高性能双向DC-DC变换器设计

高性能双向DC-DC变换器设计
武远征;王亚君
【摘要】设计一种由单片机控制的高性能双向DC-DC变换器,摒弃传统变换器升降压电路分开设计思想,采用升降压为一体的拓扑结构,以5节锂电池为研究背景进行设计.主控芯片采用STC12C5A60S2型单片机,选择带自举功能的半桥驱动器
IR2104对MOSFET进行增强型驱动.系统可对充、放电的电流与电压进行实时采集和显示,并可通过按键对回路电流进行控制.样机测试中,电流波动小,电压稳定性高,应用于实验室的小型直流电机驱动电路中,运行效果良好.
【期刊名称】《电子器件》
【年(卷),期】2018(041)006
【总页数】5页(P1411-1415)
【关键词】电路设计;双向DC/DC变换器;升降压一体化;单片机控制;半桥驱动【作者】武远征;王亚君
【作者单位】辽宁工业大学电子与信息工程学院,辽宁锦州121001;辽宁工业大学电子与信息工程学院,辽宁锦州121001
【正文语种】中文
【中图分类】TM46
DC-DC技术是电能变换的重要形式,广泛应用于各种电子、电器设备领域[1]。

在直流电机驱动、不间断电源、航空航天电源、太阳能风能发电领域有广泛应用。

直
流变换电路拓扑众多,最基本的是Buck和 Boost电路,广泛应用的如反激电路等[2-6]。

双向DC-DC变换器可以采用单片机控制,通过PWM芯片驱动主电路,充放电一体,对信号实现实时采样。

但文献[7]用此法设计的方案效率较低,采样电路复杂,所使用电容C值较大,明显增加系统的体积。

还可以采用充放电电路分开设计方法,利用不同电源芯片控制充电电路和放电电路,实现双向功率流动,但文献[8]这种设计结构会增加电路的复杂度,会给控制电路设计带来困难。

设计采用Buck/Boost双向 DC-DC变换电路,实现电池充放电。

当外部电源对锂电池充电时,电路以Buck模式运行,当电池对负载放电时,电路以Boost模式运行。

在满足精度要求前提下,采用自带A/D口的单片机进行设计,省去A/D和D/A电路的设计。

通过理论计算和实际设计经验选择所需的电感和电容,并在设计中尽量缩减体积。

采用电压和电流双闭环PID控制保持系统稳定,并可通过按键切换工作模式与电流步进值的大小。

1 总体设计方案
变换器总体设计方案如图1所示,用于5节锂电池储电和输电,以单片机为主控芯片,输出两路PWM控制信号,驱动MOSFET半桥电路实现升、降压的功能,按键调整工作模式和工作电流值,Buck/Boost双向DC-DC电路用于功率双向传输,直流母线上的采样电阻和分压电阻用来对电流与电压信号实时采样,液晶显示器可以实时显示系统参数,辅助电源为变换器各部分芯片提供稳定电源。

图1 总体设计方案框图
图2 双向功率传输电路
2 硬件电路设计
2.1 双向功率传输电路
Buck/Boost双向DC-DC变换电路如图2所示,输入端直流电压为24 V～36 V,5
节锂电池串联后正负极两端电动势最高为24 V。

充电电流为1 A～2 A,步进0.05 A,输出功率最大值约为48 W。

锂电池放电时,30 Ω电阻作为锂电池放电负载,电路采用同步整流,两个MOSFET管交替导通。

Buck模式下储能电感为
(1)
式中,平均输出电压Uo为20 V,输出电流Io为2 A,若变换效率η取95%,开关管的开关频率f为40 kHz,则满载时输入电流为
(2)
因为平均输出电压为20 V,平均输入电压为30 V,则PWM占空比D为0.67,最小输入电压Uimin为24 V,设电感电流的最大变换值即纹波电流ΔILmax为满载输入电流的20%,代入式(1)和式(2),得电感H为476 μH。

假设变换器输出纹波电压为10 mV,计算滤波电容C
(3)
取电感为500 μH,计算可得电容C值为104 μF。

Boost模式下储能电感为
(4)
式中,平均输出电压为30 V,负载电阻30 Ω,输出电流为1 A,平均输入电压为20 V,则PWM占空比D为0.33,若最小输入电压为15 V,变换效率取95%,则满载时输入电流为
(5)
设纹波电流为满载输入电流的20%,代入式(4)和式(5),得L为235 μH。

假设变换器输出纹波电压为10 mV,计算滤波电容
(6)
取纹波电压为10 mV,输出电流为1 A,则滤波电容为833 μF。

为了减小电容ESR 对纹波的影响,充放电回路选择两个1 000 μF电解电容器并联[9]。

2.2 单片机及PWM控制半桥驱动电路
Buck模式下,电流通过采样电路,与单片机内部设定的基准值比较,通过PID算法调节输出占空比,实现电流调整。

Boost模式下,锂电池通过变换器进行放电,放电电压由单片机内部设定值决定,由PID算法进行调节,实现电压调整。

半桥电路驱动采用IR2104半桥驱动器,如图3所示,单片机输出两路PWM与IR2104输入相连,驱动MOS管控制其导通与关断,实现单片机对变换器输出的控制。

2.3 采样电路
直流母线上设置一个0.02 Ω电阻作为采样电阻,并产生一定的电压降,经放大器放大后输入到单片机,电位器可改变放大电路放大倍数,进一步实现电流精确的控制。

在直流母线间并联一对分压电阻,单片机内部自带的A/D端口即可完成对电压的测量。

具体电路如图4所示。

图3 单片机控制及增强型驱动半桥电路
图4 电流信号采集及放大电路
2.4 器件选择及对系统效率影响
影响系统效率的因素主要有:开关损耗、控制电路功率损耗、电容ESR损耗、电感磁芯损耗和线圈损耗、电路板线上损耗辅助电源损耗等[10-11]。

可采取以下方法提高变换器效率:
(1)为保证纹波电压要求和减小电容ESR的影响,两侧的输出电容选用两个1 000
μF的电解电容并联,留足裕量。

(2)储能电感H值最低要求是使电路不达到饱和状态,电感量较大,电路纹波较小,但电感量过大会导致带负载能力下降,因此选择绕制500 μH左右的铁硅铝磁环电感,可以满足双向功率流的设计要求,采用多股漆包线绕制,减小铜损。

(3)选择低导通内阻低寄生参数的STP80NF70型MOSFET,电压参数和电流参数都留有较大的裕量,米勒电容小、栅极电荷小。

(4)采用同步整流方案,使整流时的导通损耗得到极大降低。

(5)开关损耗与电源工作频率成正比,因此适当降低电源的工作频率。

(6)在PCB走线方面,大电流环路面积尽量小,走线尽可能粗,降低走线阻抗,减小PCB 走线引起的寄生参数对电路的干扰,尽可能使控制信号、驱动信号不被寄生参数所影响。

(7)MOSFET 在高频状态下工作时不是一个理想的开关器件,寄生参数对其引线比较大,所以需要一定的驱动电流,采用IR2104作为驱动器,增强电路推拉电流的能力,降低开关管的开关损耗。

3 系统软件设计
软件部分主要实现电压电流双环的稳定控制,程序流程图如图5所示,双闭环PID算法调节PWM的输出,使得电池充电电流和放电电压恒定,充电模式与放电模式的切换以及电流的步进值大小通过按键进行设定。

图5 系统主程序和Buck模式流程图
4 实验测试
4.1 样机测试
充电工作模式下,控制充电电流I1保持在2 A,调节直流稳压电源输入电压U2,测量电路的输入电流I2,输出电压U1,则充电效率为:如表1所示。

表1 充电效率测试数据表
U1/VI1/AU2/VI2/Aη361.1218.92.0294.5%321.2819.12.0394.6%281.4619.22. 0093.8%241.7319.52.0093.8%
放电操作模式下,输入端为5节18650电池组,输出端负载电阻为30 Ω,保持输出端电压U1=30±0.5 V。

记录输入电流I2和输入电压U2。

则放电效率为:如表2所示。

表2 放电效率测试数据表
U1/VI1/AU2/VI2/Aη30.11.0123.01.3995.1%30.21.0022.51.4195.2%30.11.002 2.01.4495.0%30.01.0121.51.4895.2%
电流变化率的测试:将输出电流设定在2 A,调整直流稳压电源输出电压U1,记录不
同输出电压下的充电电流。

电流变化率计算方法:当U1=36 V时,充电电流记为I11;当U1=30 V时,充电电流记为I1;当U1=24 V,充电电流记为I12,则变化率为
SI1=[(I11-I12)/I1]×100%。

实测I11=2.03 A,I12=1.97 A,I1=2.01 A,根据计算公式,可计算出充电电流电流变
化率为:2.99%。

4.2 实验室电机测试
工作在降压模式:DC-DC变换器输入为外部稳压电源,输出为直流电机。

电机额定
电压为24 V,额定电流1.5 A,测试结果如表3所示。

表3 24 V直流电机测试结果Uin/VIin/A负载电压/V负载电流/A输入功率/W负
载功率/W效率
/%361.0724.21.5138.5236.5494.8321.19241.538.0836.0094.6301.2723.91.53 8.1035.8594.1261.4723.91.5138.2236.0994.4
工作在升压模式:DC-DC变换器输入为锂电池端,输出为直流电机,电机额定电压为30 V,额定电流为1.2 A。

待锂电池较长时间放电后,两端电压降低,取整数电压点测量。

测试结果如表4所示。

表4 30 V直流电机测试结果Uin/VIin/A负载电压/V负载电流/A输入功率/W负
载功率/W效率
/%221.7530.21.2138.536.5495.0211.8130.11.2138.036.3095.5201.8930.01.2 37.836.0095.21919.930.11.237.836.1095.4
上述实验结果表明该变换器可以保证24 V直流电机和30 V直流电机稳定工作,工作效率可达94%～95%,运行效果良好。

5 结论
该变换器以STC12C5A60S2单片机为核心控制器,实现输出的控制和调整。

在外
部输入电压波动的情况下,能保持输出电压和电流稳定,为锂电池充电,效率达到94%左右,锂电池放电时的Boost电路稳定工作效率在95%以上。

在实验室中,分别以
降压模式和升压模式测试了24 V直流电机和30 V直流电机运行特性,高变换效率实现电机平稳起步、定速运行,表明设计能够得到实际应用。

参考文献:
【相关文献】
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