单相pwm逆变器的滤波器的一种设计方法
单相MPUC多电平逆变器载波层叠随机PWM方法
第54卷第5期2021年5月Vol.54.No.5May.2021微电机M(CROMOTORS单相MPUC多电平逆变器载波层叠随机PWM方法施文新S刘明2,张国华1(1.开滦集团钱家营矿业分公司，河北唐山063000； 2.朝阳等专科学校数学计算机系，辽宁朝阳122000)摘要：MPUC(Modified Packed，-^!-,MPUC)多电平逆变器具有结构简单和成本低廉等优点。
提出一种单相五电平MPUC逆变器载波层叠随机PWM方法。
该方法首法三角载波频率随机化，并通过载波层叠方式产生逆变器的随机化驱动信号，从单相MPUC逆变器的随机PWM控制，降低率谱密度图中的尖峰值%方法同样其它电平数的MPUC多电平逆变器，仿真果证明了该方法的有效性％关键词：MPUC逆变器；多电平；随机PWM；载波层叠；遗传算法中图分类号：TM464文献标志码：A文章编号：1001-6848(2021)055095-04A Random Carrier Level-shifted PWM Method for Single-phaseMPUC Multileve-InverterSHI Wenxin1，LID Ming"，ZHANG Guohua1(1.KaOuan Group Qianjiaying Mining Branch，Tangs+an Hebei063000,China；2.Collegb if Mathematics and Chaoyang Teacheb Collegb，Chaoyang Biaoning122000，China)Abstraci:Modified packed U-cells(MPUC)multilevel invenef has the adventages of simple st/cturo and low cost.This paper presenWd a random PWM method of single-phase five--evel MPUC inverter.In this method，firstly，used the genetic algorithm to realized tUe randomization of taangular cvvier frequence，and genvate the randomization driing signal of the inverter through the way of cvrrier cvscvde,so as to realize the random PWM control of single-phase MPUC inverter and reduced tUe peak velue in tUe power spectral density diagram.The metUod is also suitable for other level MPUC multilevel inverters.Simulation and expeamental results show that the method is effective.Key words：MPUC0—0x0multilevel；random PWM；cvirier Lvd・shifWd；genetic algoritUmo引言PUC(Packed U-CeXs,PUC)逆变器是由K.Al-Haddad等人于2011年提出的新型多电平逆变拓扑结构［1］%逆变器了电容飞跨型和级联H桥型多电平逆变器的，出同样电平数情况下，需的功率开关器件和电容器少⑵％随着太阳能电池技术的发展和成本降低，多流电源的PUC逆变器显％例，可以形成无隔离变压器结构；K.Al-Haddad等人于2018年提出一种七电平双电源MPUC(Modified Packed U Cells，MPUC)逆变器拓扑结构⑶％PUC逆变器的控制方法主要有以下几种％①传统PWM方法。
单相桥式pwm逆变电路实验报告
单相桥式PWM逆变电路实验报告1. 引言在现代电力系统中，逆变器是一种重要的电力电子设备。
逆变器可以将直流电能转换为交流电能，广泛应用于太阳能发电、风力发电、电动车等领域。
本实验旨在通过搭建单相桥式PWM逆变电路，深入了解逆变器的工作原理和性能。
2. 实验原理2.1 单相桥式PWM逆变电路单相桥式PWM逆变电路是一种常见的逆变器拓扑结构。
它由四个开关管和一个负载组成，如图1所示。
其中，开关管可以通过PWM信号控制开关状态，从而实现对输出电压的控制。
2.2 工作原理在单相桥式PWM逆变电路中，通过控制开关管的导通和截止，可以实现对输出电压的控制。
具体工作原理如下：1.当开关管S1和S4导通，S2和S3截止时，电流流经D1和D4，负载得到正半周电压。
2.当开关管S2和S3导通，S1和S4截止时，电流流经D2和D3，负载得到负半周电压。
3.通过调节开关管的导通时间比例，可以实现对输出电压的调节。
2.3 PWM调制技术PWM调制技术是实现对逆变器输出电压调节的关键。
PWM调制技术通过改变开关管的导通时间比例，将输入直流电压转换为一系列脉冲信号，从而实现对输出电压的控制。
常用的PWM调制技术有脉宽调制（PWM）和正弦PWM调制（SPWM）。
3. 实验步骤3.1 实验器材•单相桥式PWM逆变电路实验板•示波器•直流电源•变压器3.2 实验步骤1.搭建实验电路：根据实验板上的连接图，连接单相桥式PWM逆变电路。
2.调节直流电源：将直流电源的输出电压调节为逆变器的输入电压。
3.设置PWM信号：使用示波器生成PWM信号，并通过控制开关管的导通时间比例，调节输出电压的大小。
4.连接负载：将负载接到逆变器的输出端，观察负载的输出情况。
5.调节PWM信号：通过改变PWM信号的频率和占空比，进一步调节输出电压的稳定性和波形质量。
6.记录实验数据：记录不同PWM信号参数下的输出电压和负载情况。
4. 实验结果与分析4.1 输出电压调节根据实验步骤中的操作，我们可以通过调节PWM信号的占空比，实现对输出电压的调节。
单相桥式逆变pwm控制技术方程
单相桥式逆变pwm控制技术方程下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。
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单相PWM逆变器输出滤波器优化设计
ｄ ｓｇ ｐ ｌ ｓａ ＬＣ ｆ ｔ ｒ ｅ ｉｓ ｔ ｎ ｔ ｅ Ｏ ｆ ｔ ｒ ｈ ｒ ｎ ｃ ｏ ｈ ｅ ｉ ｎ ａ ｐ ｉ ｉ ｅ ｓ ｓ ｒ Ｏ ａ ｏ ｈ ｒ ｔ ｉ ｅ ａ ｍｏ ｉ ｆｔ ｅ ＰＷ Ｍ ｖ ． Ｔｈ Ｗ Ｍ ｖ ｉｈ ａ ｌ ｅ ｌ ｅ ｌ ｗａ ｅ ｅＰ ｗａ ｅ ｗｈ ｃ ｌ
ｓａ ｃ ｅ ｒ ｈ． Ｉ ｄｅ Ｏ ｆｌｅ ａ ｍ ｏ ｃ ｗｈｉｈ ｉ ｏｎｔ ｉ ｄ ｉ ｈ ｎｏｒ ｒｔ ｉｔ ｒｈ ｒ ｎｉ ｃ ｓｃ ａｎｅ ｎ ｔ ｅ ＰＷ Ｍ ａ ｅａ ｒ ａ ｅ ｂ ｔｅ ｔ ｗ ｖ ｎｄ ｃ ｅ ｔ ｅ ｔ ｒｏｕ ｐｕｔｗ ａ ｅ ｏ ｍ ，ｔ ｅ ｖ ｆｒ ｈ
Ｈ Ｅ ｎ — ｕａ Ｙｉ ｇ ｇ ｎｇ， ＲＥＮ ａ — Ｘｉｏ ｈｏｎ ＦＡ ＮＧ ｎｇ， Ａ Ｎ Ｇ ｉｎ ｗ ｅ ｇ， Ｇａ Ｗ Ｔ ａ— ｎ
单相和三相逆变器SPWM调制技术的仿真与分析
目录1.引言 .......................................................................................... - 2 -2.PWM控制的基本原理........................................................... - 2 -3.PWM逆变电路及其控制方法............................................... - 3 -4.电路仿真及分析 ...................................................................... - 4 -4.1双极性SPWM波形的产生 . (4)4.2三相SPWM波形的产生 (6)4.3双极性SPWM控制方式单相桥式逆变电路仿真及分析-7-5.双极性SPWM控制方式的单相桥式逆变电路和三相逆变电路比较分析 .................................................................................. - 12 -6.结论 ........................................................................................ - 13 -7.参考文献 ................................................................................ - 13 -1. 引言PWM 技术的的应用十分广泛，目前中小功率的逆变电路几乎都采用了PWM 技术。
它使电力电子装置的性能大大提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分重要的地位。
PWM 控制技术正是有赖于在逆变电路中的成功应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。
单相桥式PWM逆变器的设计
单相桥式PWM逆变器的设计单相桥式PWM逆变器是一种常用的电力电子设备，它可以将直流电能转换为交流电能，并通过改变开关器件的开关频率和占空比来实现对输出波形的精确控制。
本文将重点介绍单相桥式PWM逆变器的设计原理、拓扑结构、工作原理以及在实际应用中所遇到的问题及其对策。
一、设计原理单相桥式PWM逆变器的设计基于电力电子技术和控制理论。
其原理是通过开关器件（如晶体管、IGBT等）控制直流侧电压的切换来实现交流输出的电压和频率的控制。
通过调整开关器件的开通和关断时间，可以控制输出波形的形状和振幅。
采用PWM控制策略可以提高输出电压的质量和变换效率。
二、拓扑结构三、工作原理单相桥式PWM逆变器的工作原理是通过控制开关器件的通断，将直流电压切换成一个周期内的脉冲电压，再通过滤波器将其转换为纯正弦交流电压。
在每个半周期内，开关器件的导通和关断时间通过PWM控制器控制，以实现对输出电压的控制。
PWM控制器会根据输入信号和控制策略生成一个PWM信号，通过调整占空比和频率来控制开关器件的工作状态。
四、问题及对策1.开关器件损耗问题：由于开关器件的通断过程会产生较大的功率损耗，需要根据负载情况选择合适的开关器件，并采取散热措施来降低温度。
2.滤波器设计问题：为了获得稳定的输出电压，滤波器的设计需要考虑逆变器的输出频率和负载情况，以提高输出电压的纯度和防止谐波。
3.控制策略问题：逆变器的控制策略需要根据负载类型和要求来选择，如开关频率和占空比调整方式等。
4.过电压和过电流保护问题：逆变器应该设置过电压和过电流保护装置，以防止故障引起的损坏和安全问题。
5.电磁干扰问题：逆变器的高频开关过程会产生电磁干扰，应采取屏蔽措施来降低干扰。
总结：单相桥式PWM逆变器的设计需要考虑拓扑结构、工作原理和控制策略等方面的问题。
通过合理的选择开关器件、滤波器设计、控制策略和保护措施，可以得到高质量、高效率的逆变器输出。
然而，设计过程中还需要考虑如开关器件损耗、滤波器的合理性、控制策略的优化和电磁干扰问题等，并采取相应的对策来解决这些问题，以保证逆变器的正常工作和高效率输出。
PWM型逆变器输出LC滤波器参数设计
PWM型逆变器输出LC滤波器参数设计PWM型逆变器是一种常用的电力电子装置，用于将直流电转换为交流电。
为了减少输出波形的谐波成分，提高逆变器的输出电压质量，通常需要添加LC滤波器。
LC滤波器是一种由电感器和电容器组成的滤波电路，通过电感和电容的频率特性来滤除高频噪音和谐波。
在设计PWM型逆变器的LC滤波器时，需要考虑多个参数，包括输出电压的纹波、电感和电容的数值以及滤波器的品质因数。
下面将分别介绍这些参数的设计方法。
首先，输出电压纹波是指逆变器输出电压中的交流成分的大小。
为了减小纹波，可以选择合适的电感器和电容器的数值以及滤波电路的拓扑结构。
比较常用的拓扑结构包括陷波器型、π型和T型滤波器。
在选择电感器的数值时，可以根据预期的输出波形纹波来计算。
通常，输出电压的纹波量可以用下式计算：Vr=(ΔI/(2*f*c))其中，ΔI是负载电流的变化量，f是交流成分的频率，c是输出电容器的数值。
根据计算结果选择合适的电感器数值，使得输出电压纹波在可接受范围内。
接下来是选择输出电容器的数值。
输出电容器的数值决定了滤波器的截止频率，即滤波器开始对高频噪声和谐波进行滤除的频率。
为了保证滤波效果，输出电容器的数值应该与电感器的数值匹配。
通常可以使用下式计算输出电容器的数值：C=(ΔI/(2*f*Vr))其中，ΔI是负载电流的变化量，f是交流成分的频率，Vr是输出电压的纹波量。
根据计算结果选择合适的输出电容器数值。
最后需要考虑滤波器的品质因数。
品质因数是滤波器的一个重要指标。
它表示滤波器对输入信号的衰减程度，品质因数越高，滤波效果越好。
品质因数可以通过以下公式计算：Q = 1 / (R * sqrt(LC))其中，R是滤波器的阻抗，L是电感器的数值，C是电容器的数值。
根据计算结果选择合适的品质因数。
综上所述，PWM型逆变器输出LC滤波器参数的设计包括选择合适的电感器和电容器数值以及滤波器的品质因数。
这些参数的选择应该考虑输出电压纹波、滤波器的截止频率和滤波效果，以提高逆变器输出电压的质量。
单相PWM逆变电路课程设计
电力电子技术课程设计题目：设计一个电压型spwm控制的负载性负载逆变电路姓名：学号：院系：班级：指导老师：日期：目录一前言1.1 电力电子简介 (2)1.2 课题目的 (3)1.3 课题内容及要求 (3)1.4 课题意义 (3)二单相桥式逆变电路2.1 电压型逆变电路 (4)2.2 电流型逆变电路 (6)三单相桥式PWM逆变主电路设计3.1 逆变控制电路的设计 (9)3.2 正弦波输出变压变频电源调制方式 (11)3. 3种调制方式下逆变器输出电压谐波分析 (13)四驱动和保护电路的设计4.1 过电流保护 (14)4.2 驱动电路的设计 (14)五使用的元件 (16)六仿真实验 (19)七心得体会 (24)八参考文献 (24)一前言1.1 电力电子简介随着电力电子技术的飞速发展，正弦波输出变压变频电源已被广泛应用在各个领域中，与此同时对变压变频电源的输出电压波形质量也提出了越来越高的要求。
对逆变器输出波形质量的要求主要包括两个方面：一是稳态精度高；二是动态性能好。
因此，研究开发既简单又具有优良动、静态性能的逆变器控制策略，已成为电力电子领域的研究热点之一。
电力电子器件的发展经历了晶闸管（SCR）、可关断晶闸管（GTO）、晶体管（BJT）、绝缘栅晶体管（IGBT）等阶段。
目前正向着大容量、高频率、易驱动、低损耗、模块化、复合化方向发展，与其他电力电子器件相比，IGBT具有高可靠性、驱动简单、保护容易、不用缓冲电路和开关频率高等特点，为了达到这些高性能，采用了许多用于集成电路的工艺技术，如外延技术、离子注入、精细光刻等。
IGBT最大的优点是无论在导通状态还是短路状态都可以承受电流冲击。
它的并联不成问题，由于本身的关断延迟很短，其串联也容易。
尽管IGBT模块在大功率应用中非常广泛，但其有限的负载循环次数使其可靠性成了问题，其主要失效机理是阴极引线焊点开路和焊点较低的疲劳强度，另外绝缘材料的缺陷也是一个问题。
基于STM32的单相逆变器系统的设计和实现
基于 STM32的单相逆变器系统的设计和实现辽宁工业大学电子与信息工程学院 110000摘要:本设计以STM32单片机为主控芯片，采用SPWM双极调制方式，以单相全桥逆变电路为主电路，实现双逆变器并网供电。
提出了一种新的主从控制方法，通过控制主从机SPWM调节的不同速度来实现外电路对内电路电压的电流控制。
提出控制系统软启动和过流后重启的思路，保证系统始终处于安全运行状态，并能快速反应。
两个单片机之间的通信是通过UART来完成的，实现从电路跟随主电路的输出相位，高精度采样系统的设计采用SPI通信方式实现。
关键词：单相逆变；并联均流；STM32；SPWM1引言能源是社会发展的原动力。
目前，传统化石燃料仍是现代社会使用的主要能源材料，但目前已探明的储量和消费水平无法估计长期稳定供应。
因此，化石燃料造成的能源危机和污染使可再生能源研究成为重中之重。
逆变器的工作过程是将光伏板产生的直流电流转换成稳定高效的交流电，可以直接提供给用户。
它由逆变器部分、控制部分和输出滤波部分组成。
这使得光伏逆变器的研究成为利用太阳能解决能源危机不可缺少的环节，其性能直接影响逆变器的效率和逆变器的能源质量。
微型光伏逆变器以其维护方便、安全性高等优点，被广泛应用于分布式单机光伏发电系统中。
此外，光伏转换器因其适应不同条件的能力、扩展方便和成本低而在市场上更具竞争力。
因此，要保证离网光伏发电系统高效稳定运行，开发一种可靠、高效、经济的微型光伏逆变器就显得尤为重要[1]。
2并网逆变器系统硬件设计2.1选择主控芯片本设计采用标准ARM结构、Cortex-M内核的STM32单片机作为主DSP，专为高性能、低成本、低功耗的嵌入式应用而设计，大大提高了信号处理效率。
STM32F103ZET6有60个中断源，可以匹配本系统中的各种外设和控制逻辑。
与其他单片机相比，具有功耗低、频率高、操作简单、调试方便、性能稳定性高等优点。
微控制器内置的UART和SPI通信模块可以满足系统中主从和交流通信的通信需求。
逆变器滤波器参数设置
1滤波特性分析输出滤波方式通常可分为：L 型、LC 型和LCL 型，滤波方式的特点比较如下：(1)中的单L 型滤波器为一阶环节，其结构简单，可以比较灵活地选择控制器且设计相对容易，并网控制策略不是很复杂，并网容易实现，是并网逆变器常用的滤波方式。
缺点在于其滤波能力有限，比较依赖于控制器的性能。
(2)中的LC 型滤波器为二阶环节，C 的引入可以兼顾逆变器独立、并网双模式运行的要求，有利于光伏系统功能的多样化。
然而，滤波电容电流会对并网电流造成一定影响。
(3)中的LCL 型滤波器在高频谐波抑制方面更具优势，在相同高频电流滤波效果下，其所需总电感值较小。
但因为其为三阶环节，在系统中引入了谐振峰，必须引入适当的阻尼来削减谐振峰，这就导致了其控制策略复杂，系统稳定性容易受到影响。
当三相光伏逆变器独立运行时，一般均采用LC 型滤波方式。
并网逆变器的滤波器要在输出的低频段（工频50Hz）时要尽量少的衰减，而要尽量衰减输出的高频段（主要是各次谐波）。
采用伯德图来分析各种滤波器的频域响应。
[1]一般并网逆变器滤波部分的电感为毫亨级，电容为微法级，这里电感值取1m H,电容取100u F，电感中的电阻取0.02Ω，在研究LCL滤波器时，取电感值为L1=L2=0.5m H，电阻R1=R2=0.01Ω。
对于单电感滤波器，以输入电压和输出电流为变量，并且实际的电感中含有一定电阻，其传递函数为：对于采用LC 滤波器的并网逆变器，在并网运行时，电网电压直接加在滤波器中的电容两端，因此此时电容不起滤波作用，可以看作是一个负载，从滤波效果上来说，它等同于单电感滤波器。
并且对于被控量选取为电感电流IL 的采用LC滤波的并网逆变器，由于有电容的作用，其控制电流IL与实际输出电流Io 之间有如下图所示：上式中可以看出，电感电流LI 将受到电网电压gU 的变化与并网电流0I 的影响。
所以在控制过程中要参照电网电压的有效值不断调整基准给定的幅值与相位。
PWM型逆变器输出LC滤波器参数设计 自己 的
目录
1.LC滤波器设计原则
1.1. 原则1
输出额定电流时，电抗器上电压降应该小于额定输出电压的10%。
即满足：
ωLI N≤10%U N
1.2. 原则2
滤波电容上损耗的电流应该小于额定输出电流的10%。
即满足：
ωCU0≤10%I N
1.3. 原则3
ＬＣ滤波器截止频率应该远小于输出交流的最低次谐波频率，并且远大于基波频率，一般取1/10到1/5的载波频率。
f s 10<f L<
f s
5
2.设计步骤
2.1. 计算电抗器电感值
根据原则1计算电抗器的电感值，一般取
ωCU0≤10%I N
以保证滤波效果。
2.2. 选择截止频率
根据原则2选取LC滤波器的截止频率f L。
2.3. 计算滤波电容
根据计算出的电感和选取的截止频率，计算电容值。
截止频率公式为：
f L=
1
2π√LC
可以得到
C=1
L
ωL2，式中，角频率ωL=2πf L
电容的基波电流参数可以由下式计算:
I C=ω1CU O 式中，ω1是基波角频率，U O是额定输出电压。
单相PWM逆变器的建模讲诉
3 PWM逆变器的动态建模逆变器作为一种开关电源，具有效率高、体积小及重量轻等显著优势，近几年获得了迅速的发展。
由于逆变器电路工作在开通和关断两种状态，整个逆变器电路系统为以非线性时变系统，因而一般的线性系统理论不能直接应用。
随着电力电子技术及现代工业、尤其是航空航天事业的发展，对诸如逆变器等电力电子器件的要求越来越高。
依赖传统的方法，仅通过反复调节控制系统的结构和参数来满足动态特性的要求已经远远不够，这就促使人们深入的了解逆变器系统内部的电磁过程，寻求其数学描述，即建立逆变器电路系统的数学模型。
状态空间平均法是一种对非线性电源系统进行线性化和小信号处理的建模方法，从而得到电源系统的小信号状态方程，并给出了系统的小信号等效电路，结合控制系统的传递函数，便可使用频域法和时域来分析开关电源电路，该方法的前提是系统的响应频率远远低于开关电源电路，因而对系统的高频特性描述的不太精确。
但是该方法比较简单、直观、参数变化对系统的影响也比较明了。
因此本章将应用状态空间平均法建立PWM逆变器数学控制模型，通过介绍该模型构建过程，总结出其特点、适用范围与使用方法，以阐明状态空间平均法对逆变器建模的实质、方法、步骤和意义。
3.1状态空间平均法3.1.1基本思想当考察一段远比单个开关周期长的时间里的状态行为时，可以忽略单个开关周期内的状态变化细节，状态的总体变化趋势可用连续序列的单个开关周期里状态均值的改变来等效。
这样等效的前提是系统的带宽远小于开关频率，以至于系统状态的改变对开关频率而言足够缓慢。
这样，就能从原有的不连续的统一状态方程得出满足所需精度的、描述系统状态变化趋势的、连续的状态方程，从而可以运用控制工程的一些手法和手段对逆变器系统进行分析设计。
3.1.2基本方法状态空间平均法是针对开关电路的开关器件工作在开通和关断两种工作状态，分别列写状态方程。
在导通期间（on t t ∈）为 ⎩⎨⎧=+=x C y u B x A x on on on （3.1）在关断期间（off t t ∈）为 ⎪⎩⎪⎨⎧=+=x C y u B x A xo f f o f f o f f （3.2）式中，x 表示状态变量，u 表示独立电源，y 表示输出变量。
PSIM仿真设计单相桥式SPWM逆变器
PSIM仿真设计单相桥式PWM逆变器一、实验目的1.加深对SPWM基本原理的理解2.熟悉双极性脉冲宽度调制和单极倍频正弦脉宽调制的原理。
3.掌握PSIM仿真软件基本操作并搭建单相SPWM仿真验证双极性脉冲宽度调制和单极倍频正弦脉宽调制；实验验证单级倍频正弦脉宽调制的特点。
二、实验设备表4-1 实验所需设备表三、实验原理(一)、单相桥式电路（H桥）拓扑及其工作原理电压型全桥逆变电路共有四个开关管：T1、T2、T3、T4和四个续流二极管二极管D1、D2、D3、D4，如图4.1所示。
当T1、T4导通时，V ab=V D；当T2、T3导通时，V ab=-V D；当T1、T3导通时V ab=0；当T2、T4导通时，V ab=0（其中T1、T2不能同时导通；T3、T4不能同时导通）。
因此控制四个开关管的通断可以控制输出电压在V D、-V D、0之间变化。
(二)、SPWM 的原理采样控制理论有一个重要的原理——冲量等效原理：大小、波形不相同的窄脉冲变量，例如电压V(t)，作用于惯性系统（例如RLC电路）时，只要它们的冲量，即变量对时间的积分相等，其作用效果相同。
V DV o 图3-1 单相桥式逆变电路的拓扑结构图3-2 用SPWM电压等效正弦电压如果将图3-2所示的标准正弦波等分成很多份，那么一个连续的正弦波也可以看作是一系列幅值为正弦波片段的窄脉冲组成。
如果每个片段的面积分别与①、②、③…所示一系列等宽不等高的矩形窄脉冲的面积相等，那么从冲量等效的观点看，由①、②、③…这些等宽不等高矩形脉冲波构成的阶梯波和标准正弦波是等效的。
进一步，如果让图3-1所示逆变器产生如图3-2所示一系列幅值为±U d 的等高不等宽矩形电压窄脉冲，每个电压脉冲的面积（冲量）分别与①、②、③…面积相等，于是图3-2中的登高不等宽的脉冲电压和正弦电压也是冲量等效的。
作用于R、L、C惯性系统后基本是正弦波。
※(三)、双极性正弦脉冲宽度调制（重点）图3-3 双极性正弦脉宽调制输出波形基于载波的SPWM如图3-3所示，图中的高频三角波v c成为载波，正弦波v r称为调制波或参考调制波。
单相正弦波逆变电源设计原理
单相正弦波逆变电源设计原理+电路+程序目录1.系统设计 (4)1.1设计要求 (4)1.2总体设计方案 (4)1.2.1设计思路 (4)1.2.2方案论证与比较 (5)1.2.3系统组成 (8)2.主要单元硬件电路设计 (9)2.1DC-DC变换器控制电路的设计 (9)2.2DC-AC电路的设计 (10)2.3 SPWM波的实现 (10)2.4 真有效值转换电路的设计 (11)2.5 保护电路的设计 (12)2.5.1 过流保护电路的设计 (12)2.5.2 空载保护电路的设计 (13)2.5.3 浪涌短路保护电路的设计 (14)2.5.4 电流检测电路的设计 (15)2.6 死区时间控制电路的设计 (15)2.7 辅助电源一的设计 (15)2.8 辅助电源二的设计 (15)2.9 高频变压器的绕制 (17)2.10 低通滤波器的设计 (18)3.软件设计 (18)3.1 AD转换电路的设计 (18)3.2液晶显示电路的设计 (19)4.系统测试 (20)14.1测试使用的仪器 (20)4.2指标测试和测试结果 (21)4.3结果分析 (24)5.结论 (25)参考文献 (25)附录1 使用说明 (25)附录2 主要元器件清单 (25)附录3 电路原理图及印制板图 (28)附录4 程序清单 (39)21.系统设计1.1设计要求制作车载通信设备用单相正弦波逆变电源，输入单路12V直流，输出220V/50Hz。
满载时输出功率大于100W，效率不小于80%，具备过流保护和负载短路保护等功能。
1.2总体设计方案1.2.1设计思路题目要求设计一个车载通信设备用单相正弦波逆变电源，输出电压波形为正弦波。
设计中主电路采用电气隔离、DC-DC-AC的技术，控制部分采用SPWM（正弦脉宽调制）技术，利用对逆变原件电力MOSFET的驱动脉冲控制，使输出获得交流正弦波的稳压电源。
1.2.2方案论证与比较⑴ DC-DC变换器的方案论证与选择方案一：推挽式DC-DC变换器。
基于双环控制的单相电压型PWM逆变器建模与仿真
基于双环控制的单相电压型PW M逆变器建模与仿真杨会敏宋建成(太原理工大学电气与动力工程学院，太原030024)摘要本文研究了基于双环控制的单相电压型P w M逆变器在M at l ab／s i m ul i nk下的建模与仿真。
基于状态空间平均法建立了单相电压型Pw M逆变器的数学模型，提出了电压电流双环控制策略，构建了10kV A单相电压型Pw M逆变器的s i m ul i nk模型，并进行了特性仿真。
仿真结果表明，在不同运行条件下，基于该控制策略的逆变器动态响应快，鲁棒性强，输出电压总谐波畸变率低。
关键词：Pw M逆变器；建模与仿真；状态空间平均法；双环控制M odel i ng and Si m ul at i on of a Si ngl e-pha se V bl t age PW M I nV er t e rB as ed on D ual-L oopC ont r olY a扎g H H打ni n Song j{Q ncheng(C ol l eg e of E l e ct r i c al a nd D ynam i cal Engi ne er i ng，T a i yuan U ni V e rsi t y of Technol ogy，Tai”an030024)A bs t r act M odel i ng and s i m ul a t i on on M at l ab，S i m ul i nk of a si ngl e—phas e V ol t a ge P W M i nV er t e r based on dua l-l oop cO nt rol i s s t udi ed i n t hi s paper．The m at h m od el of a s i ngl e-pha se V ol t a ge PW M i nver t e r is set up based on st a t e—sp ace aV erage m et h od．V bl t age c ur r e nt dua l-l oop cont rol st r at e gy i s pr opos ed．10kV A si ngl e—phas e V ol t a gePW M i nV e r t e r is m odel e d and t he s i m ul a t i on of per f6r m ances i s ca rr i e d out．The s i m ul a t i on r esu l t s ve ri f y t h at i n di f f er e nt ope r at i on m ode s t he i nV e r t e r w i t h t hi s cont rol st r at egy has pe rf ec t com pr eh ens i V e pe向rm ance s s u ch as r api d dyna m i c r es ponse c ha ra ct er’st rong r obust ness and l ow t ot al har m oni c di st or t i on(T H D)of t he out put vol t age。
单相全桥逆变器的工作原理
单相全桥逆变器的工作原理单相全桥逆变器是一种常用的电力电子器件，它在工业控制、电力系统、UPS系统等领域有着广泛的应用。
其工作原理是利用开关管来控制输入电压并实现对输出电压的调节和逆变。
下面将详细介绍单相全桥逆变器的工作原理和实现方式。
单相全桥逆变器是一种电力电子变流设备，其主要作用是将直流电源转换成交流电源，常用于电动机调速、变频调速以及逆变供电等应用。
单相全桥逆变器由四个开关管组成，通常采用IGBT或MOSFET等功率开关器件，通过对这些开关管的控制来实现对电压的逆变和调节。
其工作原理基本上是通过不同的开关组合来实现对输入电压的逆变，从而产生不同频率和幅值的交流输出电压。
单相全桥逆变器的工作原理可以通过以下步骤来详细说明：第一步是输入电压的整流，当输入电压为直流电压时，通过整流电路将其转换成脉冲电压，这样就为后续的逆变提供了基础。
第二步是开关管的控制，单相全桥逆变器由四个开关管组成，分别是S1、S2、S3和S4，通过对这些开关管的控制来实现对电压的逆变和调节。
当S1和S4导通，S2和S3关断时，输出电压为负半周，当S2和S3导通，S1和S4关断时，输出电压为正半周。
第三步是输出滤波，由于逆变器输出的波形是脉冲式的，为了去除脉冲干扰，通常需要连接输出滤波电路以得到纯净的交流输出电压。
第四步是PWM控制，为了提高逆变器的输出质量，通常采用PWM（脉宽调制）技术，通过调节开关管的导通时间来得到谐波较少的输出波形，以提高效率和输出质量。
单相全桥逆变器通过对开关管的控制实现对输入电压的逆变，从而输出不同频率和幅值的交流电压。
在实际应用中，通过合理的控制策略和PWM技术，可以实现对逆变器的精密控制和高质量的输出，满足不同的应用需求。
一种基于LC滤波器的PWM逆变器设计
一种基于LC 滤波器的PWM 逆变器设计1.引言PWM 逆变器是一种逆变器的常用形式，它将直流电能转换成交流电能，并且可以控制输出电压和频率。
作为电力电子领域中的一种重要技术，PWM 逆变器已经在许多领域广泛应用，如交流电动机驱动、UPS 电源、太阳能并网逆变器等领域。
其中，LC 滤波器作为PWM 逆变器输出端电路的重要组成部分之一，对逆变器性能有着重要的影响。
因此，如何设计一种基于LC 滤波器的PWM 逆变器是一个值得研究的课题。
本论文首先介绍PWM 逆变器的基本原理和分类，然后分析LC 滤波器的结构和作用原理。
基于此，我们提出了一种基于LC 滤波器的PWM 逆变器设计方案，并对其性能进行了分析和优化。
最后，我们在PSIM 仿真平台上进行了实验验证，证明该设计方案的有效性和可靠性。
2.PWM 逆变器的基本原理和分类PWM 逆变器是一种能够将直流电能转换成交流电能的电路，在实际应用中，它一般采用全桥式结构。
PWM 逆变器的基本原理是：通过直流电源提供能量，然后将这些能量转换为一定频率的交流电能，输出到负载中。
PWM 逆变器的分类主要有三类：单相全桥PWM 逆变器、三相全桥PWM 逆变器和三相半桥PWM 逆变器。
单相全桥PWM 逆变器是一种常见的PWM 逆变器，它可以将直流电源变成单相正弦波交流电源。
其电路图如图1 所示。
图1 单相全桥PWM 逆变器其中，Q1、Q2、Q3、Q4 是四个MOS 管，D1、D2、D3、D4 是四个反向恢复二极管。
当MOS 管Q1 和Q4 通，Q2 和Q3 关时，负载就会得到正半周的电压；当MOS 管Q2 和Q3 通，Q1 和Q4 关时，负载就会得到负半周的电压。
通过控制MOS 管的通断时间和占空比，可以控制输出电压的幅值和频率。
三相全桥PWM 逆变器将三个单相全桥PWM 逆变器串联在一起，可以得到三相正弦波逆变器输出。
它的电路图如图2 所示。
图2 三相全桥PWM 逆变器其中，L1、L2、L3 是负载电感，C1、C2、C3 是输出电容，三相PWM 逆变器分别对应于U、V、W 三个相位。
PWM型逆变器输出LC滤波器参数设计自己的资料
PWM型逆变器输出LC滤波器参数设计自己的资料PWM型逆变器是一种将直流电源转换为交流电源的电子装置。
它通过将直流电源转换为高频脉冲信号，然后使用逆变器将这些脉冲信号转换为交流电源。
PWM型逆变器的输出需要经过LC滤波器进行滤波，以消除脉冲信号的高频成分，使输出信号更接近理想的正弦波。
在设计PWM型逆变器输出LC滤波器的参数时，需要考虑以下几个方面：1.输出电流和负载电阻：首先确定所需的输出电流和负载电阻，以便确定滤波器的工作范围和额定电流。
2.输出电压波形：确定所需的输出电压波形，通常是正弦波或近似正弦波。
根据电压波形的要求，选择合适的滤波器参数。
3.输出电压纹波：确定所需的输出电压纹波的允许范围，以便选择合适的滤波器参数。
电压纹波较小时，滤波器的容值可以选择较小，电压纹波较大时，则需要选择较大的容值。
4.带宽：确定所需的输出信号的带宽，以便选择合适的滤波器参数。
带宽较小时，滤波器的电感值可以选择较大，带宽较大时，可以选择较小的电感值。
5.输出功率：确定所需的输出功率，以便选择合适的滤波器参数。
输出功率较大时，需要选择耐压较高的元件。
在滤波器设计中，可以使用以下公式来计算LC滤波器的参数：C = 1 / (2 * π * fc * L)其中，C为滤波器的电容值，L为滤波器的电感值，fc为滤波器的截止频率。
根据以上考虑，设计PWM型逆变器输出LC滤波器的参数的具体步骤如下：1.确定所需的输出电流和负载电阻。
根据负载电阻和输出电流计算滤波器的额定电流。
2.确定所需的输出电压波形。
根据输出电压波形的要求，选择合适的滤波器参数。
3.确定所需的输出电压纹波。
根据输出电压纹波的允许范围，选择合适的滤波器参数。
4.确定所需的输出信号带宽。
根据输出信号的带宽要求，选择合适的滤波器参数。
5.确定所需的输出功率。
根据输出功率的大小，选择耐压合适的元件。
6.根据以上参数，计算滤波器的电感值和电容值。
7.选择合适的滤波器元件，如电感、电容等。
基于PWM逆变器的LC滤波器
基于PWM逆变器的LC滤波器
俞杨威;金天均;谢文涛;吕征宇
【期刊名称】《机电工程》
【年(卷),期】2007(024)005
【摘要】为了使脉宽调制(PWM)逆变器具有较好的输出波形,针对PWM逆变器谐波次数较高的特点,采用二阶LC低通滤波网络.从逆变器无功容量最小的角度,介绍了一种单相电压型PWM逆变器LC滤波器的设计方法,该方法综合考虑了滤波器的频率特性、功率因数等要素,根据该方法选择LC参数,可以优化滤波器性能.【总页数】3页(P50-52)
【作者】俞杨威;金天均;谢文涛;吕征宇
【作者单位】浙江大学,电力电子研究所,浙江,杭州,310027;浙江大学,电力电子研究所,浙江,杭州,310027;浙江大学,电力电子研究所,浙江,杭州,310027;浙江大学,电力电子研究所,浙江,杭州,310027
【正文语种】中文
【中图分类】TM46
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单相PWM 逆变器的滤波器的一种设计方法摘要：文章介绍了一种单相电压型PWM 逆变器的滤波器设计方法，该方法综合考虑了频率特性、功率因数和体积等要素，据此可提高逆变器的功率因数。
A Method to Design of Filter for Single-phase PWM InverterAbstract:A designed approach of filter for single-phase voltage pulse width modulated inverter is proposed in this paper.This approach has been considered multi-element such as frequency characteristic ,power factor and volume. The filter designed by proposed approach can improve power density.Keywords:filter sinle-phase inverter power factor1 引言目前逆变技术主要采用脉宽调制（PWM ）方式，由于PWM 波本身的特性决定着功放器件的输出电压含有较多的谐波分量，因而若负载的滤波效果达不到要求，则必须加装专用滤波器。
该滤波器的频率特性、体积等要素对逆变器的功率密度、重量、性能价格比等指标都有很大的影响。
逆变器运行时，负载的大小及其功率因数亦不是一成不变的。
为了充分发挥电力电子器件的功能，提高整机功率密度，就应该强调逆变器在带各种负载时，系统的功率因数都较高。
因而，必须重视专用滤波器的设计。
2 滤波器的拓扑结构及其数学模型为了再现角频率为ω1的正弦波，需将输出电压的高次谐波滤去，则滤波器传函的转折频率应远小于ωs 。
而且PWM 逆变器中输出侧专用滤波器应是低通滤波器。
因而本文的设计可采用由L,C 元件构成如图1a 所示的拓扑结构。
另外，为了使该滤波器具有很好的线性特性，其中的电感采用空芯结构。
若不计电感线圈的内阻及电容器的漏电阻，则滤波器在纯阻性负载时的转移函数为n n ni s V V S G 22202)(ωξωω++== (1)式中：ωn 为无阻尼自振荡频率, LC c 1=ω；为阻尼比，CLR 121=ξ，Z 为纯阻性负载。
3 滤波器参数的确定3.1 从系统对控制对象频率特性的要求选择滤波器的L,C由二阶系统的频域特性可知，滤波器的期望转折频率ωc 应远小于PWM 波的谐波频率，为得到更好的滤波效果，本文选择ωc =2500rad/s ，则由式（1）可得 LC=1/ω2c =1/（2500）2 (2) 3.2 从负载变化时系统功率因数最高的角度选择滤波器的L,C3.2.1 负载类型与系统功率因数众所周知，负载功率因数变化时，逆变器系统的功率因数将受到影响，下面将负载分别等效为图1b ，图1c ，图1d 形式进行讨论。
1） 纯电阻性负载：LC 滤波器采用图1a 结构，逆变器带如图1b 所示的纯阻性负载时，系统功率因数cos ϕ如下所示2213221211][)c o s (ωωωϕC R LC R L R R -++= (3)由于市场上销售电容器的电容量是按特定规律分布的，而电感器的电感量却是可以随意加工的，故考察系统功率因数随电感L 的变化关系。
因此用式（3）对L 求偏导数可得=∂∂L)(c o s ϕ23221322121322122132211])([][)(ωωωωωωωωC R LC R L R C R C R LC R L R -+++-+- （4） 当])(1[2121ωC R C R L +=时，式（4）等于零，系统功率因数为1co s =ϕ；当])(1[2121ωC R C R L +<时，式（4）大于零，所以系统功率因数随着L 的上升而单调上升；当])(1[2121ωC R C R L +>时，式（4）小于零，所以系统功率因数随着L 的上升而单调下降；当负载功率因数中的时，此变化趋势如图2中的曲线②所示。
2） 阻感性负载，逆变器带如图1c 所示的阻感性负载时，cos ϕ如下所示22/c o s T S S +=ϕ （5）式中：[]ωωωωC R W L L CW R W L T 2211222)()1(--++-=,21ωC L W =,2R S =。
式（5）中，系统功率因数cos ϕ与L 的关系与式（4）相同，当负载功率因数cos ϕ中的θ在+60°时，可得到其变化趋势如图2中的曲线①所示。
3） 阻容性负载，逆变器带如图1d 所示的阻容性负载时，cos ϕ如下所示22)c o s (Q P P +=ϕ （6）式中：ωωωω)(])([113212C C VC R C C V L Q +--++=,313ωCC R V =;2213ωC R P =。
式（6）中，系统功率因数与L 的关系与式（4）相同，当负载功率因数中的θ在-60°时，可得到其变化趋势如图2中的曲线③所示。
绿色（①）：阻感性负载 蓝色（②）：纯阻性负载 红色（③）：阻容性负载 图2 系统功率因数与滤波器电感L 的关系曲线3.2.2 负载功率因数变化时的系统功率因数由于负载的功率因数不是常数，为了使负载功率因数θcos 中的θ在常用的-60°~+60°的范围内，系统的功率因数ϕcos 都较高。
本文采用L,C 的选择方法为：考察负载功率因数θcos 中的θ在-60°~+60°之间变化，绘制各个θ值时系统功率因数ϕcos 随着L 的变化曲线，从中找出L,C 的值。
下面以频率为50Hz 、输出电压为220V 、三角波频率为10kHz 的5kHz 逆变器为例。
根据式（2），式（3），式（5），式(6),用MATLAB 分别绘制θ在-60°、0°和+60°时系统功率因数ϕcos 随L 的变化曲线如图2，其中各参数为：143141⋅=ωrad/s ，ωc=2500rad/s ，R 1=10Ω，R 2=5Ω，R 3=5Ω,L 1=22.97mH, F C 4110063-⨯⋅=。
从图2可以看出，当θ=+60°时，如图2的曲线①所示，1cos =ϕ的电感值L=0.69mH;当θ=-60°时，如图2的曲线③所示，1cos =ϕ的电感值L=22.5mH ；而当θ在-60°～+60°之间时，同理可得1cos =ϕ的电感值L 。
若令θ=-60°和θ=+60°情况下，系统功率因数1cos =ϕ的滤波器电感值L 分别为L左,L 右。
则在θ∈（-60°，+60°）时，1cos =ϕ的滤波器电感值L ∈（L 左,L 右），即在θ∈（-60°，+60°）时，ϕcos 随滤波器电感值L 的变化曲线是图2中的曲线③向曲线①移动，从而可知在θ∈[-60°，+60°]时，要使ϕcos 都较高，只须满足θ在-60°和+60°时，ϕcos都较高即可。
所以本文在滤波器参数选择中选L 为图2中的曲线①和曲线③的交点处的L 值。
此时L=3.7mH 。
3.2.3 确定L,C 参数从以上分析可知，取L=3.7mH,系统在各种情况下都有较高的功率因数。
此时，C 应为43μF 。
但在实际应用中，大部分负载为阻感性负载，所以本文设计的滤波器选取图2中曲线①和②的交点作为设计准则，取L=1mH,此时，C 应为160μF 。
根据不同介质电容器的特性，本文设计的滤波器选用金属化聚丙烯有机薄膜电容器，另外由此类电容器的标称电容量可知，此电容值可选为160μF 。
L 为1mH 。
3.3 从减小体积的角度选择滤波器的L,C因电容器通常为定型产品，其容量与体积的关系有标准可循，且功率密度较大，而电感器的体积/重量却因线圈的绕制方法的磁性材料的不同，有很大的差异，所以滤波器的体积/重量主要由电感来决定。
又因为空芯电感的体积与电感值大小的关系为222109308.0tl L ++M N M = 式中：M 为线圈的平均直径，cm ；L 为线圈长度，cm ；t 为线圈厚度，cm ；L 为电感量，μH;N 为线圈匝数。
因此考虑到减小体积、减轻重量，该滤波器选电容C 的值为50μF 、电感L 的值为3.2mH 。
3.4 讨论负载的变化对滤波器传函转折频率的影响以上讨论的滤波器传函是在纯阻性基础上的，现考虑负载变化对传函的影响。
当负载变化时，观察传函转折频率。
本设计中Z=10Ω，考虑负载功率因数θcos 中的θ在-60°～+60°之间变化，即θ<0°时，图1d 中C 1=1/[10ω1sin θ];当θ>0°时，图1c 中L 1=10sin θ/ω1。
当θ>0°时，将Z=10cos θ+[10sin θ/ω1]S 代入式（1），并令S=j ω，G(j ω)的模为1，当θ取不同的值，得ω值如表2所示。
表2 ω随阻感性负载功率角θ的变化表当<0°时，将Z=10cos θ+10sin θω1S 代入式(1),并令S=j ω，G （j ω）的模为1，当取不同的值，得ω值如表3所示。
表3 ω随阻容性负载功率角θ的变化表阻容性转折频率小于纯阻性。
在考虑负载功率角θ∈[-60°，+60°]时，式（2）选择是合理的。
3.5 滤波器的频率特性将所得滤波器L,C 的值，代入式（1），可得其频率特性如图4所示。
从图4中可以看出：1）角频率在400rad/s 以内的基波无衰减地通过，即工频50Hz 可以无衰减地通过； 2）对开关频率为10kHz 的主电路而言，所产生的高频分量，即角频率在2500rad/s 以外的谐波均可得到很好的抑制。
图4 滤波器的波特图根据以上分析和实验都表明，该滤波器能很好地满足预期要求的各项指标。
作者在研制频率为50Hz、输出电压为220V、三角波频率为10kHz的单相6kVA逆变器时，滤波器设计也是采用该方法。
4 实验结果根据以上设计方法进行了实验，实验条件是：基波输出频率为50Hz、输出电压为200V、三角波频率为10kHz的5kVA逆变器。
图5为逆变器带纯阻性负载时，功率器件的输出经本文设计的滤波器滤波后的输出电压波形。
输出电压有效值为200V。
5 结语在设计用于电压型PWM逆变器的无源滤波器时，充分考虑负载的大小和功率因数的影响，可减小滤波器的体积。
从而提高了逆变器的系统功率因数和功率比度。