运放的噪声特性和放大电路的噪声分析 (1)

万方数据

电流反馈运放电路设计

电流反馈运放电路设计电流反馈放大器不受基本增益带宽积的限制，随着信号幅度的增加，带宽的损失非常小。因为可以在最小失真的条件下对大信号进行调节，这些放大器在非常高的频率下通常都具有优异的线性度。而电压反馈放大器的带宽随着增益的增加降低，电流反馈放大器在很宽的增益范围上维持其大部分带宽不变。正因为如此，准确地说，电流反馈运放没有增益带宽积的限制。当然，电流反馈运放也不是无限快，其压摆率(Slew Rate)不受内部偏置电流的限制，但受三极管本身的速度限制。对给定的偏置电流，这就容许不用通常可能影响稳定性的正反馈或其方法来获得较大的压摆率。那么如何构建这些电路呢？电流反馈运放具有一个与差分对相对的输入缓冲器，该输入缓冲器大多数情况下常常是射极跟随器或其它非常类似的电路。正相输入端具有高阻抗，而缓冲器的输出，即放大器的反相输入具有低阻抗。相比之下，电压反馈放大器的输入都是高阻。电流反馈运放的输出是电压，并且它与流出或流入运放的反相输入端的电流有关，这由称为互阻抗(transimpedance)的复杂函数Z(s)来表示(图1)。在直流时，互阻抗是一个非常大的数，并且像电压反馈运放一样，它随着频率的增加具有单极点滚降特性。电流反馈运放灵活性的关键之一是具有可调节的带宽和可调节的稳定性。因为反馈电阻的数值实际上改变放大器的交流环路的动态特性，所以能够影响带宽和稳定性两个方面。加之具有非常高的压摆率和基于反馈电阻的可调节带宽，你可以获得与器件的小信号带宽非常接近的大信号带宽。在甚至更好的情况下，该带宽在很宽的增益范围内大部分都维持不变。而因为具有固有的线性度，你也可以在高频大信号时获得较低的失真。如何发现最佳的反馈电阻R F 由于放大器的交流特性部分地取决于反馈电阻，这就让我们能够针对每一个特定的应用“量身定制”放大器。降低反馈电阻的数值将提升环路增益。为了保持稳定性和最大的带宽，在低增益时，反馈电阻要设置为较高的数值；随着增益的上升，环路增益自然降低。如果需要高的增益，可以利用较小的反馈电阻来部分地恢复环路增益。图1：具有Z(s)和反馈电阻的电路示意图

电路频率特性讲解

东南大学电工电子实验中心实验报告课程名称：电路第四次实验实验名称：电路频率特性（EDA）院（系）：专业：电班姓名：学号：实验室: 实验组别：同组人员：实验时间：评定成绩：审阅教师：电路频率特性的研究

一、实验目的 1. 掌握低通、带通电路的频率特性； 2. 应用Multisim 软件测试低通、带通电路频率特性及有关参数； 3. 应用Multisim 软件中的波特仪测试电路的频率特性。二、实验原理研究电路的频率特性，即是分析研究不同频率的信号作用于电路所产生的响应函数与激励函数的比值关系。通常情况下，研究具体电路的频率特性，并不需要测试构成电路所有元件上的响应与激励之间的关系，只需要研究由工作目的所决定的某个元件或支路的响应与激励之间的关系。本实验主要研究一阶RC 低通电路，二阶RLC 低通、带通电路的频率特性。（一）：网络频率特性的定义电路在一个正弦电源激励下稳定时，各部分的响应都是同频率的正弦量，通过正弦量的相量，网络函数|()|H jw 定义为：. ().|()||()|j w Y H w H jw e X ?== 其中Y 为输出端口的响应，X 为输入端口的激励。由上式可知，网络函数是频率的函数，其中网络函数的模|()|H jw 与频率的关系称为幅频特性，网络函数的相角()w ?与频率的关系称为相频特性，后者表示了响应与激励的相位差与频率的关系。（二）：网络频率特性曲线 1. 一阶RC 低通网络网络函数：其模为：辐角为: 显然，随着频率的增高，|H(j ω)|将减小，即响应与激励的比值减小，这说明低频信号可以通过，高频信号被衰减或抑制。 4590 (a) RC低通网络(b) 幅频特性 (c) 相频特性 ()H j ω()) RC ?ω=().0.1/1 1/1i U j c H j R j C j RC U ωωωω=== ++

射频低噪声放大器电路设计详解

射频低噪声放大器电路设计详解射频LNA 设计要求：低噪声放大器（LNA）作为射频信号传输链路的第一级，它的噪声系数特性决定了整个射频电路前端的噪声性能，因此作为高性能射频接收电路的第一级LNA 的设计必须满足：（1）较高的线性度以抑制干扰和防止灵敏度下降;（2）足够高的增益，使其可以抑制后续级模块的噪声;（3）与输入输出阻抗的匹配，通常为50Ω;（4）尽可能低的功耗，这是无线通信设备的发展趋势所要求的。 InducTIve-degenerate cascode 结构是射频LNA 设计中使用比较多的结构之一，因为这种结构能够增加LNA 的增益，降低噪声系数，同时增加输入级和输出级之间的隔离度，提高稳定性。InducTIve-degenerate cascode 结构在输入级MOS 管的栅极和源极分别引入两个电感Lg 和Ls，通过选择适当的电感值，使得输入回路在电路的工作频率附近产生谐振，从而抵消掉输入阻抗的虚部。由分析可知应用InducTIve-degenerate cascode 结构输入阻抗得到一个50Ω的实部，但是这个实部并不是真正的电阻，因而不会产生噪声，所以很适合作为射频LNA 的输入极。高稳定度的LNA cascode 结构在射频LNA 设计中得到广泛应用，但是当工作频率较高时由于不能忽略MOS 管的寄生电容Cgd，因而使得整个电路的稳定特性变差。对于单个晶体管可通过在其输入端串联一个小的电阻或在输出端并联一个大的电阻来提高稳定度，但是由于新增加的电阻将使噪声值变坏，因此这一技术不能用于低噪声放大器。文献对cascode 结构提出了改进，在其中ZLoad=jwLout//（jwCout）-

《模拟电子技术基础》第三版习题解答第5章放大电路的频率响应题解

第五章放大电路的频率响应自测题一、选择正确答案填入空内。（1）测试放大电路输出电压幅值与相位的变化，可以得到它的频率响应，条件是。 A.输入电压幅值不变，改变频率 B.输入电压频率不变，改变幅值 C.输入电压的幅值与频率同时变化（2）放大电路在高频信号作用时放大倍数数值下降的原因是，而低频信号作用时放大倍数数值下降的原因是。 A.耦合电容和旁路电容的存在 B.半导体管极间电容和分布电容的存在。 C.半导体管的非线性特性 D.放大电路的静态工作点不合适（3）当信号频率等于放大电路的f L 或f H 时，放大倍数的值约下降到中频时的。倍倍倍即增益下降。（4）对于单管共射放大电路，当f ＝ f L 时，o U 与i U 相位关系是。

A.＋45? B.－90? C.－135? U 与i U 的相位关系是。当f ＝f H时， o A.－45? B.－135? C.－225? 解：（1）A （2）B，A （3）B A （4）C C 二、电路如图所示。已知：V C C＝12V；晶体管的Cμ＝4pF，f T= 50MHz， r＝100Ω, 0＝80。试求解： ' bb A ；（1）中频电压放大倍数 u sm C；（2）' （3）f H和f L；（4）画出波特图。图

解：（1）静态及动态的分析估算： ∥178 )(mA/V 2.69k 27.1k 27.1k 17.1mV 26) 1(V 3mA 8.1)1(A μ 6.22c m be e b'i s i sm T EQ m b be i e b'bb'be EQ e b'c CQ CC CEQ BQ EQ b BEQ CC BQ R g r r R R R A U I g R r R r r r I r R I V U I I R U V I u （2）估算' C ： pF 1602)1(pF 214π2) (π2μc m ' μT e b'0 μπe b'0 T C R g C C C f r C C C r f （3）求解上限、下限截止频率： Hz 14)π(21 kHz 175π21 567)()(i s L ' πH s b b'e b'b s b b'e b' C R R f RC f R r r R R r r R ∥∥∥ （4）在中频段的增益为 dB 45lg 20sm u A

低噪声放大器设计指南

低噪声放大器设计指南 1．低噪声放大器在通讯系统中的作用随着通讯工业的飞速发展，人们对各种无线通讯工具的要求也越来越高，功率辐射小、作用距离远、覆盖范围大已成为各运营商乃至无线通讯设备制造商的普遍追求，这就对系统的接收灵敏度提出了更高的要求，我们知道，系统接收灵敏度的计算公式如下： S = -174+ NF+10㏒BW+S/N (1) min 由上式可见，在各种特定（带宽、解调S/N 已定）的无线通讯系统中，能有效提高灵敏度的关键因素就是降低接收机的噪声系数NF，而决定接收机的噪声系数的关键部件就是处于接收机最前端的低噪声放大器。低噪声放大器的主要作用是放大天线从空中接收到的微弱信号，降低噪声干扰，以供系统解调出所需的信息数据，所以低噪声放大器的设计对整个接收机来说是至关重要的。 2．低噪声放大器的主要技术指标： 2．1 噪声系数NF 噪声系数的定义为放大器输入信噪比与输出信噪比的比值，即： out out in in N S N S NF //= 对单级放大器而言，其噪声系数的计算为： 222min |1)||1(||4opt s opt s n R NF NF Γ?Γ?Γ?Γ+= 其中 F min 为晶体管最小噪声系数，是由放大器的管子本身决定的， Γopt 、Rn 和Γs分别为获得 F min 时的最佳源反射系数、晶体管等效噪声电阻、以及晶体管输入端的源反射系数。对多级放大器而言，其噪声系数的计算为： NF=NF 1+(NF -1)/G 1+(NF -1)/G 1G +…… （4） 232其中NF n 为第n级放大器的噪声系数，G n 为第n级放大器的增益。在某些噪声系数要求非常高的系统，由于噪声系数很小，用噪声系数表示很不方便，常常用噪声温度来表示，噪声温度与噪声系数的换算关系为： T e = T 0 ( NF – 1 ) （5）其中T e 为放大器的噪声温度，T 0 =2900 K，NF为放大器的噪声系数。 NF(dB) = 10LgNF （6） 2． 2 放大器增益G：放大器的增益定义为放大器输出功率与输入功率的比值： G=P out / P in （7）从式（4）中可见，提高低噪声放大器的增益对降低整机的噪声系数非常有利，但低噪声放大器的增益过高会影响整个接收机的动态范围。所以，一般来说低噪声放大器的增益确定应与系统的整机噪声系数、接收机动态范围等结合起来考虑。

运放电路噪声与偏置

运放电路噪声与偏置 1.噪声的来源非反转放大电路主要的噪声来源如下（摘自远坂俊昭《从OP放大器实践电路到微弱信号的处理》）：从图中可知，噪声主要与下面几个因素有关。 1.1．等效输入噪声电压（En）等效输入噪声电压定义为，屏蔽良好、无信号输入的的运放，在其输出端产生的任何交流无规则的干扰电压。这个噪声电压折算到运放输入端时，就称为运放输入噪声电压。 En和频率有关，不同频率段的噪声规律不一样，如图。

在计算时，需要分段计算。一般datasheet会给出某个频率段的噪声密度，也有些会给出低频段的噪声值。根据这些指标与自身系统的带宽即可计算得到噪声电压。 1.2．等效输入噪声电流（In）等效输入噪声电流（In）与等效输入噪声电压类似。同样datasheet会给出噪声密度指标，根据实际带宽计算得到噪声幅度，由于是一个电流值，还需要乘上所流经电阻的阻值，得到电压噪声幅度。 1.3．电阻热噪声高于绝对0°（-273℃或Ok）的任何温度下，物质中的电子都在持续地热运动。由于其运动方向是随机的，任何短时电流都不相关，因此没有可检测到的电流。但是连续的随机运动序列可以导致Johnson噪声或热噪声。电阻热噪声的幅度和其阻值有下列关系；式中，Vn是噪声电压，以V为单位；Kb是玻尔兹曼常数，1.38×10(-23)J/K；T是温度，以K为单位；R是电阻，以Ω为单位；B是带宽，以Hz为单位当放大电路中有较大电阻，那么热噪声也是主要的噪声源之一。 1.4．噪声的融合上面列举的几种噪声互相之间是无关的，他们的自乘之和的平方根就是合成的振幅值。噪声幅值在最大噪声幅值1/3以下的成分，影响小于10%，可以忽略不计。实际电路中根据实际参数计算主要噪声，忽略次要噪声，即可估算得到噪声值。

放大电路的频率特性

返回＞＞第三章放大电路的频率特性通常，放大电路的输入信号不是单一频率的正弦信号，而是各种不同频率分量组成的复合信号。由于三极管本身具有电容效应，以及放大电路中存在电抗元件(如耦合电容和旁路电容)，因此，对于不同频率分量，电抗元件的电抗和相位移均不同，所以，放大电路的电压放大倍数A u 和相角φ成为频率的函数。我们把这种函数关系称为放大电路的频率特性。 §1频率特性的一般概念一、频率特性的概念以共e 极基本放大电路为例，定性地分析一下当输入信号频率发生变化时，放大倍数将怎样变化。在中频段，由于电容可以不考虑，中频A um 电压放大倍数基本上不随频率而变化。ο 180=?，即无附加相移。对共发射极放大电路来说，输出电压和输入电压反相。在低频段，由耦合电容的容抗变大，电压放大倍数A u 变小，同时也将在输出电压和输入电压间产生相移。我们定义：当放大倍数下降到中频率放大倍数的0.707倍时，即 2um ul A A =时的频率称为下限频率f l 对于高频段。由于三极管极间电容或分布电容的容抗在低频时较大，当频率上升时，容抗减小，使加至放大电路的输入信号减小，输入电压减小，从而使放大倍数下降。同时也会在输出电压与输入电压间产生附加相移。同样我们定义：当电压放大倍数下降到中频区放大倍数的0.707 倍时，即2um uh A A =时的频率为上限频率f h 。共e 极的电压放大倍数是一个复数， ?<=? u u A A 其中，幅值A u 和相角?都是频率的函数，分别称为放大电路的幅频特性和相频特性。我们称上限频率与下限频率之差为通频带。

l h bw f f f -= 表征放大电路对不同频率的输入信号的响应能力，它是放大电路的重要技术指标之一。二、线性失真由于通频带不会无穷大，因此对于不同频率的信号，放大倍数的幅值不同，相位也不同。当输入信号包含有若干多次谐波成分时，经过放大电路后，其输出波形将产生频率失真。由于它是电抗元件产生的，而电抗元件又是线性元件，故这种失真称为线性失真。线性失真又分为相频失真和幅频失真。 1．相频失真由于放大器对不同频率成分的相位移不同，而使放大后的输出波形产生了失真。 2．幅频失真由于放大器对于不同频率成分的放大倍数不同，而使放大后的输出波形产生了失真。线性失真和非线性失真本质上的区别：非线性失真产生新的频率成分，而线性失真不产生新的频率成分。 §2三极管的频率参数影响放大电路的频率特性，除了外电路的耦合电容和旁路电容外，还有三极管部的级间电容或其它参数的影响。前者主要影响低频特性，后者主要影响高频特性。一、三极管的频率特性中频时，认为三极管的共发射极放大电路的电流放大系数β是常数。实际上

低噪声放大器设计论文

低噪声放大器设计摘要：微弱信号检测就是利用近代电子学和信号处理方法从噪声中提取有用信号，其关键在于抑制噪声。恢复、增加和提取有用信号。与普通放大器相比，低噪声放大器应具有低得多的噪声系数。欲使放大器获得良好的低噪声特性，除使用好的低噪声器件外，还要有周密的设计。本文将从低噪声放大器在通讯系统中的作用，低噪声放大器的主要技术指标以及低噪声放大器的设计方法来论述低噪声放大器，以获得最佳噪声性能的低噪声放大器。重点介绍了低噪声放大器的设计方法。关键词：低噪声，微弱信号检测，噪声系数，放大器 0．引言随着现代科学研究和技术的发展，人们越来越需要从强噪声中检测出有用的微弱信号，于是逐渐形成了微弱信号检测这门新兴的科学技术学科，其应用范围遍及光学、电学、磁学、声学、力学、医学、材料等领域。微弱信号检测技术是利用电子学、信息论、计算机及物理学的方法，分析噪声产生的原因和规律，研究被测信号的特点与相关性，检测被噪声淹没的微弱有用信号，或用一些新技术和新方法来提高检测系统输出信号的信噪比，从而提取有用信号。微弱信号检测所针对的检测对象，是用常规和传统方法不能检测到的微弱量。对它的研究是发展高新技术，探索及发现新的自然规则的重要手段，对推动相关领域的发展具有重要的应用价值。目前，微弱信号检测的原理、方法和设备已经成为很多领域中进行现代科学技术研究不可缺少的手段。显然，对微弱信号检测理论的研究，探索新的微弱信号检测方法，研制新的微弱信号检测设备是目前检测技术领域的一大热点。 1．低噪声放大器在通讯系统中的作用随着通讯工业的飞速发展，人们对各种无线通讯工具的要求也越来越高，功率辐射小、作用距离远、覆盖范围大已成为各运营商乃至无线通讯设备制造商的

运放的输入偏置电流

运放的输入偏置电流: 为了使运放输入级放大器工作在线性区, 所必须输入的一个直流电流, 在双极晶体管输入的运放, 偏置电流就是输入管的基极电流, 在 MOS 管输入的运放是指栅极漏电流. 输入失调电流: 与输入失调电压一样, 都是描述运放差分输入的对称性的. 理想的差分输入应该是完全对称的, 但由于设计和工艺过程的偏差, 正负两个输入端的特性不会完全相同. 这两个失调参数的定义是,当输出为 0 时两个输入端的输入电压差 (失调电压) 和输入电流-即偏置电流的差 (失调电流), 显然在理想状态下它们都应该为 0. 输入失调电流= |IB1-IB2| 输入偏置电流=1/2（IB1+IB2）?IB1、IB2为输入级差放管的输入偏置电流 2：运放是集成在一个芯片上的晶体管放大器, 偏置电流 bias current 就是第一级放大器输入晶体管的基极直流电流. 这个电流保证放大器工作在线性范围, 为放大器提供直流工作点. 因为运算放大器要求尽可能宽的共模输入电压范围, 而且都是直接耦合的, 不可能在芯片上集成提供偏置电流的电流源. 所以都设计成基极开路的, 由外电路提供电流. 因为第一级偏置电流的数值都很小, uA 到 nA 数量级, 所以一般运算电路的输入电阻和反馈电阻就可以提供这个电流了. 而运放的偏置电流值也限制了输入电阻和反馈电阻数值不可以过大, 使其在电阻上的压降与运算电压可比而影响了运算精度(特别对于测试微小电流的I-V运放电路来说

尤其重要）. 或者不能提供足够的偏置电流, 使放大器不能稳定的工作在线性范围. 如果设计要求一定要用大数值的反馈电阻和输入电阻, 可以考虑用?J-FET 输入的运放. 因为 J-FET 是电压控制器件, 其输入偏置电流参数是指输入 PN 结的反向漏电流, 数值应在 pA 数量级. 同样是电压控制的还有 MOSFET 器件, 可以提供更小的输入漏电流. 另外一个有关的运放参数是输入失调电流 offset current, 是指两个差分输入端偏置电流的误差, 在设计电路中也应考虑. 电路设计时应注意：运放的输入偏置电流是不可避免的，输入端必须有提供输入偏置电流的通路。在设计高精度直流放大放大器或选用具有较大输入偏置电流的运放时，必须使运放两端直流通道电阻相等，这样子才能平衡输入偏置电流。 3：输入失调电流（input offset current）和输出失调电压如果运放两个输入端上的电压均为0V，则输出端电压也应该等于0V。但事实上，输出端总有一些电压，该电压称为失调电压VOS。如果将输出端的失调电压除以电路的噪声增益，得到结果称为输入失调电压或输入参考失调电压。这个特性在数据表中通常以VOS给出。VOS被等效成一个与运放反相输入端串联的电压源。必须对放大器的两个输入端施加差分电压，以产生0V输出。 VOS随着温度的变化而改变，这种现象称为漂移，漂移的大小随时间而变化。漂移的温度系数TCVOS通常会在数据表中给出，但一些运放数据表仅

低噪声前置放大器电路的设计方法

低噪声前置放大器电路的设计方法收藏此信息打印该信息添加：不详来源：未知前置放大器在音频系统中的作用至关重要。本文首先讲解了在为家庭音响系统或PD A设计前置放大器时，工程师应如何恰当选取元件。随后，详尽分析了噪声的来源，为设计低噪声前置放大器提供了指导方针。最后，以PDA麦克风的前置放大器为例，列举了设计步骤及相关注意事项。前置放大器是指置于信源与放大器级之间的电路或电子设备，例如置于光盘播放机与高级音响系统功率放大器之间的音频前置放大器。前置放大器是专为接收来自信源的微弱电压信号而设计的，已接收的信号先以较小的增益放大，有时甚至在传送到功率放大器级之前便先行加以调节或修正，如音频前置放大器可先将信号加以均衡及进行音调控制。无论为家庭音响系统还是PDA设计前置放大器，都要面对一个十分头疼的问题，即究竟应该采用哪些元件才恰当？元件选择原则由于运算放大器集成电路体积小巧、性能卓越，因此目前许多前置放大器都采用这类运算放大器芯片。我们为音响系统设计前置放大器电路时，必须清楚知道如何为运算放大器选定适当的技术规格。在设计过程中，系统设计工程师经常会面临以下问题。是否有必要采用高精度的运算放大器？输入信号电平振幅可能会超过运算放大器的错误容限，这并非运算放大器所能接受。若输入信号或共模电压太微弱，设计师应该采用补偿电压(Vos)极低而共模抑制比(CMRR)极高的高精度运算放大器。是否采用高精度运算放大器取决于系统设计需要达到多少倍的放大增益，增益越大，便越需要采用较高准确度的运算放大器。运算放大器需要什么样的供电电压？

这个问题要看输入信号的动态电压范围、系统整体供电电压大小以及输出要求才可决定，但不同电源的不同电源抑制比(PSRR)会影响运算放大器的准确性，其中以采用电池供电的系统所受影响最大。此外，功耗大小也与内部电路的静态电流及供电电压有直接的关系。输出电压是否需要满摆幅？低供电电压设计通常都需要满摆幅的输出，以便充分利用整个动态电压范围，以扩大输出信号摆幅。至于满摆幅输入的问题，运算放大器电路的配置会有自己的解决办法。由于前置放大器一般都采用反相或非反相放大器配置，因此输入无需满摆幅，原因是共模电压(Vcm)永远小于输出范围或等于零(只有极少例外，例如设有浮动接地的单供电电压运算放大器)。增益带宽的问题是否更令人忧虑？是的，尤其是对于音频前置放大器来说，这是一个非常令人忧虑的问题。由于人类听觉只能察觉大约由20Hz至20kHz频率范围的声音，因此部分工程师设计音频系统时会忽略或轻视这个“范围较窄”的带宽。事实上，体现音频器件性能的重要技术参数如低总谐波失真(TH D)、快速转换率(slew rate)以及低噪声等都是高增益带宽放大器所必须具备的条件。图1，建议选用的放大器深入了解噪声在设计低噪声前置放大器之前，工程师必须仔细审视源自放大器的噪声，一般来说，运算放大器的噪声主要来自四个方面：热噪声(Johnson)：由于电导体内电流的电子能量不规则波动产生的具有宽带特性的热噪声，其电压均方根值的正方与带宽、电导体电阻及绝对温度有直接的关系。对于电阻及晶体

运算放大器电路的误差分析

运算放大器电路的误差分析 1. 共模抑制比KCMR为有限值的情况集成运放的共模抑制比为有限值时，以下图为例讨论。 VP=Vi VN=Vo 共模输入电压为: 差摸输入电压为: 运算放大器的总输出电压为:vo=AVDvID+AVCvIC 闭环电压增益为: 可以看出，AVD和KCMR越大，AVF越接近理想情况下的值，误差越小。 2.输入失调电压VIO 一个理想的运放，当输入电压为0时，输出电压也应为0。但实际上它的差分输入级很难做到完全对称。通常在输入电压为0时，存在一定的输出电压。解释一:在室温25?及标准电源电压下，输入电压为0时，为使输出电压为0，在输入端加的补偿电压叫做失调电压。解释二:输入电压为0时，输出电压Vo折合到输入端的电压的负值，即VIO=- VO|VI=0/AVO 输入失调电压反映了电路的对称程度，其值一般为?1~10mV 3.输入偏置电流IIB BJT集成运放的两个输入端是差分对管的基极，因此两个输入端总需要一定的输入电流IBN和IBP。输入偏置电流是指集成运放输出电压为0时，两个输入端静态电流的平均值。输入偏置电流的大小，在电路外接电阻确定之后，主要取决于运放差分输入级BJT的性能，当它的β值太小时，将引起偏置电流增加。偏置电流越小，由于信号源反向输入端电压因AVO??，有VP?VN，代入得

Vo=(1+Rf/R1)[VIO+IIB(R1||Rf-R2)+ IIO(R1||Rf+R2)] 当取R2=R1||Rf时，由输入偏置电流IIB引起的输入误差电压可以消除，上式可简化为 Vo=(1+Rf/R1)(VIO+IIOR2) 可见，1+Rf/R1 和R2越大，VIO和IIO引起的输出误差电压越大。 sC)代替Rf，输出误差电压为当用作积分运算时，用1/( vo(s)=[1+1/( sC R1)][VIO(s)+IIO(s)R2] 当VIO和IIO随时间变化时，即有由此式可以看出，积分时间常数τ=R1C越小或积分时间越长，VIO和IIO引起的输出误差电压越大。在理想情况下，VIO和IIO都为0时，输出误差电压也为 0。可以在输入级加一调零电位器，或在输入端加一补偿电压或补偿电流，以抵消VIO和IIO的影响。问题分析: 实施电压测量时，一般要求测量仪器(电压表)的工作于非线性模式(无反馈电阻Rf)时，输出电压只有两个离散值(高电位Vh 和地电位Vl):当 V+,V-时，Vo=Vh;当 V+,V-时，Vo=Vl，其中Vh 的数值接近正电源供电电压Vcc，Vl 接近负电源供电电压Vdd(单电源供电时为零电位)，具体数值因运算放大器型号不同略有区别。单电源运算放大器的偏置与去耦电路设计目前在许多手持设备、汽车以及计算机等设备只用单电源供电，但是单电源容易出现不稳定问题，因此需要在电路外围增加辅助器件以提高稳定性。在电路图1中展示了单电源供电运算放大器的偏置方法，用电阻RA与电阻RB构成分压电路，并把正输入端的电压设置为Vs/2。输入信号VIN是通过电容耦合到正输入端。在该电路中有一些严重的局限性。

运放的使用及滤波器设计

单电源运放图集前言前段时间去福州出差，看到TI的《A Single-Supply Op-Amp Circuit Collection》这篇文章，觉得不错，就把它翻译了过来，希望能对大家有点用处。这篇文章没有介绍过多的理论知识，想要深究的话还得找其他的文章，比如象这里提到过的《Op Amps for Everyone》。我的E文不好，在这里要感谢《金山词霸》。 ^_^ 水平有限（不是客气，呵呵），如果你发现什么问题请一定指出，先谢谢大家了。 E－mail：wz_carbon@https://www.360docs.net/doc/0118045245.html, 王桢 10月29日

介绍我们经常看到很多非常经典的运算放大器应用图集，但是他们都建立在双电源的基础上，很多时候，电路的设计者必须用单电源供电，但是他们不知道该如何将双电源的电路转换成单电源电路。在设计单电源电路时需要比双电源电路更加小心，设计者必须要完全理解这篇文章中所述的内容。 1． 1电源供电和单电源供电所有的运算放大器都有两个电源引脚，一般在资料中，它们的标识是VCC＋和VCC －，但是有些时候它们的标识是VCC＋和GND。这是因为有些数据手册的作者企图将这种标识的差异作为单电源运放和双电源运放的区别。但是，这并不是说他们就一定要那样使用――他们可能可以工作在其他的电压下。在运放不是按默认电压供电的时候，需要参考运放的数据手册，特别是绝对最大供电电压和电压摆动说明。绝大多数的模拟电路设计者都知道怎么在双电源电压的条件下使用运算放大器，比如图一左边的那个电路，一个双电源是由一个正电源和一个相等电压的负电源组成。一般是正负15V，正负12V和正负5V也是经常使用的。输入电压和输出电压都是参考地给出的，还包括正负电压的摆动幅度极限V om以及最大输出摆幅。单电源供电的电路（图一中右）运放的电源脚连接到正电源和地。正电源引脚接到VCC＋，地或者VCC－引脚连接到GND。将正电压分成一半后的电压作为虚地接到运放的输入引脚上，这时运放的输出电压也是该虚地电压，运放的输出电压以虚地为中心，摆幅在V om之内。有一些新的运放有两个不同的最高输出电压和最低输出电压。这种运放的数据手册中会特别分别指明V oh和V ol。需要特别注意的是有不少的设计者会很随意的用虚地来参考输入电压和输出电压，但在大部分应用中，输入和输出是参考电源地的，所以设计者必须在输入和输出的地方加入隔直电容，用来隔离虚地和地之间的直流电压。（参见1.3节）图一通常单电源供电的电压一般是5V，这时运放的输出电压摆幅会更低。另外现在运放的供电电压也可以是3V也或者会更低。出于这个原因在单电源供电的电路中使用的运放基本上都是Rail－To－Rail的运放，这样就消除了丢失的动态范围。需要特别指出的是输入和输出不一定都能够承受Rail－To－Rail的电压。虽然器件被指明是Rail－To －Rail的，如果运放的输出或者输入不支持Rail－To－Rail，接近输入或者接近输出电压极限的电压可能会使运放的功能退化，所以需要仔细的参考数据手册是否输入和输出是否都是Rail－To－Rail。这样才能保证系统的功能不会退化，这是设计者的义务。1. 2虚地

低噪声放大电路设计

低噪声放大器我们用的是搞电子迁移率晶体管ATF54143芯片进行低噪放的设计。设计目标：工作频率2.4~2.5G ISM频段，此频段( 2.4~2.4835GHz)主要是开放给工业，科学、医学，三个主要机构使用。噪声系数NF<0.7 增益Gain>15 驻波比VSWRin<1.5,VSWRout<1.5 设计制作：安装晶体管器件，器件已经给大家。进入ADS主界面，按上图操作，

找到并选中器件，安装。工程自动生成，可见下图可以打开原理图看一下，其实就是此晶体管的封装。再新建一个工程，名称随意，添加library，按照以下步骤：

选择add library definition file这个按钮，寻找一下刚才生成的工程的路径，进入寻找lib.defs 新建的工程里面也就添加了一个atf54143_dt，在此工程也就可以使用这个晶体管了。新建原理图，图标，按照下图选择所需器件，右键单机，选择

place component，即可在原理图画出器件。按下图画出原理图可在中直接输入名称来超找器件，器件名称即比较淡的可看作器件名，输入即可得到器

件。比如输入TERM，即可得到以前看到过的阻抗。连接好器件后设置参数，DC_FET参数参数含义依次为起始栅极电压，终极栅极电压，栅电流值的采样点数目，初始漏-源电压，终止漏-源电压，漏-源电压值的采样点数目。选择displaytemplate，按下按钮，选择参数 OK后记得到上一级界面按下ADD键，即添加了模版。点击开始仿真，得到ATF54143的直流特性图。

从ATF54143的数据手册中可以读出其偏置电流曲线， Fmin 接近最小值，增益大约为16.3dB ，满足设计要求。那么晶体管的直流工作点就设为V 3=ds V ，mA 20=ds I 。画偏置电路：新建一个原理图，按照下图画出原理图。器件找寻方法见上文。

运算放大器的噪声

运算放大器的噪声运算放大器的噪声问：有关运算放大器的噪声我应该知道些什么? 答：首先，必须注意到运算放大器及其电路中元器件本身产生的噪声与外界干扰或无用信号并且在放大器的某一端产生的电压或电流噪声或其相关电路产生的噪声之间的区别。干扰可以表现为尖峰、阶跃、正弦波或随机噪声而且干扰源到处都存在：机械、靠近电源线、射频发送器与接收器、计算机及同一设备的内部电路(例如，数字电路或开关电源)。认识干扰，防止干扰在你的电路附近出现，知道它是如何进来的并且如何消除它或者找到对付干扰的方法是一个很大的题目。如果所有的干扰都被消除，那么还存在与运算放大器及其阻性电路有关的随机噪声。它构成运算放大器的控制分辨能力的终极限制。我们下面的讨论就从这个题目开始。问：好，那就请你讲一下有关运算放大器的随机噪声。它是怎么产生的? 答：在运算放大器的输出端出现的噪声用电压噪声来度量。但是电压噪声源和电流噪声源都能产生噪声。运算放大器所有内部噪声源通常都折合到输入端，即看作与理想的无噪声放大器的两个输入端相串联或并联不相关或独立的随机噪声发生器。我们认为运算放大器噪声有三个基本来源：·一个噪声电压发生器(类似失调电压，通常表现为同相输入端串联)。·两个噪声电流发生器(类似偏置电流，通过两个差分输入端排出电流)。·电阻噪声发生器(如果运算放大器电路中存在任何电阻，它们也会产生噪声。可把这种噪声看作来自电流源或电压源，不论哪种形式在给定电路中都很常见)。运算放大器的电压噪声可低至3nV/Hz。电压噪声是通常比较强调的一项技术指标，但是在阻抗很高的情况下电流噪声常常是系统噪声性能的限制因素。这种情况类似于失调，失调电压常常要对输出失调负责，但是偏置电流却有真正的责任。双极型运算放大器的电压噪声比传统的FET运算放大器低，虽然有这个优点，但实际上电流噪声仍然比较大。现在的FET运算放大器在保持低电流噪声的同时，又可达到双极型运算放大器的电压噪声水平。问：电压噪声达到3nV/Hz的单位是怎么来的?它的含义如何?答：让我们讨论一下随机噪声。在实际应用中(即在设计者关心的带宽内)许多噪声源都属于白噪声和高斯噪声。

运算放大器电路固有噪声的分析与测量(6)噪声测量实例

运算放大器电路固有噪声的分析与测量第六部分：噪声测量简介作者：Arthur Kay，德州仪器(TI) 高级应用工程师内容摘要：在第5部分我们介绍了不同类型的噪声测量设备。我们将在第6部分讨论与噪声测量相关的参数和操作模式。在这里我们将列举一些实际应用的例子，来说明如何使用该设备对第3部分及第4部分所描述的电路进行测量。关键字：运算放大器噪声1/f 噪声噪声测量屏蔽失调漂移屏蔽测量固有噪声时，消除外来噪声源是很重要的。常见的外来噪声源有：电源线路“拾取”（“拾取”是指引入外来噪声，比如60Hz噪声）、监视器噪声、开关电源噪声以及无线通信噪声。通常利用屏蔽外壳将所测电路放置于其中。屏蔽外壳通常由铜、铁或铝制成，而重要的是屏蔽外壳应与系统接地相连。一般来说，电源线缆和信号线缆是通过外壳上的小孔连接到屏蔽外壳内电路的。这些小孔尽可能地小，数量也要尽可能地少，这一点非常重要。实际上，解决好接缝、接合点以及小孔的（电磁）泄露，就可以实现较好的屏蔽效果。[1] 图6.1举例显示了一种极易构建且非常有效的屏蔽外壳，该屏蔽外壳是采用钢漆罐制成的（这些材料可从绝大多数五金商店买到，而且价格也不高）。漆罐有紧密的接缝，并且罐盖的设计可以使我们方便地接触到所测电路。请注意，I/O信号是采用屏蔽式同轴线缆进行连接的，该同轴线缆采用BNC 插孔-插孔式连接器将其连接到所测试的电路；BNC 插孔-插孔式连接器壳体与漆罐进行电气连接。外壳唯一的泄露路径是将电源连接到所测电路的三个香蕉插头(banana connector)。为了实现最佳的屏蔽效果，应确保漆罐密封紧固。图6.1 使用钢漆罐进行测试

低噪声功率放大器设计

微波电子线路大作业 ——低噪声功率放大器设计班级：021013班学号：02011268 姓名：

低噪声放大器的设计一、设计要求：已知GaAs FET 在4 GHz 、50 Ω系统中的S 参数和噪声参量为 S11=0.6∠－60°，S21=1.9∠81°， S12=0.05∠26°，S22=0.5∠－60° Fmin=1.6 dB Γout=0.62∠100°RN=20 Ω 设计一个低噪声放大器，要求噪声系数为2 dB ，并计算相应的最大增益。若按单向化进行设计，则计算GT 的最大误差。二、低噪声放大器设计原理及思路 1.1低噪声放大器功能概述低噪声放大器是射频／微波系统的一种必不可少的部件，它紧接接收机天线，放大天线从空中接收到的微弱信号。低噪声放大器在对微弱信号放大的同时还会产生附加于扰信号，因此它的设计目标是低噪声，足够的增益，线性动态范围宽。低噪声放大器影响整机的噪声系数和互调特性，分析如下（1）系统接收灵敏度：（2）多个级连网络的总噪声系数 1.2 放大器工作组态分类 A 类放大器（导通角360度，最大理论效率50%）用于小信号、低噪声，通常是接收机前端放大器或功率放大器的前级放大。 B 类（导通角180度，最大理论效率78.5%）和 C 类（导通角小于180度，最大理论效率大于78.5% ）放大器电源效率高，愉出信号谐波成分高，需要有外部混合电路或滤波电路．由B 类和C 类放大器还可派生出 D 类、 E 类、P 类等放大器。 min 114(dBm/Hz)NF 10log BW(MHz)/(dB) S S N =-+++321112121 11n tot A A A A A An F F F F F G G G G G G ---=+ +++L L

运放噪声——同相放大电路

运放噪声——同相放大电路对于低噪声应用来讲，同相放大电路是最常见的，因此我们将主要探讨同相运算放大器。如图1所示，将输入源等效为一个电压源与一个电阻串联，我们知道源电阻RS的噪声与其电阻平方根值是成正比例关系的(如图2中的直线所示)。低噪声放大器的设计目标是在电阻引入噪声的基础上，尽可能少地引入运放附加的噪声。如图1所示，放大器噪声的等效模型为在一个输入端串联一个电压噪声，同时在两端分别连接一个电流噪声源。把电压噪声看作失调电压的时变元件。同样，电流噪声是输入偏置电流的时变元件，在每个输入端各有一个。由于我们总能将反相输入端的电流噪声值降到最低，因此我们将忽略它。图2给出了BJT做为输入级的OPA209和JFET做为输入级的OPA140这两个运算放大器电路的总输入参考噪声的曲线。在25°C的时候，两条曲线均与源电阻的噪声成比例关系。对每个运算放大器而言，都通过平方和的均方根的方式来对三种噪声源进行了一个求和。你也许会在某些运算放大器的数据手册上看到这样的图形。当源电阻阻值减小时，它的约翰逊噪声随之减小(由阻值平方根值的倒数决定)，在一定程度上，放大器的噪声电压将起到主导作用。总的噪声将等于放大器的电压噪声。当源电阻阻值增加时，流过源电阻的电流噪声将线性增加，而且会增加很快且最终会超过源电阻的噪声。因此当源电阻阻值很高时，电流噪声将会起主导作用。

当源电阻值为2kΩ或者更低时，低噪声放大器的设计会遇到最大的挑战。较低的源电阻噪声就要求放大器有很低的噪声电压。双极性(BJT输入)放大器通常在这方面比较擅长。还需注意的是，如图2所示，在一个最佳位置， OPA209的总噪声与源电阻噪声几乎相等。源阻最佳噪声性能发生在RS=VN/IN。当源电阻阻值大约为20kΩ时，FET输入的放大器几乎不会引入任何的额外噪声。只有当源电阻阻值达到几个GΩ的时候，FET运算放大器的电流噪声才会产生影响。可以遵循以下准则：当源电阻阻值小于10kΩ时，低噪声的BJT放大器会产生较低的噪声。当源电阻阻值大于10kΩ时，FET或者CMOS的运算放大器才会可能会有优势。反馈网络中的R1和R2也会产生一定的噪声，但通常情况下是可以忽略的。当R1和R2的并联值小于或者等于RS值的十分之一时，它们将仅仅使总噪声的值产生小于10%(<1dB) 的增量。无论这些电阻的比值是多少，这都会是个事实。在图2中，反馈网络中元件的噪声被设定为零。

放大器的频率响应(doc 18页)

放大器的频率响应单级放大器的分析中只考虑了低频特性，而忽略了器件的分布电容的影响，但在大多数模拟电路中工作速度与其它参量如增益、功耗、噪声等之间要进行折衷，因此对每一种电路的频率响应的理解是非常必要的。在本章中，将研究在频域中单级与差分放大器的响应，通过对基本概念的了解，分析共源放大器、共栅放大器、CMOS放大器以及源极跟随器的高频特性，然后研究级联与差分放大器，最后考虑差分对有源电流镜的频率响应。 6.1频率特性的基本概念和分析方法在设计模拟集成电路时，所要处理的信号是在某一段频率内的，即是所谓的带宽，但是对于放大电路而言，一般都存在电抗元件，由于它们在各种频率下的电抗值不同，因而使放大器对不同频率信号的放大效果不完全一致，信号在放大过程中会产生失真，所以要考虑放大器的频率特性。 116

117 频率特性是指放大器对不同频率的正弦信号的稳态响应特性。 6.1.1 基本概念 1、频率特性和通频带放大器的频率特性定义为电路的电压增益与频率间的关系： )()(f f A A V V ?∠=? （6.1）式中A V (f)反映的是电压增益的模与频率之间的关系，称之为幅频特性；而)(f ?则为放大器输出电压与输入电压间的相位差?与频率的关系，称为相频特性。所以放大器的频率特性由幅频特性与相频特性来表述。低频区：即在第三章对放大器进行研究的频率区域，在这一频率范围内，MOS 管的电容可视为开路，此时放大器的电压增益为最大。当频率高于该频率时，放大器的电压增益将会下降。上限频率：当频率增大使电压增益下降到低频区电压增益的1/2时的频率。高频区：频率高于中频区的上限频率的区域。 2、幅度失真与相位失真因为放大器的输入信号包含有丰富的频率成

运算放大器常见参数解析

运放常见参数总结 1.输入阻抗和输出阻抗（Input Impedance And Output Impedance）一、输入阻抗输入阻抗是指一个电路输入端的等效阻抗。在输入端上加上一个电压源U，测量输入端的电流I，则输入阻抗Rin就是U/I。你可以把输入端想象成一个电阻的两端，这个电阻的阻值，就是输入阻抗。输入阻抗跟一个普通的电抗元件没什么两样，它反映了对电流阻碍作用的大小。对于电压驱动的电路，输入阻抗越大，则对电压源的负载就越轻，因而就越容易驱动，也不会对信号源有影响；而对于电流驱动型的电路，输入阻抗越小，则对电流源的负载就越轻。因此，我们可以这样认为：如果是用电压源来驱动的，则输入阻抗越大越好；如果是用电流源来驱动的，则阻抗越小越好（注：只适合于低频电路，在高频电路中，还要考虑阻抗匹配问题。另外如果要获取最大输出功率时，也要考虑　阻抗匹配问题二、输出阻抗无论信号源或放大器还有电源，都有输出阻抗的问题。输出阻抗就是一个信号源的内阻。本来，对于一个理想的电压源（包括电源），内阻应该为0，或理想电流源的阻抗应当为无穷大。输出阻抗在电路设计最特别需要注意但现实中的电压源，则不能做到这一点。我们常用一个理想电压源串联一个电阻r的方式来等效一个实际的电压源。这个跟理想电压源串联的电阻r，就是（信号源/放大器输出/电源）的内阻了。当这个电压源给负载供电时，就会有电流I从这个负载上流过，并在这个电阻上产生I×r 的电压降。这将导致电源输出电压的下降，从而限制了最大输出功率（关于为什么会限制最大输出功率，请看后面的“阻抗匹配”一问）。同样的，一个理想的电流源，输出阻抗应该是无穷大，但实际的电路是不可能的三、阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R 越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为：