CMOS集成温度传感器设计

CMOS 数字集成温度传感器设计
1. CMOS 数字集成温度传感器设计
CMOS 数字集成温度传感器设计包括感温电路、温度调理电路和基准电压产生电路，其中温度调理电路采用最流行的Σ-Δ转换型结构，并结合占空比调制型输出特点而设计，并以电流型数字输出，电路结构如图1所示。

图1 CMOS 数字集成温度传感器结构图
2.1 感温电路和带隙基准电路设计
2.1.2 带隙基准原理
Fig.1 Conventional bandgap reference
图1 传统带隙基准电路
传统带隙基准源电路如图1所示，由一个运放、两个双极型晶体管和若干电阻组成[7]。

在标准CMOS 工艺中，双极型晶体管采用纵向PNP 晶体管[8,9]，使其工作在二极管状态，因此，双极型晶体管的β值要求不高。

其发射极电流为
)1(/-⋅=kT qV S B E e I I （1）
其中，I S 是饱和电流，V BE 是基极－发射极正偏电压。

当V BE >>kT/q 时，有kT qV S B E e I I /⋅≈，于是有
)/ln(S T BE I I V V ⋅= （2）
其中，q kT V T /=。

在图1电路中，运算放大器的作用是在电路处于深度负反馈的情
况下，使A 、B 两点的电压相等。

即V A =V B ，由于I 1R 1＝I 2R 2，并满足
3221R I V V BE BE += （3）
由式（2）得
)/ln(111S T BE I I V V = （4）
)/ln(212S T BE I I V V = （5）
由此得
)/ln()(112213
21321S S T BE BE I I I I R V V V R I I =-== （6） 在纵向PNP 晶体管设计中，Q2发射结面积为Q1发射结面积的n 倍。

所以Q2饱和电流也是Q1饱和电流的n 倍。

即I S2/I S1＝n ，则
)ln(1
2311111n R R R R V V R I V V T BE BE ref ⋅+=+= （7） 其中，V BE1是Q1晶体管基极－发射极正偏电压，是一个负温度系数的量，而V T 是一个正温度系数的量，通过适当选取电阻R1与R2、 R3 的比值和n 的大小，就可以使V ref 表达式中的正温度系数和负温度系数的作用相互抵消，即获得零温度系数。

使V ref 不随温度变化，这就是带隙基准原理。

感温电路是根据衬底PNP 双极型晶体管E-B 结压降V EB 的负温度特性[2]和两管E-B 结压降差ΔV EB 的正温度特性[3]，并利用带隙基准原理将两管E-B 结压降差ΔV EB 加在电阻上，得到随温度成正比的电流信号[4]，其核心电路如图2所示的带隙基准电路。

图中晶体管Q0～Q8和Q9～Q16为相同尺寸完全匹配的二极管连接形式的CMOS 衬底PNP 双极型晶体管，M20与M9、M10匹配，M21与M12、M13匹配，电阻R2与R1匹配，由M1～M8构成的二级运放采用共源共栅电流镜结构，Q0和Q1～Q8的E-B 结压降直接作为运放的偏置,自偏置大大降低了电路的工作电流,并节省了元件,使输出更加稳定. 由于二级运放处于深度负反馈,很容易推导得
8EB1EB0c b R1ln q
kT V V V V V =-=-= （1） 81
1ln qR kT I R = （2） 该电流信号通过完全相同的MOS 晶体管M10和M20影射到R2,得到
EB912ref 8V ln q
kT R R V +⋅⋅= （3） 式（2）中第一项为正温度系数量，第二项V EB9近似为负温度系数量，因此只需选取适当的R 2与R 1的比值即可获得稳定的基准电压Vref 。

将感温电路与带隙基准电路进行一体化设计,既降低功耗、减少芯片面积,又提高电源抑制比PSRR （Power Supply Rejection Ratio ）。

为了保证电路正常开启而设计了启动电路(由M15～M19构成)
图2 带隙基准电路原理图
2.3 一阶Σ-Δ ADC 电路改进设计
本设计的温度传感器工作温度范围为-40°C ～+140°C,温度变化范围大,而CMOS 工艺下数字输出Σ-Δ转换器在获得中等精度的同时具有功耗低\占用芯片面积小以及温度变化范围大等特点而适合于本设计中[5],但由于传统的Σ-Δ转换器中比较器的上下门限电平是一
个随温度变化较大的量,需要复杂的电路进行补偿[6，7],因此利用比较器输出信号加反相器获
得互补信号分别控制两对开关以实现对电容C1的充放电和对比较器的两路基准电压进行切换,即控制其高低比较电平切换。

开关采用N 沟道增强型MOS 开关管, 互补信号作为栅极开启电压.电路结构如图3所示.由图可知,该电路中需要提供正温度系数电流Iptat(Proportional To Absolute Temperature)和负温度系数电流Ictat(Complementary To Absolute Temperature)以及两个基准电压Vref1和Vref2.
图3 改进后的Σ-Δ调制电路结构图
2.3.1 PTAT 电流产生电路设计
由带隙基准电路原理图2可知，M10上的电流为81
1ln qR kT I R 为正温度系数电流，由于M20与M9、M10匹配，M21与M12、M13匹配，因此将该电流影射到M20和M21，即M14上的电流也是正温度系数电流。

为了节省元件、减少芯片面积、降低功耗，而采用
PTA T电流电路与带隙基准电路一体化设计，只要用两个NMOS管M11和M14分别代替M20和M21即可。

PTAT电路原理图如图4所示。

该PTA T电流进入下一级Σ-Δ调制电路中。

图4 PTAT电流产生电路
2.3.2 CTAT电流产生电路设计
CTAT电流产生电路如图5所示。

电路中运放的同向输入端输入信号为来自于带隙基准电路的双极型晶体管（Q9～Q16）二极管连接形式的V EB正向电压降信号，运放由M22～M29构成，M23、M24为PMOS差分输入对管，电流镜M25、M26为NMOS管作为输入级负载，同时实现单端化；M29为源跟随输出，其输出信号驱动电阻负载R3（由温度系数小的poly电阻实现），同时连接于运放反向输入端实现电压跟随器功能，则流经电阻R3的电流I R3=V EB9/R3即为CTA T电流，该电流通过折叠电流镜（M27、M30；M28、M31构成）作为与温度相关的信号进入下一级Σ-Δ调制电路中。

图5 CTAT电流产生电路
2.3.3 基准源缓冲输出电路设计
带隙基准缓冲输出电路如图6所示，采用NMOS管作为差分输入管是由于作为单级放大器NMOS管能获得比PMOS管更高的增益（n型载流子迁移率大于p型载流子迁移率，
约为3～4倍），由M44、M45组成；M42、M43为电流镜负载同时实现差分运放双端输入转单端输出；M46为源跟随输出管作为缓冲器；M41、M47构成了运放的偏置电路，同时M47与M48形成电流镜作为运放的电流沉。

运放反相输入端与输出缓冲器M46输出端短接构成电压跟随器结构，因此同向输入端电压V ref（来自于带隙基准电压源）通过电压跟随器后在电阻R4、R5、R6上分压获得我们所需的1.2V和0.6V输出基准电压，并送入下一级Σ-Δ调制电路中。

图6 基准源缓冲输出电路原理图
其整体电路如图7所示。

图7 CMOS数字集成温度传感器总体电路图
3. 仿真结果
利用Cadence Spectre仿真工具，在华晶上华0.6μm CMOS工艺下对带隙基准电压电路进行仿真，电路工作电源电压为5V，25°C时输出为1.248V，电路工作电流小于20µA，功耗小于100µW。

图8为基准电压发生器电路在三种不同corner下的输出基准电压随温度变化的趋势。

在TT corner ，5V电源下，当温度变化范围为-50°C～150°C时，输出变化小于1.14mV(<0.09%)，即4.6ppm/°C。

在TT corner，当电源电压由4.5V变化到5.5V时，25°C 时输出变化小于0.17mV(<0.014%)。

在各个corner下输出基准电压随电源电压变化趋势见图9所示。

图9 输出基准电压随电源电压变化仿真结果
图8 输出基准电压随温度变化仿真结果 图4.15 缓冲器输入输出随温度变化的跟随曲线
通过对基准源缓冲器电路进行仿真，其运放作为电压跟随器，闭环增益基本等于1，并且随温度变化时输出对输入基准电压有良好的复制，当温度在-50°C ～150°C 变化时，输入输出之间误差小于10μV ，如图4.15所示，这个数值的误差可以完全忽略不计。

通过对PTAT 电流和CTA T 电流电路进行仿真，仿真结果如图11所示。

由图可知，PTAT 输出电流随温度变化约为9.2nA/°C ，受工艺影响，三种corner （TT 、SS 、FF ）下电流偏移在±0.76nA 之内变化，如图11（a ）所示，由于受corner 影响较小，图中三条曲线几乎重叠，25°C 时，当电源电压由4.5V 变化到5.5V 时输出电流摆动小于0.7nA ，如图11（c ）所示。

CTAT 输出电流随温度的变化约为23nA/°C ，如图11（b ）所示，三种corner 下电流偏移在±2.5nA 内变化，由于受corner 影响较小，图中三条曲线也几乎重叠。

25°C 时，当电源电压由4.5V 变化到5.5V 时输出电流摆动小于4.6nA ，如图11（d ）所示。

由以上数据可知，工艺和电源电压在PTA T 电路中对测温精度的影响小于0.25°C ，工艺和电源电压在CTAT 电路中对测温精度的影响小于0.31°C 。

PTAT 电流产生电路工作电流小于20µA ，CTAT 电流产生电路工作电流小于25µA 。

在5V 电源下工作，两电路功耗小于225µW 。

因此，所设计的温度传感器在-40°C ～+140°C 的温度范围内具有0.5°C 的测温精度和500µW 的最小功耗。

（a ） （b ） （c ） （d ） 图3.8 （a ）三种corner 下PTA T 电流在-50°C ～150°C 变化 （b ）三种corner 下CTAT 电流在-50°C ～150°C 变化 （c ）25°C 时电源电压在4.5V ～5.5V 变化时PTA T 电流的变化 （d ）25°C 时电源电压在4.5V ～5.5V 变化时CTAT 电流的变化
参考文献 1、R.A.Bianchi, F .V inci Dos Santos, J.M.Karamet al. CMOS-Compatible Smart T emperature Sensors. Microelectronics Journal,1998, 29:627-636
2、陈贵灿 ， 程军 ，张瑞智 。

.模拟CMOS 集成电路设计,西安:西安交通大学出版社,2002,309-321
3、刘恩科,朱秉升,罗晋升．半导体物理学,北京: 国防工业出版社,1997, 33-47
4、Michiel A.P .Pertijs ，Gerard C.M.Meijer and Johan H.Huijsing. Precision T emperature Measurement Using CMOS Substrate PNP T ransistors ．IEEE Sensor Journal,2004, 4(3):294-300
5、Cailin Davis and Ivars Finvers ．A 14-Bit High-T emperature ΣΔ Modulato r in Standard CMOS IEEE Journal of Solid State Circuits,2003,38:976-986
6、Giuseppe Ferri and Pierpaolo De Laurentiis ．A Novel Low V oltage Low Power Oscillator as a Capacitive Sensor Interface for Portable Applications ．Sensor and Actuators,1999,76:437-441
7、Olmos. A T emperature Compensated Fully T rimmable On-Chip IC Oscillator . SBCCI,2003, 181-186。