临界导电模式有源PFC的设计
PFC应用-临界导电模式有源PFC的设计
PFC应用:临界导电模式有源PFC的设计APFC 技术按照电感电流是否连续，可分为断续导电模式(DCM)、连续导电模式(CCM)和介于两者之间的临界导电模式(CRM)。
CCM 模式适合于较大功率输出，控制较复杂，且存在二极管反向恢复的问题。
DCM 模式的输入电流和输出电压的纹波比较大，因而开关损耗比较大，同时对负载有一定的影响。
CRM 模式既没有断续导电模式那么大的器件应力，也不存在连续导电模式所具有的二极管反向恢复问题，且输入平均电流与输入电压成线性关系。
在中小功率(300 W 以下)场合，采用临界导电模式的功率因数校正具有比较大的优势。
文中推出的APFC 系统采用美国摩托罗拉公司生产的MC33262 专用集成控制芯片，并使其工作于临界导电模式(CRM)。
1 基于MC33262 的APFC 原理简介用于实现APFC 变换器的拓扑电路有Boost 变换器、反激变换器和Boost- Buck 变换器等，但由于Boost 电路具有：有输入电感，可减小对输入滤波的要求；开关器件的电压不超过输出电压值；容易驱动等特殊优点，因此其应用最为广泛，这里的设计主要基于Boost 变换器。
目前，用于实现临界导电模式的控制芯片有很多，由MC33262 构成的采用Boost 变换器的APFC 电路。
MC33262 原理框图如图1 所示。
在图1 中，5 脚是零电流检测输入端，接在变压器二次侧，因而检测到的是电感电流，即外电源流入负载的电流。
当电感电流为零时，ZCD 的输出翻转，将内部的RS 触发器置1，7 脚输出高电平，使Q1 导通。
外电源通过桥式整流，使变压器一次侧和Q1 导通，电流流过变压器一次侧，将电能储存于电感中。
当电感电流增大到一定值时，Q1 又关断，这也是通过RS 触发器进行控制的。
1 脚接PFC 输出电压的分压，该电压经EMP 放大后，与由3 脚输入的电压分。
临界导通型PFC控制电路及设计
临界导通型PFC控制电路及设计IEC1000-3-2规格通常称作功率因数校正(PFC)标准。
它规定出了主干线路电流多次谐波畸变的最小总量的目标。
实际上,从立法上需要电流接近正弦，并且相位要与AC电压相同。
有源PFC的解决方案是满足立法的最有效的方法。
将PFC的预调整器插在输入整流桥和Bulk 电容之间,这个中间级设计成输出恒定的电压,并从总线流过正弦电流。
实际上,升压式电路拓朴在此是最合适的，作为这种类型的变换器很容易执行该种功能。
要注意的是它会输出远高于输入的电压，这就是为什么要将输出电压设在400V的原因。
基本的临界导通型临界导通型(或称边界线导通型)工作方式是小功率应用的共选模式。
改变频率的控制方式其特性会有两倍以上平均值的电感电流斜波，然后下降到0，随后立即又向上斜增长，这种控制方法特点如下：●很简单的控制电路,且外部元件很少。
●很容易稳定工作,不需斜率补偿。
●零电流开启,这样功率MOSFET在升压二极管电流为0时导通，所以MOSFET无开启损耗，二极管无关断损耗。
此外,其缺点也难免。
●有大的峰值电流,高的di/dt及RMS电流通过PFC级。
●有很大的开关频率变化,下面再评述。
临界导通型的升压变换器有两个工作时段。
●导通时段,此时功率MOSFET导通，电感电流线性上升,斜率为：Vin/L。
此处Vin为瞬时的输入电压，L为感量。
●关断时段,此时功率MOSFET关断。
电感电流线性下降，斜率为：(Vout-Vin)/L。
此处Vout为输出电压。
当电感电流降到0时,这个时段结束。
接着三角形电流通过磁芯。
图1给出基本电路。
图1 临界导通式PFC的基本电路PFC级调节此三角波的幅度,这样平均下来,磁芯电流是一个整流的正弦波。
EMI的滤波功能。
图3给出其工作模式，总结如下：●二极管桥的输出有一点轻轻的滤波,输入电压是整流过的正弦,PFC控制器的一个Pin接收此Vin的比例信号.端子电压是一个建起电流包络所必须的成形信息。
临界导电模式下PFC储能电容电压及电流分析
关键 词 ：临界 工作 模 式 ： 率 因数 校 正 ； 能 电容 ；有 效值 ；纹 渡 功 储
中图 分 类 号 ： Ｍ １ ． Ｔ ９ ０１ 文献标识码 ： Ａ 文 章 编 号 ：１７ — ２ ６ ２ １ ） ７ ０ ７ — ３ ６ ４ ６ ３ （０ １０ － １７ ０
Ａｎａ ｙ ｉ ｆＣＲＭ ｏ ｅ ＰＦＣ ｕ ｋ ｃ ｐａ ｉｏ ｏ ｔ ｅ ａ ｄ ｃ ｒ ｎｔ ｌ ｓｓｏ ｍ ｄ ｂ ｌ ａ ｃ ｔ ｒ ｖ ｌａｇ ｎ ｕｒ ｅ
ｃ ｎ ｕ ｔ ｎ ｍｏ ｅ Ｐ ｗｅ ａ ｔｒＣ ｒｅ ｔｒ （ Ｆ ｏ ｄ ｃｉ ｄ ｏ ｒＦ ｃｏ ｏｒｃｏ Ｐ Ｃ）ｂ ｌ ａ ａ ｉ ｒ ｔｒｓ ｍｅ ｗｏｄ ｎ ｔｅ Ｐ Ｃ ｓ ｅ ｉｃ ｔ ｎ ａ ｄ ａ ｂ ｅ ｏ ｕｋ ｃ ｐ ｃｔ ．Ａｆ ｏ ｒ ｓｏ ｈ Ｆ ｐ ｃｆ ａｉ ｎ ｒ ｆ ｏ ｅ ｉ ｏ ｉ
Ｌ ａ ＩＹｕ ｎ，Ｌ Ｕ Ｐ ｎ Ｉ ｉ ｇ，ＹＵ ｉ Ｅ Ｂｎ
（ ｏ ｅｅｏ ｎ ｒ ａｉ ｎｉｅｒ ｇ Ｚ ｅｇｈ ｕＵ ｉ ｒｔ， ｈ ｎｚｏ ５０ ２ ｈｎ ） Ｃ ｌｇ ｆ ｍ ｔ ｎＥ ｇｎｅｉ ， ｈ ｎｚｏ ｎｖ ｓｙ Ｚ ｅｇｈ ｕ４ ０ ５ ，Ｃ ｉａ ｌ ｆＩ ｏ ｏ ｎ ｅｉ
功率 之 比 。Ｐ Ｃ分 无 源 和 有 源 两 种 类 型 ， Ｆ 即被 动 Ｐ Ｃ和 主 动 Ｆ
ＰＣ Ｆ 。被 动 Ｐ Ｃ又 分 为 静 音 式 和 非 静 音 式 ， 效 果 远不 如 主 Ｆ 但
动 Ｐ Ｃ 。 Ｆｔ
图 １ Ｃ Ｍ 模 式 的开 关 次 序 Ｒ
Ｆｇ １ Ｓ ｔ ｎ ｑ ｅｃｓｏ Ｒ ｍｏｅ ｉ． ｗｉｈ ｇｓ ｕｎ ｅ ｆ Ｍ ｄ ｃ ｅ Ｃ
（ 州 大 学 信 息 工程 学院 ，河 南 郑 郑州 ４０ ５） ５ ０ ２
PFC电源设计解读
PFC电源设计解读PFC（Power Factor Correction）电源设计是一种用于提高电源系统功率因素的技术。
它通过使用适当的电路和元件来调整输入电流和输出电流之间的相位差，从而使功率因素接近1、PFC电源设计主要用于交流电源系统，尤其是高功率应用，如电子设备、工业设备和电机控制系统。
在传统的电源系统中，电源会产生一定的谐波电流，这些谐波电流会导致功率因素降低。
而PFC电源设计通过加入特定的电路来减少或消除这些谐波电流，从而提高功率因素。
PFC电源设计通常使用的电路包括整流电路、滤波电路和功率因素校正电路。
PFC电源设计的核心是整流电路。
整流电路的作用是将交流电转换为直流电，常见的整流电路有单相桥式整流电路和三相桥式整流电路。
整流电路的设计应注意选择合适的元件和适当的工作频率，以减少功率损耗和谐波电流。
滤波电路也是PFC电源设计的重要组成部分。
滤波电路用于滤除整流电路输出的脉动电压和谐波成分，以获得更纯净的直流电。
常见的滤波电路包括电感滤波器和电容滤波器。
电感滤波器通常用于滤除高频噪声，而电容滤波器主要用于平滑直流电压。
功率因素校正电路是PFC电源设计的关键部分。
功率因素校正电路的作用是调整输入电流和输出电流之间的相位差，使功率因素接近1、常见的功率因素校正电路包括主动功率因素校正（APFC）电路和无源功率因素校正（RPFC）电路。
APFC电路通过使用反馈控制和修正电路来实现功率因素校正，而RPFC电路则通过使用电容器和电感器等元件来实现功率因素校正。
PFC电源设计的优点是可以提高电源系统的功率因素，减少谐波电流，降低电网负载，提高电源效率。
同时，PFC电源设计还有助于减少电网压降和电源系统的散热，延长电子设备的寿命。
此外，PFC电源设计还可以满足国际标准对于功率因素和谐波的要求，提高产品的市场竞争力。
然而，PFC电源设计也存在一些挑战和限制。
首先，PFC电源设计需要考虑电源系统的设计复杂性和成本。
临界导通PFC电路设计与分析
90科技资讯 SC I EN C E & TE C HN O LO G Y I NF O R MA T IO N动力与电气工程如今电力电子装置已被人们广泛应用,由这些装置引起的谐波污染问题已经被人们越来越重视,为了使电力电子装置的输入谐波满足现有谐波标准要求,则必须在其输入端加入功率因数校正环节。
由于无源功率因数校正技术对输入谐波电流的抑制效果差、功率因数低等缺点,如今人们已经广泛的采用有源功率因数校正技术来抑制谐波污染问题。
如今有源功率因数校正已经成为抑制谐波的最有力的措施,从而有源功率因数校正技已经成为人们的最佳选择。
有源功率因数校正技术按电感电流分为三种类型,连续导电模式、断续导电模式和临界导电模式。
其中,临界导电模式具有功率因数高、功率开关管零电流导通、功率二极管的损耗小、控制电路简单等优点。
理论上来讲任何一种DC —DC 变换器拓扑都可以作为PFC的主电路,但由于boost变换电路的特殊优点,应用更为广泛,它的主要有点有:有输入电感,可减少对输入滤波器的要求,并可防止电网对主电路高频瞬态冲击;输出电压大于输入电压峰值;容易驱动功率开关等。
1 电路原理图1为电路原理图,这一电路实际上是二级管整流电路加上boost型斩波电路构成的,S开通时,电感l的电流增长,s关断时,电感l的电流下降。
因此,控制s的占空比就可就可以控制电感电流波形,这样输入的电流将呈正弦波的形状,且与输入电压相同,输入功率为1。
由于采用临界导通模式,只要电感电流一降为零,功率开关管便导通,开始下一个周期,当电流增加到电压外环提供的电流给定值,功率开关管便关断。
如图2所示。
2 主电感的计算电感两端电压与端口电流的时间变化率成正比即:dtdiLu 。
由上式可以计算出在第k 个周期内开关管导通时间on T 与峰值电流PC I 的关系即:)()()(k T Lk v k I on in pc(1)同理可以求出第k 个周期内开关管关断时间off T 与峰值电流PC I 的关系:di dt Lv v in0,PC I )(k =I t Lv v in0。
充电器临界型APFC的设计
充电器临界型APFC的设计一.设计目标功率因数校正板主要功能如下：1. 交流输入浪涌限制2. EMI滤波、整流3. 单相有源功率因数校正4. 输入过压检测和保护5. 为双管正激充电器提供电源主要接口指标:1. 输入电压170-274Vac2. 输入电流3.85A (额定输入电压)3. 功率因数校正输出电压400±5V4. 功率因数校正输出100Hz纹波电压<46Vpp (额定输出,170V输入时)5. 功率因数校正输出过压保护点: 430±5V6. 交流输入保护交流输入过压保护点：290Vac 关充电器7. 功率因数>0.988. 输入功率847W,输出功率822W,效率η=97%二.设计思想功率因数校正采用边界连续调频峰值电流型控制芯片（MC33368、MC33262或L6561），电路简洁,保留了象UC3854控制芯片里的乘法器，强迫输入电流跟踪输入电压，输入电流和输入电压保持零相角，功率因数达到0.98以上。
开关管的导通时间由输入电压和输出负载大小编程决定。
由于误差放大器的带宽很窄，一般小于20Hz ，所以在半正弦波内甚至几个电网周期内开关管的导通时间恒定，关断时间决定于升压电感的能量和负载情况。
此类芯片由内部的零电流检测器检测电感中的电流，等于零时由内部的看门狗启动下一周期。
整个工作过程，开关频率是变化的。
其内部还有输出过压保护、逐脉冲过流保护等电路。
该板的输入电路包括输入EMI、整流和输入浪涌电流限制电路（串热敏电阻），使整流器具有较小的开机浪涌电流和较好的电磁兼容性。
整流后直接进入前级功率因数校正电路。
功率因数校正电路采用DCM/CCM边界调频工作方式，使输入端的功率因数接近1，谐波电流小于10%,以满足相应的国际标准。
主二极管零电流关断，主开关管零电流开通，功率器件工作应力较小，提高了系统的效率和可靠性，同时使系统具有良好的电磁兼容性。
功率因数校正电路的另一个功能是对输入电压进行预调整，输出稳定的400V直流电压，这样有利于后级DC-DC的优化设计，使系统具有良好的源效应和负载效应。
临界导电交错模式PFC控制R2A20112原理及应用
临界导电交错模式PFC控制R2A20112原理及应用1 引言对于高于25 W 照明产品和高于75 W 具有开关电源的电子设备功率因数校正(PFC)已成为一项强制性要求。
PFC 有多种分类方法，根据PFC 升压变换器电感器电流流动方式，主要分为连续导电模式(CCM)和临界导电模式。
CCM-PFC 可实现高达0.995 的功率因数和低于5％的总电流谐波失真(THD)，但电路拓扑复杂，成本较高，而临界导电模式亦称转换模式(TM)，其优点是电路拓扑简单，但不能达到超低THD，而且电磁干扰(EMI)较大。
Re-nesas 公司最近推出的R2A20112 单片IC，是一款采用交错方法的临界模式PFC 控制器。
基于R2A20112 的临界模式交错双相PFC 升压变换器，可缩减输入／输出电容及EMI 滤波器元件尺寸，提高轻载条件下的效率，使电子照明产品和数字电视、PC 及人门级(entry level)服务器等消费类应用产品IEC1000-3-2、EN61000-3-2 标准和能源之星(Energy Star)等规范要求。
2 引脚功能及主要特点R2A20112 采用16 引脚SOP 和16 引脚DILP 无铅封装，引脚排列如R2A20112 各个引脚功能见表1 所列。
R2A20112 的主要电气特性如下：最大允许电源电压Vcc(max):24 V；参考输出电压VREF：5 V(1±3％)；欠电压锁定(UVLO)启动电压VH:10.5 V±0.7 V；UVLO 工作关闭电压：VL:9.3 V±0.5 V；UVLO 滞后电压VYSUVL:1.2 V+0.5 V。
R2A20112 的主要功能如下：升压变器换控制带临界导电模式；交错控制；过电压保护：模式1：动态过电压保护对应于负载变化引起的电压上升；模式2：静态OVP 对应稳压丰的过电压；反馈环路开路检测；主／从变换器独立过电流保护(OCP)；280μs 的重新启动定时器。
基于临界导电模式的BOOSTPFC电路开关特性分析与研究
3 BCM BOOST PFC 电路的开关状态分析
BCM BOOST PFC 变换器 通常由 PFC 控制芯片 控制, 从检测到电感电流为零始到输出驱动脉冲存 在着固有的输出延迟时间 t d。电感电流续流期间, 输出整流二极管 D 导通, 电容 C 1 两端电压 uC =
1
V0, 当电感电流为零时 ( t 0 时刻) , 输出整流二极管 D 为零电流关断, C 1 与输入电感 L 1 发生谐振, 假设 开关频率远远大于电网电压频率 f l, 在一个高频开 关周期内电网电压 V in 近似不变, 根据二阶电路的微 分方程和初始条件, 可以导出:
2
-
arccos
Vinpeak Vinpeak -
V0
2
L1
C1
t2d
arccos
V inpeak V inpeak -
V0
2
L1
( 13)
谐振电容 C1 在满足最佳开 通条件情况下, 应尽量
取大些以减少开关管的关断损耗。
当 V0 < 2Vinpeak 时, 为使开关管在最低电压下开
通, 由式( 10) 得:
第 3期
林国庆, 等: 基于临界导电模式的 BOOST PFC 电路开关特性分析与研究
71
为不同输入电压下的效率曲线, 其中效率 1 为开关 管工作于零电压或最低电压下开通时 PFC 电路的 效率, 效率 2 为开关管不在最低漏源电压下开通时 PFC 电路的效率, 可见采用所提出的方案后电路的 效率提高了, 与理论分析结果完全一致。
文 献标识码: A
文章编号: 1003 3076( 2008) 03 0068 04
1 引言
开关管功率损耗则占开关损耗的主要部分。开关管 Q 的损耗包括通态损耗P con 、开通损耗 Pon 和关断损
恒流源系统中基于临界导通模式的APFC电路设计
2017年第7期 信息通信2017(总第 175 期）INFORMATION&COMMUNICATIONS(S u m.N o 175)恒流源系统中基于临界导通模式的A P F C电路设计陈华莉\莫磊曾勇3(1.四川托普信息技术职业学院汽车工程系，四川成都611743;2.成都航空职业技术学院航空电子工程系，四川成都610100;3.四川科技职业技术学院移动通信与软件学院，四川成都611745)摘要:将P F C应用于大功率L E D恒流驱动系统可以减小谐波干扰，提高电网质量并有助于设备安全运行。
用L6561设 计基于临界导通模式的有源功率因数校正电路，采用Boost拓扑，有效提高了功率因素，减小了谐波畸变，提升了恒流源 系统品质。
关键词：恒流源系统;A P F C电路中图分类号:TM46 文献标识码:A文章编号：1673-1131(2017)07-0053-021L E D恒流源系统本文中恒流源应用于100W L E D照明驱动。
大功率LED 照明的安全节能、长寿命、易调控及较大发光效率提升空间使 之有着良好的发展前景，合理设计L E D驱动电路可使优点得 以充分发挥。
因L E D发光强度与流过电流相关，过小会影响 发光强度，过大会引起衰减影响使用寿命，所以需采用恒流方 式进行驱动。
应用于L E D中的恒流源系统通常采用高效率开关电源实 现。
传统开关电源使用所产生的谐波电流会污染电力系统，当诸如开关电源之类的各电力电子装置接入电网中时，大量 注入的谐波会严重影响电网质量和用户电气设备使用安全，为此，国际上制定了一系列标准限制谐波污染,以保证电力系 统安全经济运行。
标准对电气设备进行了分类，属于其中C 类的L E D照明由于是非阻性负载，故需通过功率因素校正以 减小谐波电流,使之符合谐波限制。
鉴于此,本文在L E D恒流源中进行了功率因数校正电路 设计。
系统框图如图1所示。
图1L E D恒流源系统设计框图如图功率因数校正是在整流之后，它为后面DC/D C提供 一个400V的直流电压进行PW M控制，并最终实现恒流输出。
临界导电模式有源PFC的设计
临界导电模式有源PFC的设计
首先，对于器件的选择，有源PFC电路常常使用MOSFET或者IGBT作为开关器件，这些器件能够提供较高的开关频率和高电流能力，以满足PFC系统的要求。
其次，拓扑选择是设计有源PFC电路的重要环节。
临界导电模式有源PFC通常使用Boost拓扑，通过控制开关器件的导通和关闭时间，实现对输入电流的控制。
Boost拓扑结构简单，适用于高功率因数校正应用。
控制策略是有源PFC设计的核心。
临界导电模式有源PFC常使用平均电流模式控制，通过对输入电流进行精确的测量和控制，实现功率因数校正。
同时，还需要考虑电压、电流等参数的闭环控制，以保证稳定性和效率。
滤波设计是临界导电模式有源PFC的关键一环。
由于临界导电模式的工作原理，输入电流会呈脉冲状，因此需要设计适当的滤波电路来减小电流脉动和谐波含量，并满足EMI（电磁干扰）的要求。
最后，保护是有源PFC设计中不可忽视的一部分。
由于工作环境的不确定性，有源PFC电路需要考虑过流、过压、过温等保护功能，以确保系统的安全稳定运行。
综上所述，临界导电模式有源PFC的设计涉及到多个方面，包括器件选择、拓扑选择、控制策略、滤波设计以及保护等。
通过合理的设计和选型，可以实现高效、高功率因数的开关电源设计。
临界导电模式有源PFC的设计
临界导电模式有源PFC的设计临界导电模式（Critical conduction mode）有源功率因数校正（Power Factor Correction，简称PFC）电路是一种常用的电力电子应用。
它能够有效改善电力系统的功率因数，降低谐波污染，并提高系统能效。
本文将围绕临界导电模式有源PFC电路的设计展开论述。
有源PFC电路通常采用单相桥式整流电路，它由输入电感、桥式整流器、电容滤波器和功率开关组成。
这种电路的控制器通常采用反馈控制的方式，通过对输入电压和输出电压的实时监测，来调整开关的开关时刻，以实现恒定的电压输出和微调功率因数。
临界导电模式有源PFC电路的设计首先需要确定最佳的开关频率。
开关频率的选择应考虑到系统的转换损耗、谐波干扰和EMI （Electromagnetic Interference）的问题。
通常，开关频率较高时，电感和电容器的尺寸可以减小，但开关损耗和EMI问题也会增加。
经验上，选择开关频率在30kHz到100kHz之间比较常见。
确定了开关频率后，接下来需要设计功率开关的控制策略。
临界导电模式下，开关管的导通时间和关断时间与输入电压和电流的相位有关。
通常，采用两种基本控制方法：固定导通时间和固定关断时间。
固定导通时间方法更适用于高功率应用，关断时间通常设置为零；固定关断时间方法给定一个固定的关断时间，再根据输入电压和电流的变化来动态调整导通时间。
在控制策略确定后，还需要根据系统需求选择合适的电感和电容滤波器。
电感的选取需要满足电流波形的要求，通常选择感值较大的电感以减少电流脉冲峰值。
电容的选取要考虑到其容值、电压波动、ESR（Equivalent Series Resistance）等因素，以确保稳定的输出电压和滤波效果。
此外，在有源PFC电路的设计过程中，还需要考虑系统的保护功能，如过电流保护、过温保护和过压保护等。
这些保护功能能够提高系统的可靠性和安全性。
总之，临界导电模式有源PFC的设计需要综合考虑开关频率、控制策略、滤波器参数和保护功能等因素。
电流临界连续时pfc电路分析
电流临界连续时pfc电路分析
PFC（Power Factor Correction，功率因数校正）电路是由四个组件组成的，分别是电源，电容器，可控硅开关，和控制电路。
由于可控硅开关是PFC电路的主要组件之一，因此研究PFC电路的连续时电流临界就会直接导致可控硅开关设备的影响。
在PFC电路中，由于由整流器和电容器组成的负载模型，系统会产生一个临界电流。
当电流超过这个临界点时，电容器的影响将限制电流的连续性，并使得可控硅开关失去控制。
连续时电流临界将会影响可控硅开关的稳定性，从而使PFC电路的性能不再稳定。
因此，研究PFC电路的连续时电流临界是非常重要的，它可以帮助我们确定可控硅开关的实际限制范围，从而可以尽可能有效地使PFC电路运行稳定。
首先，可以通过理论分析和模型计算，准确计算出可控硅开关的临界电流，这也同样适用于复杂的拓扑和各种不同的参数，从而能够确定可控硅的参数是否符合PFC电路要求。
此外，还可以通过实验来确定可控硅开关的实际连续时电流临界。
以实验为主，定义一系列负载，以不断缩小临界点。
最终，实验得出的可控硅开关的连续时电流临界可以在较大范围内提供稳定的性能。
电流临界连续时pfc电路分析
电流临界连续时pfc电路分析电力因效率和成本而受到持续关注，因而电流临界连续时（CCM）开关功率因效（PFC）电路也成为技术研究的焦点。
电流临界连续时PFC电路的研究和开发，涉及到各种电路和系统分析技术，形成了一种综合性的研究现象。
本文综述了电流临界连续时和PFC电路的研究，重点讨论了电路分析以及其相关理论和电路构建技术。
首先，本文简要介绍了电流临界连续时PFC电路，分析了其工作原理和特点。
它是一种复杂的控制系统，由电路分析和控制算法组成，具有高效率、较小的尺寸和长的使用寿命等优点。
电流临界连续时PFC电路的核心部分是其控制算法，它用于控制电路的有效工作过程，为正确运行PFC电路提供了重要参考依据，从而保证其高效运行。
其次，本文通过对电路分析技术的研究，提出了电流临界连续时PFC电路的分析技术，并详细介绍了分析电路的具体方法，以及各种模型和参数的计算方法。
分析方法可以有效地简化电路的分析过程，改善模型及参数的准确性，从而使PFC电路的性能有效地提升。
此外，本文还通过对现有技术的分析，提出了一种以小型电路尺寸为目标的CCM-PFC电路构建技术。
通过研究和分析，我们总结出了电路尺寸缩小技术的原理和方法，用以改善电流临界连续时PFC电路的结构，从而使电路尺寸缩小，效率显著提高。
最后，本文对电流临界连续时PFC电路的研究和应用进行了总结，指出其在高效率电力电子设备中的重要性，并展望了电路尺寸的更进一步的缩小。
综上所述，电流临界连续时PFC电路在高效率电力电子设备中起着重要的作用，电流临界连续时PFC电路的分析和构建技术通过电路分析和控制算法，为其有效运行提供了依据，为电路尺寸缩小和效率提升提供了可行性技术方案。
未来，可以进一步研究电路尺寸缩小、性能改善以及控制算法优化、延长电路使用寿命等，以进一步提升电流临界连续时PFC电路性能。
如何通过临界导电巧妙调节PFC段性能
如何通过临界导电巧妙调节PFC段性能功率因数校正的缩写是PFC，PFC其实是一种数值关系，是有效的功率和总耗电量之比。
PFC比值的大小能够直接反映电力的有效利用程度。
目前，现代人的生活节奏越来越快，对科技产品的要求也越来越高。
很多电源类产品在生产时，都要求输入线路中的吸收电流包含谐波含量。
而实际上，正确的方式是让线路电流趋近于正弦波形，尽量使得线路电压和相位相同。
为此，通常在桥电路与大电容之间插入所谓的PFC预稳压器。
这个中间段设计输出恒定的直流电压，同时从输入线路吸收正弦电流。
PFC 段通常采用升压配置，要求输出电压比线路可能最高的电压电平都要高。
这就是为什幺欧洲或是通用主电源输入条件下，输出稳压电平普遍设定在约390V的原因。
本篇文章将为大家介绍一种能够对PFC段性能进行提高的方法。
日常生活中大家所接触的电源都不属于高功率的范围，而是属于较低功率的应用。
临界导电模式(CrM)(也称作边界、边界线甚至是瞬态导电模式)通常是首选的控制技术。
这种控制技术简单，市场上有采用这种技术的不同的商用控制器，容易设计。
然而，高输入电压时，如果输入和输出电压之间的差距小，PFC 段会变得不稳定。
本文将说明解决这种问题的方法。
PFC段一个更加常见的问题是通常发生在启动时的大电流过冲，而不论采用的是何种控制技术。
临界导电模式的工作 作为最常用的一种对PFC段进行控制的方法。
临界导电模式使用了可变的频率控制原理来描述特征，即电感电流先上升至所需线路电流的2倍，然后下降至零，接着再上升至正电流，期间没有死区时间(dead-time)，如图1所示。
这种控制方法需要电路精确地检测电感的磁芯复位。
临界模式PFC控制分析
三、临界模式（TM）PFC控制分析
L6561控制器
补偿器输出对PFC输出电压间的传递函数为
VˆCOMP (s) VˆO (s)
1 R7 C3
R11
C3s s
1
上式中负号代表负反馈。
三、临界模式（TM）PFC控制分析
根据带R载时开环传递函数Bode图，为使校正后具有无静差控制特性， 控制器里必含积分，为得到足够的稳定裕度，控制器里还必须有一个零 点，校正后系统的截止频率应低于20Hz。为此设计控制器如下
在半个市电周期中，设市电电压为
vin VinRMS 2 sin
则电感电流的包络线
iLpk (t) I Lpk sin
三、临界模式（TM）PFC控制分析
则可计算出某一相位处的占空比
d ( ) ton VO 2VinRMS sin
ton toff
VO
在半个市电周期中从电感流到整流二极管的电流平均值为
电流局部放大波形，正弦性差
四、功率电路Matlab仿真
采用纯积分控制器
VˆCOMP (s) 1 VˆO (s) s
相角裕度过低：19.4°
四、功率电路Matlab仿真
稳态波形图
四、功率电路Matlab仿真
电流波形放大，正弦性很好
四、功率电路Matlab仿真
电流局部放大
致谢
Vˆ (s) IˆLpk (s)
Vˆ (s) Iˆ(s)
Iˆ(s) IˆLpk (s)
1
RO 2
RO 2 COs
2 VinRMS 4 VO
其中
Iˆ(s) IˆLpk (s)
可以从小信号模型中得到
（三）电流环传递函数求取
IˆLpk 1 Vˆcspk Rs
临界模式下的PFC做一下简单的推导
临界模式下的PFC做一下简单的推导临界模式PFC电感量计算真的非常简单！对于很多工程师来说开关电源PFC电感的计算比较懵，今天我对临界模式下的PFC做了一下简单的推导，我觉得比反激正激变压器要更好更容易计算，也更好理解。
好了我们一起进入正题我们要计算就得找切入点，我们都知道升压PFC我们计算都是在最低输入交流电压下，电压波峰时来计算。
我们为什么找这个点？因为这个点是最特殊的，最方便计算的，因为它在这个时候刚好是频率最低的地方也就是，也是我们最容易饱和的地方。
1、在这个点（最低输入电压波峰处）计算既有特殊性（频率最低）容易计算。
2、在这个点（最低输入电压波峰处）又是磁芯的磁通密度最大的时候这样算出来能保证整个范围不饱和。
对于第二点我们很好理解，请看下图，以及下面的图和公式一起分析。
磁通密度公式最大磁通密度Bmax不超过限值磁芯就不会饱和，如果一个电感确定之后，Ae、Np和Lp 都是固定了的。
所以不B值的公式仅仅与Ip有关。
我们再看下上面的图片，首先由于PFC把电流波形整形后，电流波形与电压波形跟随，我们能一眼看出在这个电压波峰值时就是电流的波峰值。
然后，由于输出功率一定（比如额定功率），电压越高电流就越低，电压越低电流就越高，所以电流在最低交流输入电压的时候是最高的。
根据上述分析很容易判断出，最高峰值电流一定是在，最低交流输入时的波峰处。
至此，第2点就证明出来了。
下面我们再来证明第1点是否正确，对于第1点的证明稍微复杂一点，不过不要紧我们一步步来。
PFC的最低开关频率实际上是由电感来决定的。
我们假设一个PFC开关电源输入电压Vin为Vac，在开关MOS VT1导通时，PFC升压电感T两端的电压是V on，当开关MOS VT1关断时电感T两端的电压是V off，输出电压为V o，波峰处的峰值电流为Ipk（关于在额定负载下Ipk只要输入电压固定了Ipk就固定了）。
我们写一下简单的关系式。
输入电压中取一个整流后的馒头波，Vin与时间t的函数关系，输入电流与时间的函数关系。
临界模式PFC电路设计分析
临界模式PFC 电路设计分析 设计准则基本设计规格如下：● 输入电压范围：Vacmin ～Vacmax● 直流输出电压：V o● 额定输出功率：Po● 预期 效率 ：nPFC 电源部分设计方程瞬时输入电压：Vin(t) 瞬时输入电流：Iin(t)峰值输入电压：Vinpk 峰值输入电流：Iinpk【交流电压、电流之间的关系式】)sin(.)(t Vinpk t Vin ω= Vinrms Vinpk 2=)sin(.)(t Iinpk t Iin ω= Iinrms Iinpk 2=【PFC 的输入功率的表达式】222Iinpk Vinpk IinpkVinpkIinrms Vinrms Pin *=⨯=⨯= 【输出功率的表达式】Io Vo Pin Po *=*=η设计方程中需要知道PFC 电路效率，对于低线电压工作，该效率一般设为92%，而高线电压工作时，一般为95%，输出功率的公式代换为：2I i n p k V i n p k P i n Po **=*=ηη 【峰值输入电流】用Iinpk 表示上式V i n r m sPo Vinpk Po Iinpk ηη22== 平均输入电流等于平均电感电流Iin avg l I =)(.我们知道在临界导电工作中，峰值电感电流为平均电感电流的两倍， V i n r m sPo avg l I Ipkt η22)(.2=⨯=因为峰值电感电流在最小交流输入时最大，所以min22Vin Po Ipkt η= 已知峰值电感电流为Ipkt ，则电感为：I p k tT o n V r m s I p k t T o n V d c p *=*=2L 或者Po Ton Vrms p 2L 2η**= 本文结合教材、ON-PFC 手册整理得来，计算公式非常容易理解。
PFC电感设计简介
PFC 电感计算通常Boost 功率电路的PFC 有三种工作模式：连续、临界连续和断续模式。
控制方式是输入电流跟踪输入电压。
连续模式有峰值电流控制，平均电流控制和滞环控制等。
连续模式的基本关系： 1. 确定输出电压U o输入电网电压一般都有一定的变化范围（U in ±Δ%），为了输入电流很好地跟踪输入电压，Boost 级的输出电压应当高于输入最高电压的峰值，但因为功率耐压由输出电压决定，输出电压一般是输入最高峰值电压的1.05~1.1倍。
例如，输入电压220V ，50Hz 交流电，变化范围是额定值的20%(Δ=20)，最高峰值电压是220×1.2×1.414=373.45V 。
输出电压可以选择390~410V 。
2. 决定最大输入电流电感应当在最大电流时避免饱和。
最大交流输入电流发生在输入电压最低，同时输出功率最大时ηmin max i o i U P I =(1)其中：o o o I U P =；)%100(min ∆-=in i U U －最低输入电压；η－Boost 级效率，通常在95%以上。
3. 决定工作频率由功率器件，效率和功率等级等因素决定。
例如输出功率1.5kW ，功率管为MOSFET ，开关频率70~100kHz 。
4. 决定最低输入电压峰值时最大占空度因为连续模式Boost 变换器输出U o 与输入U in 关系为)1/(D U U i o -=，所以 oi m i mo p U U U D 2m a x -=(2)从上式可见，如果U o 选取较低，在最高输入电压峰值时对应的占空度非常小，由于功率开关的开关时间限制（否则降低开关频率），可能输入电流不能跟踪输入电压，造成输入电流的THD 加大。
5. 求需要的电感量为保证电流连续，Boost 电感应当大于IfD U L p i ∆=maxmin 2 (3)其中：max 22i I k I =∆,k =0.15~0.2。
部分有源PFC驱动设计指引
电控设计规范部分有源PFC驱动设计指引（发布日期：2011-11-30）1范围本设计指引对部分有源PFC驱动电路的电路原理，各器件的参数选择，相关技术要求和实际使用中的有关问题进行了阐述。
本设计指引适用于部分有源PFC驱动电路的设计。
2规范性引用文件下列文件中的条款通过本标准的引用而成为本标准的条款。
凡是注日期的引用文件，其随后所有的修改单（不包括勘误的内容）或修订版均不适用于本标准，然而，鼓励根据本标准达成协议的各方研究是否可使用这些文件的最新版本。
凡是不注日期的引用文件，其最新版本适用于本标准。
3定义PFC: Power Factor Correction 功率因数校正，功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系，也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。
基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度，当功率因素值越大，代表其电力利用率越高。
4总述电网的电流和电压之间相位差会造成交换功率的损失，此时便需要PFC电路提高功率因数。
目前的PFC有两种，分为无源PFC和有源式PFC。
部分有源PFC由电感及电子元器件组成，体积小、通过驱动IC去调整电流的波形，对电流电压间的相位差进行补偿。
部分有源PFC可以达到较高的功率因数──通常可达98%以上。
一般包括IGBT、FRD、驱动IC部分电路、保护IC部分电路、采样部分电路。
下面介绍部分有源PFC外围电路的设计方法及电路工作原理。
5电路设计5.1电路原理及分析5.1.1IGBT管脚分配，以及内部结构IGBT规格选择：23、26、32、35机型选择30A的IGBT器件（在25℃下测试30A），51机使用30A的IGBT器件（在100℃下测试30A），72机使用50A的IGBT器件（在100℃下测试30A）；而电流规格的选用不是一成不变的，而要根据实际机型开发的需要，满足IGBT散热器温度不超过85℃，并有足够的余量。
以英飞凌50A IGBT为例，型号为IGW50N60T图1 IGW50N60T5.1.2FRD管脚分配，以及内部结构：FRD规格选择：23、26、32、35选择30A的FRD器件（在25℃下测试30A），51机使用30A的FRD器件（在100℃下测试30A），72机使用75A的IGBT器件（在100℃下测试75A）；而电流规格的选用不是一成不变的，而要根据实际机型开发的需要，满足FRD 散热器温度不超过85℃，并有足够的余量。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
临界导电模式有源PFC的设计
APFC技术按照电感电流是否连续，可分为断续导电模式(DCM)、连续导电模式(CCM)和介于两者之间的临界导电模式(CRM)。
CCM模式适合于较大功率输出，控制较复杂，且存在二极管反向恢复的问题。
DCM模式的输入电流和输出电压的纹波比较大，因而开关损耗比较大，同时对负载有一定的影响。
CRM模式既没有断续导电模式那么大的器件应力，也不存在连续导电模式所具有的二极管反向恢复问题，且输入平均电流与输入电压成线性关系。
在中小功率(300 W以下)场合，采用临界导电模式的功率因数校正具有比较大的优势。
文中推出的APFC系统采用美国摩托罗拉公司生产的MC33262专用集成控制芯片，并使其工作于临界导电模式(CRM)。
1 基于MC33262的APFC原理简介
用于实现APFC变换器的拓扑电路有Boost变换器、反激变换器和Boost-Buck变换器等，但由于Boost电路具有：有输入电感，可减小对输入滤波的要求；开关器件的电压不超过输出电压值；容易驱动等特殊优点，因此其应用最为广泛，这里的设计主要基于Boost
变换器。
目前，用于实现临界导电模式的控制芯片有很多，由MC33262构成的采用Boost变换器的APFC电路。
MC33262原理框图如图1所示。
在图1中，5脚是零电流检测输入端，接在变压器二次侧，因而检测到的是电感电流，即外电源流入负载的电流。
当电感电流为零时，ZCD的输出翻转，将内部的RS触发器置“1”，7脚输出高电平，使Q1导通。
外电源通过桥式整流，使变压器一次侧和Q1导通，电流流过变压器一次侧，将电能储存于电感中。
当电感电流增大到一定值时，Q1又关断，这也是通过RS触发器进行控制的。
1脚接PFC输出电压的分压，该电压经EMP放大后，与由3脚输入的电压分压值在MULT中相乘，MULT的输出与由4脚输入的Q1的电流比较。
当输入Q1的电流值大于MULT输出的电流值时，OIC输出电平翻转，将RS触发器置“0”，该电平由7脚输出，关断Q1。
因此，MULT的输出电流即通过Q1的电流的门限值，该门限值随输入电压的变化而近似呈正弦规律变化。
当Q1关断后，变压器一次侧的电流逐渐减小，当此电流接近零时，又导致ZCD的输出翻转，将RS触发器置“1”，Q1导通，重复以上过程。
当负载突然关断、启动或输出端出现浪涌时，会出现输出电压过高的情况，这时OVC 会发挥保护作用。
此时，过压保护器的输出电平发生翻转，将RS触发器置“0”，关断Q1。
器件内设定的比较器门限电压为1．08 V。
欠压锁定的作用在于监控电源正极电压。
当8脚的电压Vcc低于下限值时，UVLO输出低电平，7脚也输出低电平，关断Q1。
定时器的作用是在电感电流下降到零时启动Q1。
2 系统主要技术指标的设计
根据需要，设计了一个150 W PFC系统，其信号流程及信号波形如图3所示。
其主要参数为：交流输入电压范围为175～265V；最大输出功率为150 W，若Boost电路的提升电压为400 V，则额定直流电流为375 mA；若转换效率为η=90％，则额定输入功率Pin=P0／η=167 W；最小开关频率选为fmin=25 kHz；输入偏移因子IDF=0．98；最大纹波峰一峰值为8 V。
3 电路主要参数的计算
3．1 电感L的计算
最低工作频率条件下所需的电感值可通过式(1)求得：
式中：Vin为稳压输人峰值电压最大值；Pin为输入功率最大值；fmin为开关频率最小值。
将主要参数代入式(1)得：
L=544μH
在该设计中取L=550μH。
3．2 输入滤波电容的设计
输入滤波电容的主要作用是滤除输入端的高频噪音，其容量很小。
但如果其取值太小，很难较好地滤除输入的高频噪音，另一方面其取值又不能太大，否则会引起较大的输入电压偏移。
3．2．1 输入滤波电容的下限值
输入滤波电容的下限值由输入滤波电容的最大纹波电压决定，可用式(2)计算：
式中：△Vcin(max)为滤波电容的最大纹波电压，一般情况下，该值可取小于最低输入电压峰值的5％。
将主要参数代入式(2)得：
3．2．2 输入滤波电容的下限值
输入滤波电容的上限值由输入偏移因子IDF决定，可用下式计算：
输出电容的选择不但要考虑容值，还要考虑电压应力，由于电路的响应速度较慢，当负载突然变轻时，可能会引起输出电压的过冲现象，考虑到一定裕量，它的耐压可按大于输出过压保护点1．1VOVP来选取。
在该电路设计中选择Co=220μF，耐压为450 V的电解电容。
3．4 功率开关管和输出二极管的选择
功率开关管与输出二极管的电流应力和电压应力都相同，下面分别计算两者的电流应力和电压应力。
开关管和二极管的最大峰值电流：
开关管和输出二极管的电压应力需考虑输出过压保护点，因此其最大电压为：
在该电路设计中，选择功率场效应管IRF84．0作为开关管，其耐压为500 V，最大电流为8 A；选择快速恢复二极管MURl560作为输出二极管，其耐压为600 V，最大电流为15 A。
4 实验与结论
实验结果(见图4～图7)显示该AC／DC变换器在较宽广的输入电压范围下获得高度稳定的直流电压400 V输出；纹波峰一峰值在8 V以下；输出额定功率达150 W；满载下效率η=95％；功率因数λ≥0．99；输入电流总谐波畸变D<6％。
目前，这种具有APFC电路的控制器已应用于电子镇流器产品中。
5 结语
由MC33262构成的功率因数校正电路外围结构简单，电路元器件少，电路的体积和成本下降，提高了系统的可靠性。
目前，这种APFC技术已经在开关电源、电子镇流器等诸多领域得到了应用。
该APFC电路采用峰值电流控制方式，属于准连续电流模式，MOS-FET 开关频率很高，这对EMI滤波电路的设计有较高的要求。
不过该系列芯片与其他采用连续模式的APFC芯片相比有着较高的性价比，值得做进一步完善研究。