与输出回路之间，电路分析变得相当复杂。 常将Cμ 等效在输入回路和输出回路，称为单向化。单向 化靠等效变换实现。
因极型为总图负C（π载C＞）电＞。阻CRu/／/ Ｌ，，且C一u//般中情的况电下流。可C忽u// 略的不容计抗远，大得于简集化电模
Fundamentals of Analog Electronics
华成英、童诗白 主编
—多媒体教学课件
华北科技学院 电子信息工程学院
主讲人：林亭生
第5章 放大电路的频率响应
重点：
1.频率响应的基本概念、波特图。 2.晶体管（场效应管）的高频等效模型
（混合模型）。 3.单管放大电路的频率响应。 4.多级放大电路的频率响应。
小结
（1）电路的截止频率决定于电容所在回路的时间 常数τ ，即决定了fL和fH。
（2）当信号频率等于fL或fH放大电路的增益下降 3dB，且产生+450或-450相移。
（3）近似分析中，可以用折线化的近似波特图 表示放大电路的频率特性。
5.2 晶体管的高频等效模型
5.2.1 晶体管的混合 模 型
20lg Au / dB
对数幅频特性：
0
0.1 fH fH 10 fH
f
3dB
20
20dB/十倍频
40
对数相频特性：
在高频段， 0
低通电路产生
45º
0~ 90°的滞后
相移。
90º
0.1 fH fH 10 fH
f
5.71º
45º/十倍频
5.71º
图 5.1.3(b) 低通电路的波特图
二、简化的混合模型 通常情况下，rce远大于c--e间所接的负载电
阻，而rb/c也远大于Cμ 的容抗，因而可认为rce和 rb/c开路。
Cμ 跨接在输入与输出回路之间，电路分析变得相当复杂。 常将Cμ 等效在输入回路和输出回路，称为单向化。单向 化靠等效变换实现。
因极型为总图负C（π载C＞）电＞。阻CRu/／/ Ｌ，，且C一u//般中情的况电下流。可C忽u// 略的不容计抗远，大得于简集化电模
精品课件-模拟电子技术-第5章
第五章 负反馈放大电路
(2)电流反馈：对交变信号而言,若基本放大器、反馈 网络、负载三者在取样端是串联连接,则称为串联取样，如图 5-3所示。由于在这种取样方式下,Xf正比于输出电流,Xf反映 的是输出电流的变化,所以又称之为电流反馈。
第五章 负反馈放大电路
图 5 – 3 反馈电路与输出回路的联接
第五章 负反馈放大电路
第五章 负反馈放大电路
5.1 反馈的基本概念 5.2 反馈放大器的四种组态 5.3 负反馈对放大器性能的影响 5.4 负反馈放大器的指标计算 5.5 负反馈放大电路的自激振荡
第五章 负反馈放大电路
5.1 反馈的基本概念
5.1.1 反馈的定义 所谓反馈就是把放大器的输出量(电压或电流)的
Ui' Ui U f
第五章 负反馈放大电路
图 5-4 串联反馈与并联反馈
第五章 负反馈放大电路
(2)并联反馈：对交流信号而言,信号源、基本放大器、 反馈网络三者在比较端是并联连接,则称为并联反馈。并联反 馈要求信号源趋近于恒流源,若信号源是恒压源,则并联反馈 无效。因为若信号源为恒压源,则并联反馈的净输入信号不随 反馈信号而变,从而使反馈失去作用。
第五章 负反馈放大电路
图5-2 反馈极性判断
第五章 负反馈放大电路
2. 电压反馈与电流反馈
(1)电压反馈：对交变信号而言,若基本放大器、 反馈网络、负载三者在取样端是并联连接,则称为并联取 样，如图5-2所示。由于在这种取样方式下,Xf正比于输出 电压,Xf反映的是输出电压的变化,所以又称之为电压反馈。
4. 直流反馈和交流反馈
(1) 直流反馈：若反馈环路内, 直流分量可以流通, 则该反馈环可以产生直流反馈。直流负反馈主要用于稳定静 态工作点。
孙肖子模电第二版笫5章
US RB2
-
RE
RL
+ U o -
第五章 基本放大电路
微变等效电路
I i
RS + RB1 U
i
Ib b
rbe
RB2
βI b
e
c
Ic
R // R U I L o e E A u r U U I i b be o
R (1 ) I b L r (1 ) I R I b be b L
RS es –
+
ui 短路 –
交流通路
RS
+ ui RB RC RL
es
+
– –
+ uO –
第五章 基本放大电路
放大电路的分析方法
估算法 静态分析 (直流通路)
图解法
放大 电路 分析
微变等效电路法 动态分析
(交流通路) 图解法 计算机仿真
静态分析
RB
估算法
+UCC RC C2 + + RL uo
电压放大倍数 小于且接近1
射极跟随器
1. 电压放大倍数 A u
US -
+
Ie
RE
Io
RL
+ U o -
-
2. 电流放大倍数 A i
R ( 1 ) I b E I o i RE RL A I I
+UCC
RE1 100, RE 2 900
求Au，Ri，Ro和Aus，并 与上例比较分析。
+ RE1
RE2
RS
+ RB2 US – –
RL uo
-
RE
RL
+ U o -
第五章 基本放大电路
微变等效电路
I i
RS + RB1 U
i
Ib b
rbe
RB2
βI b
e
c
Ic
R // R U I L o e E A u r U U I i b be o
R (1 ) I b L r (1 ) I R I b be b L
RS es –
+
ui 短路 –
交流通路
RS
+ ui RB RC RL
es
+
– –
+ uO –
第五章 基本放大电路
放大电路的分析方法
估算法 静态分析 (直流通路)
图解法
放大 电路 分析
微变等效电路法 动态分析
(交流通路) 图解法 计算机仿真
静态分析
RB
估算法
+UCC RC C2 + + RL uo
电压放大倍数 小于且接近1
射极跟随器
1. 电压放大倍数 A u
US -
+
Ie
RE
Io
RL
+ U o -
-
2. 电流放大倍数 A i
R ( 1 ) I b E I o i RE RL A I I
+UCC
RE1 100, RE 2 900
求Au，Ri，Ro和Aus，并 与上例比较分析。
+ RE1
RE2
RS
+ RB2 US – –
RL uo
模电第五章
Uf Fu Uo
Io Ai I id
If Fi Io
If Fg Uo
Uf Fr Io
Io Ag f Ui
上页
Uo Au f f Ui
Uo Ar f Ii
Io Ai f Ii
下页 后退
模拟电子
5．1．3 负反馈放大电路举例
1．电压串联负反馈
+
+
F
上页
下页
后退
模拟电子
a.令输出电压为零（uo=0） ，即输出端短路， 若反馈信号消失，即xf=0。则为电压反馈，否 则为电流反馈。
b.令输出电流为零（io=0 )，即输出端开路， 若反馈信号消失，即xf=0。则为电流反馈，否 则为电压反馈。
上页
下页
后退
模拟电子
根据反馈信号在输入端的连接方式分
a.串联反馈——若反馈网络串联于输入回路，反馈信号 为电压，反馈信号与输入电压串联（即求差 ） 后共同作用于基本放大电路的输入端。
模拟电子
Af =
·
A
c. 当
f
1+AF =1 时 电路没有引入反馈
· ·
1+AF
· · ·
· · A = A · ·
d. 当 1+AF >>1 时 ，电路深负反馈 Af=
·
A
1+AF
· 1 · ·≈ F ·
它表明在反馈深度(1+AF)足够大的条 件下，闭环放大倍数Af只取决于反馈 系数F，与开环放大倍数A几乎无关。
上页
下页
后退
模拟电子
Af=
·
1+AF
· 1 A · ·≈ F ·
Io Ai I id
If Fi Io
If Fg Uo
Uf Fr Io
Io Ag f Ui
上页
Uo Au f f Ui
Uo Ar f Ii
Io Ai f Ii
下页 后退
模拟电子
5．1．3 负反馈放大电路举例
1．电压串联负反馈
+
+
F
上页
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后退
模拟电子
a.令输出电压为零（uo=0） ，即输出端短路， 若反馈信号消失，即xf=0。则为电压反馈，否 则为电流反馈。
b.令输出电流为零（io=0 )，即输出端开路， 若反馈信号消失，即xf=0。则为电流反馈，否 则为电压反馈。
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后退
模拟电子
根据反馈信号在输入端的连接方式分
a.串联反馈——若反馈网络串联于输入回路，反馈信号 为电压，反馈信号与输入电压串联（即求差 ） 后共同作用于基本放大电路的输入端。
模拟电子
Af =
·
A
c. 当
f
1+AF =1 时 电路没有引入反馈
· ·
1+AF
· · ·
· · A = A · ·
d. 当 1+AF >>1 时 ，电路深负反馈 Af=
·
A
1+AF
· 1 · ·≈ F ·
它表明在反馈深度(1+AF)足够大的条 件下，闭环放大倍数Af只取决于反馈 系数F，与开环放大倍数A几乎无关。
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后退
模拟电子
Af=
·
1+AF
· 1 A · ·≈ F ·
《模拟电子技术基础》第五章
Rs
& Us
& Ui
rim
& U b'e
中频等效电路
& R’L U o
& Uo rim & = = A vm & Us R s + rim
Next
Home
2
（2）低频特性
仅考虑C (a) 仅考虑 1 的影响
& C1 R’b rbb’ rb’e gmUb'e C2
Rs
& A vsl 1
& & & Uo U o U i' = = ' & & & Us Ui Us rim rim + R s + 1 jω C 1
( b )当 f = f L时， (ω ) = 45 o ； ( c )当 f = 0 . 1 f L时， (ω ) ≈ 90 o
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4
（2）低通电路
1 & Vo (ω ) jω C 1 & (ω ) = AV = = & Vi (ω ) R + 1 1 + jω RC jω C
β的频率响应特性曲线
2
特征频率
f 令 20 lg β 0 20 lg 1 + T = 0 f β
& α=
& β & 1+ β
=
α0
f 1 + j f α
fα > f T > f β
求得 f T ≈ β 0 f β
共基截 止频率
f α = (1 + β 0 ) f β ≈ f T
& Us
& Ui
rim
& U b'e
中频等效电路
& R’L U o
& Uo rim & = = A vm & Us R s + rim
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2
（2）低频特性
仅考虑C (a) 仅考虑 1 的影响
& C1 R’b rbb’ rb’e gmUb'e C2
Rs
& A vsl 1
& & & Uo U o U i' = = ' & & & Us Ui Us rim rim + R s + 1 jω C 1
( b )当 f = f L时， (ω ) = 45 o ； ( c )当 f = 0 . 1 f L时， (ω ) ≈ 90 o
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4
（2）低通电路
1 & Vo (ω ) jω C 1 & (ω ) = AV = = & Vi (ω ) R + 1 1 + jω RC jω C
β的频率响应特性曲线
2
特征频率
f 令 20 lg β 0 20 lg 1 + T = 0 f β
& α=
& β & 1+ β
=
α0
f 1 + j f α
fα > f T > f β
求得 f T ≈ β 0 f β
共基截 止频率
f α = (1 + β 0 ) f β ≈ f T
实用模拟电子技术教程第5章电子课件
下两种情况下，上述表达式将变得较为简单：
1、如果放大后，输出电压的相位与输入电压相同，这时反
映相位关系的指数因子等于1，电压放大倍数等于：
ei0 1
Au
U0 Ui
Au U0/Ui
2、如果放大后，输出电压的相位与输入电压相差180°，即
输出电压与输入电压在相位上存在倒相的关系，则反映相位
关系的指数因子等于－1，电压放大倍数等于：
U i1U SR SR i1R i12 011 011.8m 1 V
U i2U SR SR i2 R i22 0 11 0 100 010.1 8 mV
5.2 放大电路的性能指标
5.2.3 输入电阻
U i1U SR SR i1R i12 011 011.8m 1 V
号源电压加到放大电路输入端，使放大电路输入端的电压ui
维持不变，先使输出端负载开路，测得的输出电压以Uo1表
示，然后接上阻值为RL的负载电阻，这时测得的输出电压以
Uo2表示，则得：U02U01
RL R0 RL
由此解得：
Ro
RL(Uo1 Uo2) Uo2
输出电阻的大小反映放大电路带负
载的能力，输出电阻越小，放大电路带
内阻Ri
Ri
Ui Rs Us Ui
5.2 放大电路的性能指标
5.2.3 输入电阻
[例5-1] 已 知 一 信 号 源 的 内 阻 RS=10kΩ ， 信 号 源 电 压 有 效 值 US=20mV，将这一信号加到放大电路的输入端，试计算： （1）设放大电路输入电阻Ri1=1 kΩ，求放大电路输入端得 到的输入信号电压Ui1=？ （2）假设放大电路输入电阻改变为Ri2=100 kΩ，求这时 放大电路输入端得到的输入信号电压Ui2=？ 解：放大电路输入端得到的信号电压，是信号电压US在放 大电路内阻Ri上的分压，因此：
模拟电子技术教程 第5章习题答案
第5章习题答案1. 概念题：（1）反馈有时将输出的全部都馈送到输入端，其典型的例子是射极跟随器放大器和源极跟随器放大器。
（2）电压反馈时，反馈网路输出一定是电压吗？（不一定）并联反馈时，反馈网路的输出一定是电流吗？（是）（3）“负反馈有用，正反馈没用”这种说法对吗？（不对）按照输入端的信号耦合方式和输出端的信号取样方式负反馈共有 4 种组合形式。
（4）当希望稳定输出电压并且希望提高输入阻抗时，应引入电压串联负反馈；当负载需要恒定电流并且信号源也为电流型时，应引入电流并联负反馈；当希望稳定输出电压并且信号源为电流型时，应引入电压并联负反馈；当输入为电压信号并且输出为电流信号时，应引入电流串联负反馈。
（5）为了稳定电路的静态工作点，应引入直流负反馈；为了改善电路的动态特性，应引入交流负反馈。
（6）方框图法是分析负反馈放大器的最基本的方法，在求解A 和F 时保持F 网路的空载效应是非常重要的。
（7）有人说：“不使用反馈技术，要设计具有精密增益、高稳定度的放大器简直难于上青天”，你觉得对吗？（对）（8）设计电压电流转换电路可直接选用电流串联负反馈电路；设计电流电压转换电路可直接选用电压并联负反馈电路。
（9）如果开环放大器由3级以上的单管放大器组成，则组成的负反馈电路有可能出现自激的现象，这是因晶体管结电容形成的移相造成的。
（10）共基放大器比共射放大器频率响应好，这是因为在共基接法下，集基电容不产生加倍的米勒效应。
（11）分析放大器时，按低频段、中频段及高频段分开讨论，不但计算简单，而且意义明确。
（12）当信号频率较高时，有些负反馈放大器是不稳定的，此时可采用滞后补偿法、超前补偿法等方法进行补偿。
（13）开环放大器A 和反馈网路F 可能有量纲，例如欧姆或西门子，但环路增益是没有量纲的。
2. 电路图如图5-58所示。
（1）判断各电路中是否引入了反馈，对于引入反馈者试判断电路引入了什么性质的反馈，这些性质包括直流反馈、交流反馈、交直流反馈、局部反馈、全局反馈、电压反馈、电流反馈、串联反馈、并联反馈、正反馈、负反馈，设图中所有电容对交流信号均可视为短路；（2）就整体反馈而言，你认为哪些电路引入了深度负反馈，请写出其反馈系数表达式和闭环增益表达式。
《模拟电子技术基础教程》课件第五章
（2）虚断
“虚断”是指在分析运放处于线性状态时，可以把两输入端视为 等效开路，这一特性称为虚开路，简称虚断，显然不能将两输入端 真正断路。
i–=i+→0：相当于运放两输入端“虚断路”。
同样，虚断路不能理解为输入端开路，只是输入电流小到了可以 忽略不计的程度。
02 集成运算放大器在信号 运算方面的运用
第二代集成运放 以二十世纪六十 年代的μA741型 高增益运放为代 表，在不增加放 大级的情况下可 获得很高的开环 增益。电路中还 有过流保护措施 。但是输入失调 参数和共模抑制 比指标不理想。
第三代集成 运放代以二十世 纪七十年代的 AD508为代表， 其特点使输入级 采用了“超β管” ，且工作电流很 低。从而使输入 失调电流和温漂 等项参数值大大 下降。
2.采用直接耦合作为级间耦合方式
由于集成工艺不易制造大电容，集成电路中电容量一般不超过 100pF，至于电感，只能限于极小的数值（1H以下）。因此，在集成 电路中，级间不能采用阻容耦合方式，均采用直接耦合方式。
3.采用多管复合或组合电路
集成电路制造工艺的特点是晶体管特别是BJT或FET最容易制作， 而复合和组合结构的电路性能较好，因此，在集成电路中多采用复合 管（一般为两管复合）和组合（共射—共基、共集—共基组合等）电 路。
6. 开环带宽fH
fH是指使运放开环差模电压增益Aod下降为直流增益的 倍（相当于-3dB）时的信号频率。由于运放的增益很高，因此1 fH2
一般较低，约几赫兹至几百赫兹左右（宽带高速运放除外）。
7. 转换速率SR
这是指运放在闭环状态下，输入为大信号（如矩形波信号等 ）时，其输出电压对时间的最大变化速率，即
第四代集成运 放以二十世纪 八十年代的 HA2900为代 表，它的特点 是制造工艺达 到大规模集成 电路的水平。
最新模电课件第五章
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
第5章 场效应管放大电路
(2) 转移特性(直接由作图法获得)
iD f(vGS) vDScon s t.
a. 讨论输入特性无意义 b. 当 VT vGS 时，iD和vGS的关系是：
iD IDO(vVGTS1)2
IDOKnVT2 是vGS＝2VT时的iD
第5章 场效应管放大电路
VGS>0，排斥空穴， 吸引电子到半导体 表面
VGS到VGS>VGS(th)， 半导体表面形成N导 电沟道，将源区和漏 区连起来。
VGS(th)：开启电压
2. 工作原理
(2)vDS对沟道的控制作用
VDD s VGG g
iD 迅 速 增 d大
N+
N+
N型(感生)沟道
P
加上VDS VGS>VT
第5章 场效应管放大电路
Kn为电导常数，单位：mA/V2
rdso
dvDS diD
1 vGS常数 2Kn(vGSVT)
rdso是一个受vGS控制的可变电阻
③ 饱和区（恒流区又称放大区）
vGS >VT ，且vDS≥(vGS－VT)
iDKn(vG SV T)2ID O(v V G T S1)2
IDOKnVT2 是vGS＝2VT时的iD
第5章 场效应管放大电路
实际上饱和区的曲线并不是平坦的
修正后 iD K n (v G S V T )2(1v D)S IDO (vVG TS1)2(1vDS)
0.1 V1 L
L的单位为m
当不考虑沟道调制效应时，＝0，曲线是平坦的。
5.1.5 MOSFET的主要参数
第5章 场效应管放大电路
模电基础第5章 频率响应
第5章 频率响应
第5章 频率响应
5–1 频率响应的概念 5–2 单级共射放大器的高频响应 5–3 共集电路的高频响应 5–4 共基电路的高频响应 5–5 差分放大器的频率响应 5–6 场效应管放大器的高频响应 5–7 放大器的低频响应 5–8 多级放大器的频率响应 5–9 建立时间tr与上限频率fH的关系 5–10 举例及计算机仿真
b rbb′
b′
Cb′e
Rs
Cb′e
rb′e
.
Us
. gmUb′e
第5章 频率响应
R′L c ＋
rce
RC
RL
. Uo
－
e
(b)
图5–6 (a)电路；(b)等效电路(设RB1‖RB2>>Rs)
AuI
0.707 AuI
(5–4)
BW fH fL fH
(5–5)
GH 20lg Au ( jfH ) 20lg AuI 3dB
(5–6)
GL 20lg Au ( jfL ) 20lg AuI 3dB
G BW AuI BW AuI fH
(5–7)
第5章 频率响应
5–2单级共射放大器的高频响应
第5章 频率响应
三、不失真条件––理想频率响应 综上所述，若放大器对所有不同频率分量信号的 放大倍数相同，延迟时间也相同，那么就不可能产生 频率失真，故不产生频率失真的条件为
Au ( j ) Au ( j ) /_ ( j ) _ Au ( j ) K (常数） ( j ) td (td也为常数）
第5章 频率响应
|Au(jω)| 0.7 07A| uI|
|AuI|
L 半功率点
半功率点 H
理想幅频特性 实际幅频特性
第5章 频率响应
5–1 频率响应的概念 5–2 单级共射放大器的高频响应 5–3 共集电路的高频响应 5–4 共基电路的高频响应 5–5 差分放大器的频率响应 5–6 场效应管放大器的高频响应 5–7 放大器的低频响应 5–8 多级放大器的频率响应 5–9 建立时间tr与上限频率fH的关系 5–10 举例及计算机仿真
b rbb′
b′
Cb′e
Rs
Cb′e
rb′e
.
Us
. gmUb′e
第5章 频率响应
R′L c ＋
rce
RC
RL
. Uo
－
e
(b)
图5–6 (a)电路；(b)等效电路(设RB1‖RB2>>Rs)
AuI
0.707 AuI
(5–4)
BW fH fL fH
(5–5)
GH 20lg Au ( jfH ) 20lg AuI 3dB
(5–6)
GL 20lg Au ( jfL ) 20lg AuI 3dB
G BW AuI BW AuI fH
(5–7)
第5章 频率响应
5–2单级共射放大器的高频响应
第5章 频率响应
三、不失真条件––理想频率响应 综上所述，若放大器对所有不同频率分量信号的 放大倍数相同，延迟时间也相同，那么就不可能产生 频率失真，故不产生频率失真的条件为
Au ( j ) Au ( j ) /_ ( j ) _ Au ( j ) K (常数） ( j ) td (td也为常数）
第5章 频率响应
|Au(jω)| 0.7 07A| uI|
|AuI|
L 半功率点
半功率点 H
理想幅频特性 实际幅频特性
模拟电子技术基础第5章ppt课件
u-o 2
Rc T2 Rb
+ u i1
－
.
+
R
_
e
V
EE
u i2 －
6
3. 差模信号与共模信号
差模信号： uid=ui1ui2
1 共模信号： uic =2(ui1ui2)
+ V CC
Rc
Rc
差模电压增益： Aud
=
uod u id
Rb
共模电压增益：
A uc
=
uoc u ic
+ u i1
－
总输出电压：
第五章 集成运算放大器
5.1 差动放大电路 5.2 集成运算放大器中的单元电路 5.3 集成运放简介 5.4 集成运算放大器中的主要参数 5.5 特殊集成运算放大器
.
1
什么是集成运算放大器？
集成运算放大器——高增益的直接耦合的集成 的多级放大器。
集成电路的工艺特点：
（1）元器件具有良好的一致性和同向偏差，因而特别有利于实现 需要对称结构的电路。
u－i2
2
－
EE
IRe不变 UE不变 所以，Re对差模
信号相当于短路。
.
10
①求差模电压放大倍数：
因为ui1 =- ui2
Rc + uo - Rc
设ui1 ,ui2 uo1 ,uo2 。
电路对称│uo1│=│uo2│ +
Rb T1
+
u-o1 E
+
u-o2 T2 Rb
+
uo= uo1 – uo2=2 uo1
+ uo _
T1
T2
R
_
模拟电子技术基础第四版第5章
3. 当 f fL 时,
20lg Au 20lg 2 3 dB, 45
20 lg Au
20 lg
f fL
20dB／十倍频
多级放大：
Au Au1 • Au2 • Au3
Au Au1 1 • Au2 2 • Au3 3
Au Au1 • Au2 • Au3
1 2 3 各级放大电路相频图的叠加
Ic c
gmUbe
RC
RE
Ce
•
RL Uo
ＲＣ高通或低通电路？
b rbb b rbe e
•
Ib
•
Ui
RB
oIb
c
e 1
RＥ
Ce
RＣ
RL
Reqe RE //[(rbb rbe ) /(1 0 )]
Ui
rbb
rbe
Ui (1
0 )RE
• (1
0 )RE
Reqe
U i
e Ce
ＲＣ低通电路
Req2 RC RL
f
90 45
0
45 90
m 180
0.1 fL2 fL2 10 fL2
0.1 fH fH 10ffH
Au
低频段
Aum
中频段
高频段
0.707 0.6
AAuumm
0
f1 fL2
0
fL2
–90º
–100º
– 180º
通频带
f2
fbw fH fL
-3dB带宽
fH
f
fL fL2
fH f
– 270º
Au
Uo Ui
R R 1
1 1 1
jC
j RC
20lg Au 20lg 2 3 dB, 45
20 lg Au
20 lg
f fL
20dB／十倍频
多级放大：
Au Au1 • Au2 • Au3
Au Au1 1 • Au2 2 • Au3 3
Au Au1 • Au2 • Au3
1 2 3 各级放大电路相频图的叠加
Ic c
gmUbe
RC
RE
Ce
•
RL Uo
ＲＣ高通或低通电路？
b rbb b rbe e
•
Ib
•
Ui
RB
oIb
c
e 1
RＥ
Ce
RＣ
RL
Reqe RE //[(rbb rbe ) /(1 0 )]
Ui
rbb
rbe
Ui (1
0 )RE
• (1
0 )RE
Reqe
U i
e Ce
ＲＣ低通电路
Req2 RC RL
f
90 45
0
45 90
m 180
0.1 fL2 fL2 10 fL2
0.1 fH fH 10ffH
Au
低频段
Aum
中频段
高频段
0.707 0.6
AAuumm
0
f1 fL2
0
fL2
–90º
–100º
– 180º
通频带
f2
fbw fH fL
-3dB带宽
fH
f
fL fL2
fH f
– 270º
Au
Uo Ui
R R 1
1 1 1
jC
j RC
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南通大学
南通大学
第五章 场效应管放大电路
5.0 5.3 5.1
5.2
引言 结型场效应管（JFET）
金属-氧化物-半导体(MOS)场效应管
场应管放大电路
各种FET的特性比较及使用注意事项
5.5
实例仿真
本章重点
第五章．场效应管放大电路
南通大学
二十世纪六十年代半导体平面工艺逐渐成熟后，发 展出另一种三端放大器件：场效应管（FET——Field Effect Transistor）。
U 南通大学 D
1．结构示意 IGFET与JFET的区别： 栅极和半导体之间隔有一 很薄的二氧化硅绝缘层
栅极加电压 后将形成的 导电沟道
s N+
g
d N+
P型衬底
符号： N沟道增强型：
d g s 衬底
表示沟道
P沟道增强型：
d
g
衬底
衬底引线
箭头表 示P型 指向N 型
s
5.1.1 N沟道增强型MOS管
P+ P+
g
①未夹断前： iD增加很快
此时导电沟道电阻很小， ②夹断后： iD基本不变 VDS稍微增加一点，iD增加很 虽然夹断沟道随VDS上升 ③当VDS 太大时会使耗尽层击 快，但这种趋势随着电阻的 不断加长，但iD基本不变 IDSS 穿，电流增加较快。 增大而变弱，并持续到预夹 （略有增加）。 断。 注：在VGS=0曲线上与预夹断 点对应的电流称为“饱和 漏电流IDSS。[S（饱和）S （栅源短路）]
i
P+
g
s
③JFET是依靠g极电压（电场效应）来控制漏极电流（与 BJT不同）。 N沟道 P沟道 JFET符号：
g s d 表示沟道 d g
s
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.1 结构和工作原理 g 2．工作原理 （1）VGS对导电沟道的影响（设VDS=0） ①当VGS从0→负电压变化时，耗尽层 逐渐加宽，而导电沟道逐渐变窄（导 电电阻增加），这时，若VDS≠0，则 iD≠0。
U 南通大学 D
VGS s N+
2．工作原理 将s极与衬底连接作参考。 （1）VGS对工作的影响（设VDS=0）
①VGS=0时，d-s间——两个背靠背 的PN结，即使VDS>0，总有一个 处于反偏，iD≈0。 ②当VGS>0时，绝缘层相对于平板 电容器，产生很强的垂直电场 （因为很薄），排斥空穴、吸引 电子。
大功率场效应管FQA24N50
场效应管FQA28N50
第五章．场效应管放大电路
南通大学
D
二十世纪六十年代半导体平面工艺逐渐成熟后，发 展出另一种三端放大器件：场效应管（FET——Field Effect Transistor）。
特点：单极型导电（单极型晶体管）；利用电压（电 场）进行放大控制。 优点明显： 电子噪声很小、热稳定性好，输入电阻非常大，管 子功耗很低，抗辐射能力强，而且工艺简单、体积小、 重量轻、寿命长，非常易于集成化。
2．工作原理 3．特性曲线
根据不同的VGS ，可 作出输出特性和转移特 性曲线。 由图可看出，与JFET相比，0 转移特性区别较大。而输出 特性非常相似，只是VGS由 VT开始，逐渐上升。 注：在增强型FET中，采用 VT参数而不用VP。 d
g s
vDS（V）
d g
s
vDS =10V
衬底 0 VT vGS（V）
说明：
（a）VGS线性变化时，沟道变 化却非线性，所以曲线间 隔不均匀。
（b）当VDS增大到较大的值时 [V（BR）DS]，耗尽层（雪 崩）击穿，沟道电阻急速 下降，电流增加，易烧坏 管子。
s iD(mA) IDSS VGS=0V
击 VGS= -1V 穿 V = -2V GS 区
0
VGS=VP
│VP│ V (BR)DS
s
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.1 结构和工作原理 2．工作原理 ◎工作特点：（以s极作参考）： ①工作时g-s、g-d间的电压处于 “反偏”，栅极（g极）电流非常 小。 ②d极电流是通过中间的半导体沟道 （N沟道）流向s极的，只有一种载流 子（多子）参与导电。
g
南通大学 d N s
g P+ d
5.1.1 N沟道增强型MOS管
南通大学
iD（mA） (Ⅰ) 预夹断线 (Ⅱ) VGS=6V VGS= 5V VGS= 4V VGS=VT vDS/V (Ⅲ) … … 0
2．工作原理 3．特性曲线 ①可变电阻区：vDS≤(vGS-VT)
该区的V-I关系： iD 2Kn (vGS VT )vDS vDS很小。式中：
0 s iD(mA) VGS=0V
│VP│
V (BR)DS
vDS(V)
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.2 特性曲线 g 1．输出特性 i （1）输出特性方程：D f (v DS ) v C GS （2）输出特性曲线
d N s
g P+ P+ d
南通大学
P+ P+
g
● 当VGS≠0，可作出一簇曲线。
增强型：场效应管没有加偏置电压时，没有导电沟道
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.1 结构和工作原理 1．结构 ◎工艺特点：
g
U 南通大学 D
d
N
P+ P+ g
N沟道的FET，是在一块N（P）型半 导体材料的两边扩散高浓度的P+（N+） 区，形成两个PN结，分别引出三条脚， 称为“栅极g、漏极d、源极s”，其作用 类似于BJT管的“b、c、e”。
d g
IDSS IDSS A B VGS= -2V C D VP 0 vGS 0 10 … … iD（mA） iD(mA) VGS=0V
s
VGS= -1V
VGS=VP
vDS(V)
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.2 特性曲线 P沟道
d
g s
南通大学
见P.237 （注意电流iD的 参考方向）
… … vDS(V)
5.3 结型场效应管（JFET）
Ⅱ）饱和放大区： 南通大学
d d 5.3.2 特性曲线 类似于BJT的放大区， g 也称为“恒流区”、“线 1．输出特性 N i （1）输出特性方程：D f (v DS ) v C 性放大区”。JFET在放大 s P+ P+ P+ P+ GS 电路中，就工作在这个区。 g g （2）输出特性曲线 Ⅲ）截止区： ● 当VGS≠0，可作出一簇曲线。
（2）VDS对工作的影响（设VGS≥0） 当VDS> 0时，因d端电压对g端 电压的抵消，使得感生沟道呈楔 型状，达到一定值后，沟道被夹 断。形成感生沟道后，其工作情 况与N沟道JFET基本类似。 特性曲线
g
d N+
P型衬底
d
衬底引线
g
s
5.1.1 N沟道增强型MOS管
南通大学
iD（mA） VGS=6V VGS= 5V VGS= 4V VGS=VT iD VT 0 vGS iD（mA） … …
南通大学 d N s
g
+ P+ + P+
d
g
s
②当VGS到达某一个电压时，耗尽层合 拢，导电沟道消失，iD＝0，这一电压 称为“夹断电压VP”。 注：由于耗尽层的存在，因此JFET是一种耗尽型的场效应管。
■ 对于P沟道，则g-s、g-d间的反偏应有VGS>0。
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.1 结构和工作原理 g 2．工作原理 （1）VGS对导电沟道的影响（设VDS=0） （2）VDS对导电沟道的影响（设VGS=0）
说明：
（c）曲线分为三个区： Ⅰ）可变电阻区：
iD(mA)
│VGS│>VP的区域，即 iD≈0。 s
预夹断线
IDSS (Ⅰ) 可 变 电 阻 区 0 VGS=0V
预夹断点连线的左边， 类似于BJT的饱和区。
沟道电阻随VDS的变化 而变化。（注：作可变 电阻用）
(Ⅱ)饱和放大区
击 VGS= -1V 穿 V = -2V GS 区
s
VDS=
-VP
VGS-VP
VGS=0时。 VGS≠0时。
其余过程类似。
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.2 特性曲线 g 1．输出特性 i （1）输出特性方程：D f (v DS ) v C GS （2）输出特性曲线 ●设VGS=0。分三段分析作出：
d N s
g P+ P+ d
南通大学
VGS=VP
… … vDS(V)
│VP│
V (BR)DS (Ⅲ)截止区
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.2 特性曲线 1．输出特性 2．转移特性
南通大学
i （1）转移特性方程：D f (vGS ) vDS C （2）转移特性曲线：（由输出特性曲线导出）
d 栅极输入端基本无电流， 取不同的vDS值即可作出 g 所以用转移特性来代替输入 不同的转移特性曲线，通常 特性（栅极输入电压控制漏 只需分析一条典型曲线即可。 s 极输出电流）。
N沟道
d g
iD（mA） IDSS IDSS
iD(mA) A B VGS= -2V C D … … VGS=0V
s
VGS= -1V
VP
0
vGS
0
VGS=VP
10
vDS(V)
5.1 金属-氧化物-半导体(MOS)场效应管
U 南通大学 D
MOS管是一种IGFET。绝缘栅顾名思义就是“栅极是绝缘 的”，其输入阻抗可达1015Ω。
vDS(V)
南通大学
第五章 场效应管放大电路
5.0 5.3 5.1
5.2
引言 结型场效应管（JFET）
金属-氧化物-半导体(MOS)场效应管
场应管放大电路
各种FET的特性比较及使用注意事项
5.5
实例仿真
本章重点
第五章．场效应管放大电路
南通大学
二十世纪六十年代半导体平面工艺逐渐成熟后，发 展出另一种三端放大器件：场效应管（FET——Field Effect Transistor）。
U 南通大学 D
1．结构示意 IGFET与JFET的区别： 栅极和半导体之间隔有一 很薄的二氧化硅绝缘层
栅极加电压 后将形成的 导电沟道
s N+
g
d N+
P型衬底
符号： N沟道增强型：
d g s 衬底
表示沟道
P沟道增强型：
d
g
衬底
衬底引线
箭头表 示P型 指向N 型
s
5.1.1 N沟道增强型MOS管
P+ P+
g
①未夹断前： iD增加很快
此时导电沟道电阻很小， ②夹断后： iD基本不变 VDS稍微增加一点，iD增加很 虽然夹断沟道随VDS上升 ③当VDS 太大时会使耗尽层击 快，但这种趋势随着电阻的 不断加长，但iD基本不变 IDSS 穿，电流增加较快。 增大而变弱，并持续到预夹 （略有增加）。 断。 注：在VGS=0曲线上与预夹断 点对应的电流称为“饱和 漏电流IDSS。[S（饱和）S （栅源短路）]
i
P+
g
s
③JFET是依靠g极电压（电场效应）来控制漏极电流（与 BJT不同）。 N沟道 P沟道 JFET符号：
g s d 表示沟道 d g
s
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.1 结构和工作原理 g 2．工作原理 （1）VGS对导电沟道的影响（设VDS=0） ①当VGS从0→负电压变化时，耗尽层 逐渐加宽，而导电沟道逐渐变窄（导 电电阻增加），这时，若VDS≠0，则 iD≠0。
U 南通大学 D
VGS s N+
2．工作原理 将s极与衬底连接作参考。 （1）VGS对工作的影响（设VDS=0）
①VGS=0时，d-s间——两个背靠背 的PN结，即使VDS>0，总有一个 处于反偏，iD≈0。 ②当VGS>0时，绝缘层相对于平板 电容器，产生很强的垂直电场 （因为很薄），排斥空穴、吸引 电子。
大功率场效应管FQA24N50
场效应管FQA28N50
第五章．场效应管放大电路
南通大学
D
二十世纪六十年代半导体平面工艺逐渐成熟后，发 展出另一种三端放大器件：场效应管（FET——Field Effect Transistor）。
特点：单极型导电（单极型晶体管）；利用电压（电 场）进行放大控制。 优点明显： 电子噪声很小、热稳定性好，输入电阻非常大，管 子功耗很低，抗辐射能力强，而且工艺简单、体积小、 重量轻、寿命长，非常易于集成化。
2．工作原理 3．特性曲线
根据不同的VGS ，可 作出输出特性和转移特 性曲线。 由图可看出，与JFET相比，0 转移特性区别较大。而输出 特性非常相似，只是VGS由 VT开始，逐渐上升。 注：在增强型FET中，采用 VT参数而不用VP。 d
g s
vDS（V）
d g
s
vDS =10V
衬底 0 VT vGS（V）
说明：
（a）VGS线性变化时，沟道变 化却非线性，所以曲线间 隔不均匀。
（b）当VDS增大到较大的值时 [V（BR）DS]，耗尽层（雪 崩）击穿，沟道电阻急速 下降，电流增加，易烧坏 管子。
s iD(mA) IDSS VGS=0V
击 VGS= -1V 穿 V = -2V GS 区
0
VGS=VP
│VP│ V (BR)DS
s
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.1 结构和工作原理 2．工作原理 ◎工作特点：（以s极作参考）： ①工作时g-s、g-d间的电压处于 “反偏”，栅极（g极）电流非常 小。 ②d极电流是通过中间的半导体沟道 （N沟道）流向s极的，只有一种载流 子（多子）参与导电。
g
南通大学 d N s
g P+ d
5.1.1 N沟道增强型MOS管
南通大学
iD（mA） (Ⅰ) 预夹断线 (Ⅱ) VGS=6V VGS= 5V VGS= 4V VGS=VT vDS/V (Ⅲ) … … 0
2．工作原理 3．特性曲线 ①可变电阻区：vDS≤(vGS-VT)
该区的V-I关系： iD 2Kn (vGS VT )vDS vDS很小。式中：
0 s iD(mA) VGS=0V
│VP│
V (BR)DS
vDS(V)
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.2 特性曲线 g 1．输出特性 i （1）输出特性方程：D f (v DS ) v C GS （2）输出特性曲线
d N s
g P+ P+ d
南通大学
P+ P+
g
● 当VGS≠0，可作出一簇曲线。
增强型：场效应管没有加偏置电压时，没有导电沟道
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.1 结构和工作原理 1．结构 ◎工艺特点：
g
U 南通大学 D
d
N
P+ P+ g
N沟道的FET，是在一块N（P）型半 导体材料的两边扩散高浓度的P+（N+） 区，形成两个PN结，分别引出三条脚， 称为“栅极g、漏极d、源极s”，其作用 类似于BJT管的“b、c、e”。
d g
IDSS IDSS A B VGS= -2V C D VP 0 vGS 0 10 … … iD（mA） iD(mA) VGS=0V
s
VGS= -1V
VGS=VP
vDS(V)
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.2 特性曲线 P沟道
d
g s
南通大学
见P.237 （注意电流iD的 参考方向）
… … vDS(V)
5.3 结型场效应管（JFET）
Ⅱ）饱和放大区： 南通大学
d d 5.3.2 特性曲线 类似于BJT的放大区， g 也称为“恒流区”、“线 1．输出特性 N i （1）输出特性方程：D f (v DS ) v C 性放大区”。JFET在放大 s P+ P+ P+ P+ GS 电路中，就工作在这个区。 g g （2）输出特性曲线 Ⅲ）截止区： ● 当VGS≠0，可作出一簇曲线。
（2）VDS对工作的影响（设VGS≥0） 当VDS> 0时，因d端电压对g端 电压的抵消，使得感生沟道呈楔 型状，达到一定值后，沟道被夹 断。形成感生沟道后，其工作情 况与N沟道JFET基本类似。 特性曲线
g
d N+
P型衬底
d
衬底引线
g
s
5.1.1 N沟道增强型MOS管
南通大学
iD（mA） VGS=6V VGS= 5V VGS= 4V VGS=VT iD VT 0 vGS iD（mA） … …
南通大学 d N s
g
+ P+ + P+
d
g
s
②当VGS到达某一个电压时，耗尽层合 拢，导电沟道消失，iD＝0，这一电压 称为“夹断电压VP”。 注：由于耗尽层的存在，因此JFET是一种耗尽型的场效应管。
■ 对于P沟道，则g-s、g-d间的反偏应有VGS>0。
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.1 结构和工作原理 g 2．工作原理 （1）VGS对导电沟道的影响（设VDS=0） （2）VDS对导电沟道的影响（设VGS=0）
说明：
（c）曲线分为三个区： Ⅰ）可变电阻区：
iD(mA)
│VGS│>VP的区域，即 iD≈0。 s
预夹断线
IDSS (Ⅰ) 可 变 电 阻 区 0 VGS=0V
预夹断点连线的左边， 类似于BJT的饱和区。
沟道电阻随VDS的变化 而变化。（注：作可变 电阻用）
(Ⅱ)饱和放大区
击 VGS= -1V 穿 V = -2V GS 区
s
VDS=
-VP
VGS-VP
VGS=0时。 VGS≠0时。
其余过程类似。
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.2 特性曲线 g 1．输出特性 i （1）输出特性方程：D f (v DS ) v C GS （2）输出特性曲线 ●设VGS=0。分三段分析作出：
d N s
g P+ P+ d
南通大学
VGS=VP
… … vDS(V)
│VP│
V (BR)DS (Ⅲ)截止区
5.3 结型场效应管（JFET） 5.3.2 特性曲线 1．输出特性 2．转移特性
南通大学
i （1）转移特性方程：D f (vGS ) vDS C （2）转移特性曲线：（由输出特性曲线导出）
d 栅极输入端基本无电流， 取不同的vDS值即可作出 g 所以用转移特性来代替输入 不同的转移特性曲线，通常 特性（栅极输入电压控制漏 只需分析一条典型曲线即可。 s 极输出电流）。
N沟道
d g
iD（mA） IDSS IDSS
iD(mA) A B VGS= -2V C D … … VGS=0V
s
VGS= -1V
VP
0
vGS
0
VGS=VP
10
vDS(V)
5.1 金属-氧化物-半导体(MOS)场效应管
U 南通大学 D
MOS管是一种IGFET。绝缘栅顾名思义就是“栅极是绝缘 的”，其输入阻抗可达1015Ω。
vDS(V)