AD976模数转换器(中文)

AD976 16-Bit BicMOS 模/数转换器
特性：
■ 快速16-Bit ADC
■ 转换速率：200kSPS-AD976A,
100kSPS-AD976,
■ +5V 单电源工作
■ 输入范围：±10V
■ 低功耗：≦100mW
■ 可采用外部或内部2.5V 基准
■ 高速并行接口
■ 片上时钟
■ 28线 DIP, SSOP or SOIC 封装
绝对极限参数1
模拟输入
Vin ：±25V
CAP:+ V ANA+0.3V to AGND2 -0.3V
接地电压误差
DGND,AGND1,AGND2 ±0.3V 电源电压
+ VANA :7V
VDIG to VANA ±7V
VDIG :7V
数字输入: -0.3V to VDIG+0.3V
芯片功耗：
PDIP(N),SOIC(R),SSOP(RS) 700mW
结温：+150℃
存储温度：（N,R,RS ）-65℃- +150℃
引线温度范围：（焊接10秒）+300℃
图1 芯片功能框图 图2 DIP,SOIC 和SSOP 封装引脚配置
AD976/AD976A 管脚功能描述
线性误差是指从“负满量程”到“正满量程”这条直线上每个代码的偏差。

在第一码过渡之前的点是负满量程的1/2LSB。

正满量程定义一级1/2LSB，它超过最后一个码的过渡。

偏差是测量这条真实直线上的每个特定代码来的。

微分非线性误差（DNL）
在理想的ADC中，每一个LSB码是分开的。

微分非线性是这个理想值的最大误差。

是保证在没有误码的情况下，通常为分辨率的关系。

±满量程误差
末尾码+1转换（从011…10到011…11）将出现一个低于满量程的1/2LSB的模拟电压（对于±10V 范围是9.9995422V）。

满量程误差是理想值最后的偏差的实际水平转换。

双极性0点误差
双极性0点误差是理想的中间量程输入电压（0V）和中间输出码所转换的实际电压之间的差异。

输入带宽
输入带宽是满量程输入电压下降3dB的区域的输出幅值重建的基本的频率。

全功率带宽
全功率带宽定义为满量程输入频率信号（噪声+失真）下降60BdB,具有10Bit精度。

窗口抖动
窗口抖动是对于显示在输入A/D上的噪声成功采样的窗口变化。

瞬态响应
在输入电压步进到满量程后，AD976/AD976A要达到额定精度要需要一定的时间。

过电压恢复
在模拟输入信号电压是满量程的150%降低到满量程的50%后，ADC恢复到满精度是需要一定的时间。

信号到噪声失真比（S/[N+D]）
S/[N+D] 是测量ADC输出的信号到噪声失真比的一个指标。

基波信号是有效值级。

噪声失真是除DC 以外的所有非基波信号的谐波半采样的有效值之和。

S/[N+D]取决于量化水平的数量。

对于正弦波输入信号的理论S/[N+D]是可以采用下式计算：
S/(N+D) = (6.02N + 1.76) dB。

N是Bit的数
因此，对于理想的16Bit转换器，S/(N+D) = 98 dB。

该芯片采用低噪声、低失真正玄波信号加到Vin引脚，以200kHZ转换速率采样。

通过快速的傅立叶转换（FET）产生绘图，就能获得信号到噪声失真比（S/[N+D]）数据。

图10指示输入信号45kHZ采样速率200kHZ典型的2048点数据的FET。

这条曲线所获得的S/(N+D)为86.23dB。

由于测量S /(N + D)小于理论值，可以获得一定程度的性能表现在有效数字位（ENOB）。

ENOB = ((S/(N+D) (R)C 1.76) / 6.02
对于输入信号45kHz,典型有效数字位（ENOB）是14位。

无杂散动态范围的定义是不同的，用dB表示，以ADC输出频谱（除DC以外Fs/2以上）和基波有效值之间的寄生谐波分量的波峰。

通常，这个技术参数在频谱中决定最大动态范围。

AD976/AD976A的典型SPFD是-100dB，如图10所示。

功能描述
AD976 / AD976A是高速，低功耗，16-bit采样模数转换器，采用+5V单电源供电。

AD976 / AD976A 采用激光修正比例输入电阻提供±10V输入范围的工业标准。

具有吞吐速率为200 ksps和并行接口，AD976 / AD976A可以直接连接到微处理器进行数据处理。

AD976 / AD976A对模拟输入电压采用连续逼近技术。

该器件使用电容阵列充电分布技术，代替传统的激光修正阶梯电阻。

把输入采样进行二进制加权电容网络细分后执行真实的模数转换。

器件由于温度感应引起电阻值不匹配，采用电容阵列就能消除线性的变化。

由于芯片上有电容阵列，对执行采样/保持功能就不需要附加外部电路。

制造厂首先消除在电容匹配上的误差。

以方波为准采用共同的校准系数计算电容器不匹配和存储在芯片上的薄膜电阻ROM中，转换发生后，芯片从ROM中读取校准系数。

然后使用系数来调整和改善转换准确性。

任何初始偏移误差的减少也在制造工厂校准。

AD976 / AD976A通过添加片上参考源提供了一个完整的16位A/D的解决方案。

转换控制
AD976 / AD976A用两个信号控制转换:R/C和CS，如图3图4所示。

启动转换和启动转换和置入采样/保持电路的状态, R/C和CS的信号必须不少于50 ns。

一旦转换过程开始,BUSY忙信号将变低直到转换完成。

转换结束后,BUSY忙将返回高,结果得到的有效数据输出到数据总线。

在第一次转换A D976 / AD976A 被驱动后,输出将是不确定的数据。

AD976 / AD976A展现两种模式的转换。

模式1显示在图3中，转换时间控制用R/C下降沿信号，至少50 ns宽。

在这种模式下CS总是低，唯一限制的是R/C信号所需的采样率信号低电平保持多长时间。

少于83 ns启动转换后的忙BUSY信号将低，直到转换完成并输出移位寄存器进行了更新新的两个二进制补充数据。

图3 （CS保持低）A/D转换后输出使能的转换器时序
图4使用CS控制A/D转换和读数时序
无论何种方法控制转换器，在BUSY为低大约3.7μs（仅AD976A）期间，从“n-1”转换输出数据将有效，忙BUSY之前50ns（t10）报高的时间中，输出数据从“n”开始转换到转换完成将有效的。

然而，建议读取数据要在BUSY忙转高后立即进行，因为这个时机更清楚地定义转换数据并提供最佳性能。

图5指示了BYTE引脚的功能和显示了只有当R/C为高和CS为低，如何输出有效两个补充二进制数据格式。

BYTE引脚使总线上的输出数据，对于读数来说，在引脚6-13和引脚15-22能够读取全并行输出数据或两个8位字节数据。

模拟量输入
图6指示了AD976采用内部参考模时拟量输入的选择。

模拟量输入范围标称值为双极性-10V 到+10 V 。

由于AD976 / AD976A 可采用内部或外部参考工作，对于满量程模拟输入范围±4V REF 表示为最好。

标
称的输入阻抗是233K Ω /13K Ω和22pF 的输入电容。

模拟输入部分有±25V 过电压保护。

由于AD976 / AD976A 有两个模拟地要确保模拟输入引用AGND1引脚地，低电流地是重要的。

因为与电阻相关地都会存在最小化电压降问题。

同样重要的是确保的模拟输入AD976 / AD976A 是一个低阻抗源。

与它的相关的主要是电阻模拟输入电路，可广泛选择通用运算放大器来驱动ADC 。

偏置和增益调整 AD976 / AD976AO 在制造厂已修整到最小化增益和线性误差。

在某些应用中，模拟输入信号需要满足ADC 的全部动态范围，增益和偏置误差需要外部调整为零。

图8显示了需要对这些偏置和增益误差校正的调整电路。

图9显示了AD976 / AD976A 的双极性传输特征。

需要调整偏置误差必须校正增益误差。

校正偏置电阻R3将使输入电压的接地压降达到比地低1/2 LSB 这个目标。

通过在输入应用一个电压-152.6V 和调整电位器，直到1111 1111 1111和0000 0000 0000 图6 AD976±10V 输入连接（采用片上参考源）
图7 AD976A ±10V 输入连接（采用片上参考源）
0000之间的过渡都携带所该电压，使得内部偏置得到校正为止。

调整增益误差,模拟信号输入应第一个代码转换(ADC 负满量程)或最后的代码转换(ADC 正满量程)进行。

对调整满量程误差时，输入模拟电压为9.999542V(FS/2(R)C3/2 LSBs)调整R4使得输出码在0111 1111 1111 1111和0111 1111 1111 1110最后一个正码转换颤动。

第一个码也需要调整，调整步骤是输入模拟电压为-9.999847V ((R)CFS/2 + 1/2LSB)来调整，使得输出码在1000 0000 0000 0000和1000 0000 0000 0001之间跳变。

AD976的外部200Ω和33.2k 电阻提供了内部调整
偏置和增益并获得允许误差的补偿，而且是采用单
电源。

这些电阻在某些应用程序中可能并不需要，
但应该指出他们将的抵消偏置和增益所带来的误差，是列于电气规范的数据表以外附加的。

表一和表二列举了AD976/AD976A 双极性0点（偏置）误差和满量程（增益）误差的最坏情况下的数据表。

对A / D 的所有误差调整要遵守 (即数据表中的负偏移量必须有外部应用正电压来校正)这个方法。

一般描述： AD976和AD976A 均为高速、低功耗、16
位模数转换器
(ADC)，采用
5 V 单电源供电。

AD976A 的吞吐速率为200 ksps ，而AD976的吞吐速率为100 ksps 。

各器件均内置一个逐次逼近型开关电容ADC 、一个2.5 V 内部基准电压源和一个高速并行接口。

最大功耗均为100 mW 。

该ADC 经过工厂校准，所有线性误差均被降至最小。

模拟满量程输入为±10 V 的标准工业范围。

图8 偏置和增益调整输入连接图
图9 AD976/AD976双极性转换特性
信噪比(SNR)和总谐波失真(THD)等交流参数，以及失调、增益和线性度等一般参数均经过全面测试。

AD976和AD976A 采用ADI 公司专有的BiCMOS 工艺制造，兼有高性能双极性器件和CMOS 晶体管的优点。

二者均提供超小型28引脚DIP 、SSOP 和SOIC 三种封装。

参考电压（基准源）
AD976 / AD976A 芯片采用由工厂校正到2.5 V ±20 mV 温度补偿带隙基准电压。

ADC 满量程需要± 4V REF 。

因此，标称范围将是±10V 。

AD976在指定的温度范围的精确度是由参考
电压的漂移性能所控制。

芯片上的参考电压源通
过激光修正到典型的漂移值是7ppm /℃。

典型的
漂移特性如图13所示，参考电压(mV)与温度变
化的曲线是相对的—注意在温度为+25℃时标准
化曲线为0误差。

如果要改善参考电压源漂移性
能，外部要引用如AD780漂移低至3ppm /℃的
参考电压源。

为了简化得到电压的驱动要求(内部或外部)，片上提供了参考电压源缓冲器。

该缓冲的输出为CAP 引脚有效地提供用户使用；但是，
当外部加载到参考电压源缓冲时，重要的是要确保适当的预防措施来使ADC 的性能影响降到最小化。

图14显示了参考缓冲区的负载调节率。

注意,曲线数据也归一化，这样零位误差没有直流负载。

在线性区域,输出阻抗此时通常是1欧姆。

因为这个1欧姆输出阻抗,重要的是要尽量减少任何交流或输入依赖加载，将导致失真。

任何直流负载只会作为增益误差。

尽管图14显示AD976的典型特性能驱动大于15mA 的负载，但不建议使用时稳态电流超过2mA 。

除了芯片上的参考， 也可以应用外部2.5V 参考。

16位应用在选择外部参考时，然而，要小心要注意噪音和温度漂移。

这些重要的规范对ADC 的性能有显著的影响。

图10显示了AD976 / AD976A 采用AD780电压参考源应用于REF 引脚。

AD780是带隙参考源具有超低漂移，低初始误差和低输出噪声。

对于低功
耗应用，REF192提供低静态电流、高精度和低的温
度漂移的解决方案。

AC （交流）特性
AD976 / AD976A 完全指定的测试和动态性能
标准。

比如语音识别和频谱分析的信号处理应用所需
的交流电参数。

这些应用ADC 的所需要的信息对输
入信号的频谱含量的影响。

因此，AD976 / AD976A
指定的参数包括:S /(N + D)，THD 和虚假的自由动
态的范围内。

这些术语在跟随章节部分有更详细的讨
论。

作为一般规则，建议采用多次转换后取平均来减少噪声的影响，改善S /(N + D)和THD 等参数。

AD976
/ AD976A 的交流特性可以优化操作ADC 的最大100千赫/ 200 khz 的采样率和数字滤波结果所需的位流信号带宽.。

通过噪声分布更广泛的频率范围，感兴趣的频段噪声密度就减少了。

例如，如果需要输入带宽是50 kHz ，AD976A 可以采用2倍以上的采样率。

这将收益有效信噪比（SNR ）性能提高3dB 的改善。

图10 AD780外部基准源连接AD976/AD976A 图11 频谱（FFT ）分析
DC（直流）特性
制造厂把校准方案用于AD976 / AD976A补偿包括位（BIT）分量误差也存于电容阵列。

电容值不匹配的调整(使用校正系数)作了一次转换，使得直流线性性能达到了优秀级。

图11、12、15、16、17和18,，分别显示了AD976 / AD976A在+25℃时，典型的INL,典型的DNL,典型的正极性和负极性INL的分布图。

直方图测试是一种统计方法,它可获得A / D 转换器的微分非线性。

锯齿波输入采样ADC作大量的转换和存储。

从理论上讲，代码都是同样大小和因此出现同等数量。

一个代码与出现的平均数量有一个“0”的微分非线性（DNL）。

这是不同的代码比平均的DNL是大于或小于零LSB。

- 1 LSB 微分非线性DNL表明有缺码在16位量级和ADC只有15位的性能。

电源和去耦
AD976和AD976A有两个电源输入引脚。

V ANA和V DIG分别提供模拟和数字部分的电源电压。

V ANA是+5V为芯片上的模拟电路，V DIG也是+5V为芯片上的数字电路。

AD976和AD976A设计为独立的供电电源，具有自由的封闭回路。

在高性能线性中，供电电源会导致产生不理想的电路性能。

最佳的电源管理选择是小于1%的纹波系数。

电源的交流输出阻抗是跟频率有关的复杂函数，随频率增加而增加。

在数字电路中通常会碰到高频开关信号，需要快速的瞬态电流而大多数电源不能足够提供响应。

这种情况电源会导致产生大的尖刺电压。

通常为了补偿电源的有限的交流输出阻抗，电荷“储备”要采用旁路电容。

这就有效地降低供电电源阻抗提供给AD976和AD976A的V ANA和V DIG引脚来降低量级的尖刺电压。

旁路电容典型值一般为0.1uF，布局应靠近该芯片上的电源引脚，以达到V ANA 和V DIG引脚和电容之间的最小化感应电势。

AD976和AD976A可采用单+5V电源工作。

当使用单电源时，然而有益于采用10uF的大电容，布局在逻辑电源（V DIG）和数字公共端（DGND）和模拟电源（V ANA）和模拟公共端（AGND2）之间。

此外，10uF 的电容应位于ADC附近进一步减少低频纹波。

在系统中，这里将遭受严酷的环境噪声耦合，附加退耦电路非常必要。

接地
AD976/AD976A有三个接地引脚；AGND1、AGND2和DGND。

模拟地引脚是“高质量”接地参考点应连接系统模拟地。

AGND2接地是ADC芯片内部模拟信号参考。

这个接地对电流感应电压降是非常敏感，必须保证是最小的电阻连接到电源地。

ADGND1是一个小电流模拟供电地，对于外部参考源来说是输入运放驱动电路和输入电阻分配器电路模拟公共接地点。

由于应用这个接地，任何一个接地变化都将微小的偏移，对ADC模拟输入产生影响。

DGND是数字接地引脚，是AD976/AD976A控制的所有数字信号接地参考点。

AD976/AD976A供电提供两个独立电源或采用一个模拟电源。

当系统数字电源有噪声或
快速开关信号出现时，推荐模拟电源连接到Vana和Vdig引脚，系统电源连接其余的数字电路。

AGND1、AGND2和DGND 连接到ADC的接地回路。

当芯片的数字输出引脚（数据总线）出现活跃时，ADC芯片的数字和模拟电源引脚将被隔离。

这就消除了任何高速数字噪声和该芯片模拟部分。

这种配置是数字接地引脚DGND应连接到系统数字地隔离AGND引脚。

PCB设计
设计高分辨数据转换需要仔细设计PCB.PCB板上的走线阻抗是一个重要问题。

1.22mA的电流流过0.5欧姆的连线将产生0.6mV电压降，意味着超过输入20V满量程16-bit A/D的2LSBs。

接地电路阻抗要做到尽量的小，因为任何一个接地如信号源地和输入信号会串联一个误差电压加到ADC的输入端。

因此必须考虑接地点电压降的感应和电容耦合。

更要特别考虑在高精度模拟信号和数字信号在布局同一块PCB板的接地。

因此，要做到最小化输入噪声耦合，要必须保证Vin的输入信号引线和信号地引线要尽可能的短。

另外，供电电源要附加退耦滤波器滤除交流噪声。

模拟和数字信号不应该分享同一通路。

每一个信号都需具有合适的模拟地和数字地按路径发送和闭合。

使用这种方法，信号环路需要闭合小区域，使得噪声感应耦合最小化。

宽的印制电路引线，推荐大规格布线和大面积接地方法可以使信号通道提供低阻抗。

另一种推荐方法，是采用一点接地的最小接地环路分别连接到模拟地和数字地。

模拟信号布线要尽量远离高速数字信号而只是穿过，如果完全需要布线，也要按一定角度布线。

此外，推荐多层PCB来分离电源和地线层。

当设计分离层时，仔细设计焊盘连接到该层。