RCD钳位电路分析及参数设计

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反激RCD钳位计算

反激RCD钳位计算RCD（Residual Current Device）钳位计算指的是通过对电路中的电流进行测量和分析，计算出RCD的触发电流和分断电流的数值。

RCD是一种用于保护电路安全的设备，它可以通过检测电流回路中的漏电情况，当漏电超过设定的阈值时，立即切断电流，以防止电击和火灾等危险。

RCD钳位计算需要基于电流流动的原理，通过对电路的拓扑结构、线路参数和负载特性等进行详细分析，从而得出准确的RCD钳位数值。

以下是进行RCD钳位计算的一般步骤：1.确定电流回路：首先需要确定待测电路的电流回路，包括电源、开关、负载等组成部分。

这可以通过电路图或实际测量来确定。

2.检测线路参数：接下来需要检测电路中的线路参数，包括电压、电阻、电感和电容等。

可以利用万用表或专用测试仪器进行测量，确保得到准确的数值。

3.计算总回路电流：根据欧姆定律，使用电压和阻抗之间的关系来计算总回路电流。

总回路电流等于电压除以线路总阻抗。

4.分析负载特性：如果电路中存在多种负载，需要对每个负载的特性进行详细分析。

负载的特性包括阻性、感性和容性等。

5.计算触发电流：触发电流是指RCD设备切断电流的最低电流值。

根据负载的特性和回路电流的数值，可以通过计算或查表的方法确定触发电流的数值。

6.计算分断电流：分断电流是指RCD设备能够切断的最高电流值。

根据负载的特性和回路电流的数值，可以通过计算或查表的方法确定分断电流的数值。

需要注意的是，RCD钳位计算需要综合考虑电路中的多个因素，包括电路安装条件、电压等级、电流类型和负载特性等，以确保计算结果的准确性和可靠性。

此外，RCD钳位计算还需要遵循相关标准和规范，比如国家电工规范、IEC标准等。

总之，RCD钳位计算是一项复杂的工作，需要对电路进行全面的分析和计算。

通过合理的计算和判断，可以确保RCD设备在电路中发挥其保护功能，有效地防止漏电带来的安全风险。

详解rcd吸收电路原理、设计及作用

详解rcd吸收电路原理、设计及作用
本文主要讲了rcd吸收电路的原理、设计及作用，具体的随小编来看看吧。

一、rcd吸收电路原理
若开关断开，蓄积在寄生电感中能量通过开关的寄生电容充电，开关电压上升。

其电压上升到吸收电容的电压时，吸收二极管导通，开关电压被吸收二极管所嵌位，约为1V左右。

寄生电感中蓄积的能量也对吸收电容充电。

开关接通期间，吸收电容通过电阻放电。

二、rcd吸收电路参数
三、rcd吸收电路设计
1、测量主变压器的初级漏感电感量Lr
这两种钳位电路均是为了吸收漏感的能量以降低主开关管的电压应力，既然是吸收漏感的能量，显然我们要知道变压器的漏感能量有多大。

然而，需要知道漏感能量有多大，需要知道漏感多大，因此第一步我们就要测量变压器的漏感Lr。

2、计算漏感能量E
E=1/2*Lr*Ipk2
3、确定Vcmax或Vtvs
一般我们至少要给MOS电压应力留有10%的裕量，保守情况留有20%的
裕量，尤其是没有软启动切功率相对较大的电源里，这里我们取20%的裕量。

所以就有Vcmax（Vtvs）=80%*Vdsmax-√2*Vinmax。

RCD钳位电路分析及参数设计

RCD钳位电路分析及参数设计RCD (Residual Current Device)钳位电路是一种用于保护人身安全的电气装置。

它可以检测电流泄露，并在泄露电流超过设定值时切断电流供应，以防止电击事故的发生。

本文将对RCD钳位电路的分析及参数设计进行详细介绍。

RCD钳位电路由三个主要组成部分组成：差动变压器、电流互感线圈和电子比例装置。

差动变压器是其关键组件，主要用于检测电流泄露。

它由两个绕组组成，一个绕组由额定电流通过，称为主绕组；另一个绕组则检测差动电流，称为次级绕组。

在正常工作情况下，主绕组的电流与次级绕组的电流一致，若有电流泄露，两个绕组的电流将不再一致，从而触发电子比例装置切断电流。

参数设计是RCD钳位电路设计的重要部分，其主要目标是确定适当的额定电流和动作时间。

额定电流是指RCD钳位电路能够持续工作的最大电流。

一般来说，在家庭用电中，额定电流为30mA或100mA。

较低额定电流可以更有效地防止电击事故的发生，但也会增加虚警的可能性。

因此，在确定额定电流时，需要根据具体情况进行综合考虑。

动作时间是指RCD钳位电路切断电流的时间。

根据不同应用的要求，动作时间可以有所不同。

对于家庭用电来说，一般要求动作时间在0.1秒至0.3秒之间，以确保及时切断电流。

设计RCD钳位电路的参数还需要考虑安装环境的条件。

例如，在湿度较高的环境中，可能会增加电流泄露的风险，因此额定电流可能需要调整为较低的值。

此外，还需要考虑电流泄露的容忍程度。

对于一些特殊应用，如医疗设备，对电流泄露的容忍程度可能较低，需要更高的额定电流和更快的动作时间。

总之，RCD钳位电路是一种重要的电气安全设备，可以有效防止电击事故的发生。

在设计RCD钳位电路的时候，需要根据具体情况确定合适的额定电流和动作时间，并考虑安装环境的条件，以确保其可靠性和有效性。

RCD钳位电路参数计算

一种有效的反激钳位电路设计方法0 引言单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。

然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。

由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。

1 漏感抑制变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。

设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。

采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。

设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。

绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。

初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。

2 RCD钳位电路参数设计2.1 变压器等效模型图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。

励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。

2.2 钳位电路工作原理引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。

要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。

就是反射电压实验表明，C越大，这儿就越平滑均是将反射电压吸收了部分实验表明R或C值越小就会这样，R太小，放电就快，C太小很快充满，小到一定程度就会这样回到零。

1)若C值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图3(a)；2)若C值特别大，电压峰值小于副边反射电压，则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近，即钳位电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量，见图3(b)；3)若RC值太小，C上电压很快会降到副边反射电压，故在St开通前，钳位电阻只将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率，见图3(c)：4)如果RC值取得比较合适，使到S1开通时，C上电压放到接近副边反射电压，到下次导通时，C上能量恰好可以释放完，见图3(d)，这种情况钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。

反激式变换器中RCD箝位电路的设计分析

反激式变换器中RCD箝位电路的设计分析反激式变换器是一种常见的DC-DC变换器拓扑结构，具有简单、高效的特点。

在反激式变换器的设计中，RCD箝位电路扮演着非常重要的角色。

本文将从设计和分析的角度探讨RCD箝位电路在反激式变换器中的作用、设计原则以及优化方法。

首先，让我们来了解一下RCD箝位电路在反激式变换器中的作用。

反激式变换器的基本原理是利用输入电感储存能量，并通过控制开关管的开关周期实现能量的传递。

箝位电路的作用是限制开关管的电压峰值，以确保开关管能够正常工作，同时减小电压应力和电流应力，提高系统的可靠性和效率。

在设计RCD箝位电路时，首先要确定电容C、电感L和电阻R的合适取值。

理想的RCD箝位电路应该具有良好的限压、保护开关管的功能，同时要保证电路的稳定性和效率。

设计原则之一是要选择合适的电感L。

选择合适的电感值可以在箝位电路中产生合适的电感电流，以保证开关管正常工作。

一般来说，电感的电流应该在稳态工作状态下不超过其可承受的最大电流。

另外，电感值的选择还应考虑反激式变换器的输入电压、输出电压和负载条件，以及电感的尺寸和成本。

设计原则之二是要选择合适的电容C。

电容C的选择要考虑三个方面：限制开关管的电压峰值、储存能量和抑制电压尖峰。

合适的电容值可以限制开关管的电压峰值，以保护开关管不受电压应力过大的影响。

另外，电容的容量也会影响电路的能量储存和输出效率。

较大的电容值可以增加能量储存，但也会增加电路的成本和尺寸。

此外，电容的选择还需要考虑电容的ESR（壳体电阻）和ESL（壳体电感），以提高电路的性能和稳定性。

设计原则之三是要选择合适的电阻R。

电阻R的作用是限制开关管的电流，以保护开关管不受电流应力过大的影响。

合适的电阻值要根据开关管的最大电流和电路的工作条件来确定。

较小的电阻值可以减小电流应力，但也会降低电路的效率和稳定性。

因此，需要在保护开关管的同时兼顾效率和稳定性。

在实际的设计中，可以通过仿真和实验来验证和优化RCD箝位电路的设计。

RCD钳位电路分析及参数设计

4 RCD钳位电路4.1基本原理分析由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。

因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。

钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。

在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。

RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少，想要确定这些情况会变得比较复杂。

对其做详细的分析是非常必要的，因为它关系到开关管上的尖峰电压，从而影响到开关管的选择，进而会影响到EMI，并且，RCD电路设计不当，会对效率造成影响，而过多的能量损耗又会带来温升问题，所以说RCD钳位电路可以说是很重要的部分。

图9图10图11反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0-t1阶段。

开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降；同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端，原边电感电流ip线性上升，其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。

此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。

2）t1-t2阶段。

从t1时刻开始，开关管进入关断过程，流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电(因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds；直到t2时刻，UDS 上升到Ui+Uf(Uf为变压器副边向原边的反馈电压)。

此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b)所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。

RCD钳位电路参数计算

RCD钳位电路参数计算RCD钳位电路是一种用于保护人身安全的电气装置，它能够及时检测到人体电流，并迅速切断电源，以避免电击事故的发生。

RCD钳位电路参数的计算需要考虑电流敏感性、额定电流和额定动作时间等因素。

下面将详细介绍RCD钳位电路参数的计算方法。

1.电流敏感性计算:RCD钳位电路的电流敏感性反映了它对电流泄漏的检测能力。

根据国际电工委员会（IEC）的标准，RCD钳位电路的电流敏感性应符合下列公式：敏感性（mA）=0.8*额定电压（V）其中，额定电压是指RCD钳位电路正常工作的电压值。

例如，对于220V的电源，其电流敏感性应为0.8*220=176mA。

2.额定电流计算:额定电流是指RCD钳位电路能够承受的最大额定电流值。

根据使用环境和设备类型的不同，额定电流的计算方法也有所不同。

a.家庭住宅中的RCD钳位电路：根据IEC标准，家庭住宅中的RCD钳位电路的额定电流可根据公式计算：额定电流（A）=安装位置的最大额定电流*额定电流系数其中，安装位置的最大额定电流是指RCD钳位电路所连接的线路的最大可承受电流。

额定电流系数依赖于使用场所和环境条件，一般为0.53.额定动作时间计算：额定动作时间是指RCD钳位电路在检测到电流泄漏后，切断电源所需要的时间。

根据IEC标准，额定动作时间的计算方法如下：额定动作时间（ms）= 0.1 / 额定电流（A）例如，对于额定电流为30mA的RCD钳位电路，其额定动作时间为0.1 / 0.03 = 3.33ms。

需注意，在选择RCD钳位电路时，应根据所需的保护级别和环境要求来进行选择。

例如，工业环境中可能需要更高的额定电流和更快的额定动作时间，而居民住宅中则可以选择较低的参数。

反激式变换器中RCD箝位电路设计方案工科

反激式变换器中RCD箝位电路设计方案工科反激式变换器是一种常用于电源系统中的降压变换器，它具有结构简单、成本低、效率高等优点，在电源系统中得到了广泛应用。

而RCD箝位电路则是反激式变换器中常用的一种保护电路，能有效地保护开关管和二极管，增加系统的可靠性。

本文将针对反激式变换器中RCD箝位电路的设计方案进行探讨，以期能在实际应用中提供一定的参考价值。

设计目标：设计一个能够满足工业应用需求的反激式变换器RCD箝位电路，其设计目标如下：1.保护开关管和二极管，避免过电压和过电流的损害；2.提高系统的效率；3.控制开关管的开关频率，并实现电压的稳定输出；4.降低系统的谐振噪声。

设计步骤：1.选择合适的开关管和二极管：根据输入电压和输出电流的要求，选择合适的开关管和二极管。

开关管应具有低导通电阻和低开关损耗，二极管应具有低反向恢复电压和低开关损耗。

2.确定电感和电容数值：根据输入电压、输出电压和输出电流的要求，确定合适的电感和电容数值。

电感应具有合适的饱和电流和低直流电阻，电容应具有合适的容值和低ESR。

3.设计RCD箝位电路：RCD箝位电路由一个电阻、一个电容和一个二极管组成。

其作用是在开关管关闭后提供一条反向电流通路，以保护开关管和二极管，并降低谐振噪声。

电容的选择应满足箝位电压的要求，电阻的选择应确保电容在关断期间能够完全放电。

4.控制开关管的开关频率：反激式变换器中的开关管的开关频率对整个系统的稳定性和效率有着很大的影响。

通过合理的控制开关管的开关频率，可以实现电压的稳定输出。

常见的控制方法有固定频率控制、变频控制和自适应控制等。

5.进行电路仿真和实验：根据设计的参数，进行电路的仿真和实验，验证设计的可行性和稳定性。

通过仿真和实验结果的分析，对设计进行进一步的改进和优化。

总结：通过以上设计步骤，可以设计出一个满足工业应用要求的反激式变换器RCD箝位电路。

在实际应用中，还需要根据具体的应用场景和要求来优化设计参数，以进一步提高系统的性能和可靠性。

如何设计RCD钳位电路控制原边振铃

简介反激电源是最常用的拓扑之一。

其变压器漏感常会引起原边振铃，并导致会损坏 MOSFET 的电压尖峰。

因此，通过变压器和MOSFET 组件的合理设计来控在反激电路中，一旦 MOSFET 管关断，变压器就会将原边的能量传输到副边，但漏感能量却无法被转移，这会导致电路中的杂散电容产生振铃。

漏感是产生振铃的根本原因，它占总电感量的 1% 至 5%，但却无法完全消除。

不过，我们可以通过特殊的绕线方法来降低漏感。

图 1 显示的三明治绕线法（夹心绕线法）是降低漏感的一种传统方法。

与制作三明治的过程类似，原边绕组（N P ）被一分为二，然后将副边绕组（N S ）依次缠绕在一半的N P 、辅助绕组和剩下的一半N P 上。

图 1：降低漏感的夹心绕线法图2显示了MOSFET 关断后的逆变电路，此时MOSFET 两端的电压由三部分组成：最大输入电压（V INMAX ）、副边折射电压（V OR = n x V O ）和振铃产生的峰值电压（V SPIKE ）。

在输入输出电压、匝数比（n ）和MOSFET 选定的情况下，应尽可能抑制V SPIKE ，以确保MOSFET 工作在应力范围之内。

工程师通常会选择制振铃非常重要。

针对如何降低漏感，RCD 钳位电路设计如何设计RCD 钳位电路控制原边振铃RCD 钳位电路来抑制振铃，因为它设计简单、成本低廉并且能够有效抑制电压尖峰。

图 2：抑制峰值电压以确保 MOS 工作在应力范围之内正确选择 RCD 钳位电路至关重要，因为不理想的电阻和电容值会增加MOSFET 的应力或电路功耗。

图 3 显示出，当 MOSFET 导通时，能量存储在励磁电感 (L M) 和漏电感 (L S) 中；当 MOSFET 关断时，L M中的能量被转移到副边，但漏感能量不会转移。

漏感会被释放以导通D1，并为 C1充电。

一旦充电电压达到 V CLAMP，则D1关断，C1通过R1放电。

图 3：MOSFET 导通/关断时的能量传输选择R 1 时，需要考虑电阻功率 1/3的降额。

RCD 钳位电路设计指南说明书

Application Note AN-4147Design Guidelines for RCD Snubber of Flyback ConvertersAbstractThis article presents some design guidelines for the RCD snubber of flyback converters. When the MOSFET turns off,a high-voltage spike occurs on the drain pin because of a res-onance between the leakage inductor (L lk ) of the main trans-former and the output capacitor (C OSS ) of the MOSFET. The excessive voltage on the drain pin may lead to an avalanche breakdown and eventually damage the MOSFET. Therefore,it is necessary to add an additional circuit to clamp the volt-age.IntroductionOne of the most simple topologies is a flyback converter. Itis derived from a buck-boost converter by replacing filter inductors with coupled inductors, such as gapped core trans-formers. When the main switch turns on, the energy is stored in the transformer as a flux form and is transferred to output during the main switch off-time. Since the transformer needs to store energy during the main switch on-time, the core should be gapped. Since flyback converters need very few components, it is a very popular topology for low- and medium-power applications such as battery chargers, adapt-ers, and DVD players.Figure 1 shows a flyback converter operating in continuousconduction mode (CCM) and discontinuous conduction mode (DCM) with several parasitic components, such as pri-mary and secondary leakage inductors, an output capacitor of MOSFET, and a junction capacitor of a secondary diode.Figure 1. Flyback Converter; (a) Configuration with Parasitic Components, (b) CCM Operation, (c) DCM OperationWhen the MOSFET turns off, the primary current (i d)charges C OSS of the MOSFET in a short time. When thevoltage across C OSS (V ds) exceeds the input voltage plusreflected output voltage (V in+nV o), the secondary diodeturns on, so that the voltage across the magnetizing inductor(L m) is clamped to nV o. There is, therefore, a resonancebetween L lk1 and C OSS with high-frequency and high-volt-age surge. This excessive voltage on the MOSFET maycause failure. In the case of the CCM operation, the second-ary diode remains turned on until the MOSFET is gated on.When the MOSFET turns on, a reverse recovery current ofthe secondary diode is added to the primary current, andthere is a large current surge on the primary current at theturn-on instance. Meanwhile, since the secondary currentruns dry before the end of one switching period in the case ofthe DCM operation, there is a resonance between L m andC OSS of the MOSFET.Snubber designThe excessive voltage due to resonance between L lk1 andC OSS should be suppressed to an acceptable level by an addi-tional circuit to protect the main switch. The RCD snubbercircuit and key waveforms are shown in Figures 2 and 3. TheRCD snubber circuit absorbs the current in the leakageinductor by turning on the snubber diode (D sn) when V dsexceeds V in+nV o. It is assumed that the snubber capacitanceis large enough that its voltage does not change during oneswitching period.When the MOSFET turns off and V ds is charged to V in+nV o,the primary current flows to C sn through the snubber diode(D sn). The secondary diode turns on at the same time. There-fore, the voltage across L lk1 is V sn-nV o. The slope of i sn is asfollows:Figure 2. Flyback Converter with RCD SnubberFigure 3. Key Waveforms of t he Flyback Converter withRCD Snubber in DCM Operationwhere i sn is the current that flows into the snubber circuit,V sn is the voltage across the snubber capacitor C sn, n is theturns ratio of the main transformer, and L lk1 is the leakageinductance of the main transformer. The time t s is obtainedby:where i peak is the peak current of the primary current.The snubber capacitor voltage (V sn) should be determined atthe minimum input voltage and full-load condition. Once V snis determined, the power dissipated in the snubber circuit atthe minimum input voltage and full-load condition isobtained by:where f s is the switching frequency of the flyback converter.V sn should be 2~2.5 times of nV o. Very small V sn results in asevere loss in the snubber circuit, as shown in the aboveequation.(1)(2)(3)On the other hand, since the power consumed in the snubber resistor (R sn) is V sn2/R sn, the resistance is obtained by:The snubber resistor with the proper rated power should be chosen based on the power loss. The maximum ripple of the snubber capacitor voltage is obtained as follows:In general, 5~10% ripple is reasonable. Therefore, the snub-ber capacitance is calculated using the above equation. When the converter is designed to operate in CCM, the peak drain current, together with the snubber capacitor voltage, decreases as the input voltage increases. The snubber capaci-tor voltage under maximum input voltage and full-load con-dition is obtained as follows:where f s is the switching frequency of the flyback converter, L lk1 is the primary-side leakage inductance, n is the turns ratio of the transformer, R sn is the snubber resistance, and I peak2 is the primary peak current at the maximum input volt-age and full-load condition. When the converter operates in CCM at the maximum input voltage and full-load condition, the I peak2 is obtained as follows:When the converter operates in DCM at the maximum input voltage and full-load condition, the I peak2 is obtained by: where P in is the input power, L m is the magnetizing induc-tance of the transformer, and V DC max is the rectified maxi-mum input voltage in DC value.Verify that the maximum value of V ds is below 90% and 80% of the rated voltage of the MOSFET (BV dss), at the transient period and steady-state period, respectively. The voltage rating of the snubber diode should be higher than BV dss. Usually an ultra-fast diode with 1A current rating is used for the snubber circuit. ExampleAn adapter using FSDM311 has following specifications: 85V ac to 265V ac input voltage range, 10W output power, 5V output voltage, and 67kHz switching frequency. When the RCD snubber uses a 1nF snubber capacitor and 480kΩ snub-ber resistor, Figure 4 shows several waveforms with 265V ac at the instance of the AC switch turn-on.Figure 4. Start-up Waveforms with 1nF Snubber Capacitor and 480kΩ Snubber ResistorIn Figures 4-7, Channel 1 through 4 stand for the drain volt-age (V ds, 200V/div), the supply voltage (V CC, 5V/div), the feedback voltage (V fb, 1V/div), and the drain current (I d, 0.2A/div), respectively. The maximum voltage stress on the internal SenseFET is around 675V, as shown in Figure 4. The voltage rating of FSDM311 is 650V, according to the datasheet. There are two reasons for the excess of the voltage ratings: the wrong transformer design and/or the wrong snubber design. Figure 5 shows the reason.Figure 5. Steady-State Waveforms with 1nF SnubberCa pacitor and 480kΩ Snubber Resistor(5)(6)(7)(8) (6)也可得此公式For the reliability, the maximum voltage stress at the steadystate should be equal to 80% of the rated voltage (650V * 0.8 = 520V). Figure 5 shows the voltage stress on the internal SenseFET is above 570V with V in = 265V ac at steady state. However, the fact that V in+nV o is around 450V (= 375V + 15 * 5V) implies the turns ratio of the transformer is 15, which is a reasonable value. Therefore, the snubber circuit should be redesigned.Let V sn be twice that of nV o, 150V, and L lk1 and i peak is 150µH and 400mA by measuring, respectively. Obtain the snubber resistance as follows:The power emission from R sn is calculated as follows:Let the maximum ripple of the snubber capacitor voltage be 10% and the snubber capacitance is obtained as follows: The results with 14kΩ (3W) and 10nF are shown in Figures 6 and 7.Figure 6. Start-up Waveforms with 10nF Snubber Capacitor and 14kΩ Snubber ResistorFigure 7. Steady-State Waveforms with 10nF Snubber Capacitor and 14kΩ Snubber ResistorThe voltage stresses on the internal SenseFET are 593V and 524V at the startup and steady state, respectively. These are around 91.2% and 80.6% of the rated voltage of FSDM311, respectively.(9)(10)(11)DISCLAIMERFAIRCHILD SEMICONDUCTOR RESERVES THE RIGHT TO MAKE CHANGES WITHOUT FURTHER NOTICE TO ANY PRODUCTS HEREIN TO IMPROVE RELIABILITY, FUNCTION, OR DESIGN. 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反激变换器中RCD箝位电路的研究

电工电气 (2011 No.1)作者简介：刘国伟(1986- )，男，硕士研究生，研究方向为电力电子高频磁技术。

反激变换器中RCD箝位电路的研究摘要：反激变换器原边漏感对半导体器件的影响较大，通过RCD 箝位电路可以降低半导体器件的关断电压尖峰。

分析了RCD 箝位电路在反激变换器中的工作原理，并介绍了RCD 各个参数的设计方法以及RCD 箝位电路的损耗分析，实验验证了RCD 各参数对反激变换器的影响。

关键词：反激变换器；RCD 箝位电路；电压尖峰中图分类号：TP212 文献标识码：A 文章编号：1007-3175(2011)01-0020-04刘国伟，董纪清(福州大学电气工程与自动化学院，福建福州 350108)Abstract: As the primary inductance leakage has greater impact on semiconductor apparatus in the ﬂ yback converter, the RCD clamp circuit can reduce breaking voltage peak of semiconductor apparatus. Analysis was made to the working principle of RCD clamp circuit in the ﬂ yback converter. Introduction was made to the design method of RCD each data and loss analysis of RCD clamp circuit. Experi-ment has veri ﬁ ed the impact of RCD each data on the ﬂ yback converter. Key words: ﬂ yback converter; RCD clamp circuit; voltage peakLIU Guo-wei, DONG Ji-qing（College of Electrical Engineering and Automation, Fuzhou University, Fuzhou 350108, China ）Study of RCD Clamp Circuit in Flyback Converter0 引言反激变换器具有高可靠性、电路拓扑简单、成本低、易于实现多路输出等优点，因此广泛应用于中小功率场合，如电源适配器、逆变器的辅助电源、模块电源等。

RCD钳位电路分析及参数设计

因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。

钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。

在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。

图9图10图11反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0-t1阶段。

此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。

2）t1-t2阶段。

此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b)所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。

rcd钳位型吸收电路

rcd钳位型吸收电路
RCD钳位型吸收电路是一种电路保护器件，用于保护电子设备免受过电压和过电流的损害。

该电路采用RCD（电阻-电容-电感）元件，可以有效地抑制电路中的高频电磁干扰和电路中的过电压，从而保护设备的正常工作。

RCD钳位型吸收电路的工作原理是，在正常工作时，电路中的电流通过电阻、电容和电感元件，从而形成一个阻抗，阻止高频电磁干扰进入电路；而在电路中产生过电压时，电容元件将吸收部分电荷，从而减少过电压的影响，保护设备不受损害。

RCD钳位型吸收电路在电子设备中广泛应用，例如电视机、电脑、音响等等。

它能够有效地保护设备免受过电压和过电流的损害，提高设备的使用寿命和可靠性。

同时，RCD钳位型吸收电路的体积小、重量轻、安装方便，是一种非常实用的电路保护装置。

- 1 -。

RCD箝位电路的设计公式

步骤一：确定箝位电压V clamp开关管的漏源极击穿电压V BR(DSS)(V)
最大输入直流电压V INMAX(V)
箝位电容C c两端的箝位电压V clamp(V)步骤二：确定初级绕组的漏感量L lk初级绕组的漏感量L lk(mH)
步骤三：确定箝位电阻Rc变压器二次侧电压V2(V)
一二次线圈匝数比N12
次级到初级的折射电压V OR(V)
开关管的最大峰值电流I ds-peak(A)
变换器的工作频率F s(KHz)
箝位电阻Rc(千欧)
箝位电阻Rc上消耗的功率（W）
步骤四：确定箝位电容Cc箝位电容上的脉动电压△V clamp(V)
箝位电容Cc(uF)
600 370
170
0.01
6
0.05
120
1.2
100 11.80555556
2.448
12.75 0.011294118初级绕组的漏感量可以通过测试来获得，常用方法当然，批量生产时不可能
箝位电压的5%--10%。

反激钳位电路设计方法RCD的计算

然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。

由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。

1 漏感抑制变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。

设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。

采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。

设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。

绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。

初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。

2 RCD钳位电路参数设计2.1 变压器等效模型图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。

2.2 钳位电路工作原理引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。

要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。

1)若C值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图3(a)；此句有道理，因为初级电流下降时次级电流开始上升。

RCD钳位反激变换器的回馈能耗分析及设计考虑

第30卷第33期中国电机工程学报V ol.30 No.33 Nov.25, 20102010年11月25日Proceedings of the CSEE ©2010 Chin.Soc.for Elec.Eng. 9 文章编号：0258-8013 (2010) 33-0009-07 中图分类号：TM 464 文献标志码：A 学科分类号：470·40RCD钳位反激变换器的回馈能耗分析及设计考虑刘树林，曹晓生，马一博（西安科技大学电气与控制工程学院，陕西省西安市 710054）Design and Analysis on Feedback Energy Loss of RCD Clamping Flyback ConvertersLIU Shulin, CAO Xiaosheng, MA Yibo(School of Electircal and Control Engineering, Xi’an University of Science & Technology, Xi’an 710054, Shaanxi Province, China)ABSTRACT: The energy transfer process of the flyback converter with RCD clamp circuit was analyzed. It was concluded that the clamp voltage (U C) of the clamp capacitor must be higher than the feedback voltage (U f) to avoid too much energy loss resulted from the feedback voltage providing energy to the RCD clamp circuit during the period of switch turn-off. The expression of the feedback energy (W f) generated by the feedback voltage (U f) was deduced. It was indicated that W f decreases with the increment of U C, moreover, the total energy loss caused by the RCD clamp circuit is equal to the summation of W f and W lk, the energy from the leakage inductor. Let W f=W lk, the critical clamp voltage of the clamp capacitor, U CK=2.6U f, can be obtained. On this basis, the design methods for the element parameters of the RCD clamp circuit were proposed. The validity of the theoretical analysis and the feasibility of the proposed design methods were verified with the simulation and experimental results.KEY WORDS: flyback converter; RCD clamp circuit; feedback voltage; feedback energy; critical clamp voltage摘要：对RCD钳位反激变换器的能量传输过程进行深入分析，指出为避免反馈电压U f在整个开关管关断期间向RCD 钳位电路提供能量而增大能耗，钳位电容电压U C必须大于U f；推导得出反馈电压产生的回馈能量W f的解析表达式，并指出W f随着U C的增加而减小，且RCD钳位电路的总能耗等于W f与变压器漏感储能W lk之和。

RCD钳位电路参数计算

然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。

由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。

1 漏感抑制变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。

设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。

采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。

设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。

绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。

初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。

2 RCD钳位电路参数设计2.1 变压器等效模型图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。

2.2 钳位电路工作原理引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。

要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。

RCD钳位电路设计表2

漏感功率吸收功率反射电压C电压范围C电压均值R电阻值C电容值Diode和MOS耐次级DIODE耐>71V>71V5.000W>105.00W48V48-51V50V0.024kΩ>41666.67nF>76V>76V5.000W>53.55W48V51-54V53V0.052kΩ>19230.77nF5.000W>36.64W48V54-57V56V0.086kΩ>11627.91nF>80V>80V5.000W>28.15W48V56-59V58V0.120kΩ>8333.33nF>83V>83V5.000W>23.05W48V59-62V61V0.161kΩ>6211.18nF>87V>87V5.000W>19.67W48V62-65V64V0.208kΩ>4807.69nF>91V>91V5.000W>17.26W48V65-68V68V0.268kΩ>3731.34nF>95V>95V5.000W>15.46W48V68-72V71V0.326kΩ>3067.48nF>101V>101V5.000W>14.06W48V71-75V74V0.389kΩ>2570.69nF>105V>105V5.000W>12.94W48V75-79V78V0.470kΩ>2127.66nF>111V>111V5.000W>12.02W48V79-83V82V0.559kΩ>1788.91nF>116V>116V5.000W>11.27W48V83-87V86V0.656kΩ>1524.39nF>122V>122V5.000W>10.63W48V88-93V91V0.779kΩ>1283.70nF>130V>130V5.000W>10.09W48V91-96V95V0.894kΩ>1118.57nF>134V>134V5.000W>9.63W48V96-101V100V 1.038kΩ>963.39nF>141V>141V5.000W>9.22W48V101-106V105V 1.196kΩ>836.12nF>148V>148V5.000W>8.87W48V106-112V110V 1.364kΩ>733.14nF>157V>157V5.000W>8.55W48V112-118V116V 1.574kΩ>635.32nF>165V>165V5.000W>8.27W48V116-122V121V 1.770kΩ>564.97nF>171V>171V5.000W>8.02W48V122-128V127V 2.011kΩ>497.27nF>179V>179V5.000W>7.80W48V129-136V134V 2.302kΩ>434.40nF>190V>190V5.000W>7.60W48V135-142V140V 2.579kΩ>387.75nF>199V>199V5.000W>7.41W48V142-149V148V 2.956kΩ>338.29nF>209V>209V5.000W>7.25W48V149-157V155V 3.314kΩ>301.75nF>220V>220V5.000W>7.10W48V157-165V163V 3.742kΩ>267.24nF>231V>231V5.000W>6.96W48V165-174V171V 4.201kΩ>238.04nF>244V>244V5.000W>6.83W48V172-181V179V 4.691kΩ>213.17nF>253V>253V5.000W>6.71W48V181-191V188V 5.267kΩ>189.86nF>267V>267V5.000W>6.61W48V190-200V198V 5.931kΩ>168.61nF>280V>280V5.000W>6.51W48V200-211V208V 6.646kΩ>150.47nF>295V>295V5.000W>6.41W48V210-221V218V7.414kΩ>134.88nF>309V>309V5.000W>6.32W48V220-232V229V8.298kΩ>120.51nF>325V>325V5.000W>6.25W48V231-243V240V9.216kΩ>108.51nF>340V>340V5.000W>6.18W48V242-255V252V10.276kΩ>97.31nF>357V>357V5.000W>6.11W48V255-268V265V11.493kΩ>87.01nF>375V>375V5.000W>6.05W48V267-281V278V12.774kΩ>78.28nF>393V>393V5.000W>5.99W48V281-296V292V14.234kΩ>70.25nF>414V>414V5.000W>5.93W48V295-311V307V15.894kΩ>62.92nF>435V>435V5.000W>5.88W48V310-326V322V17.633kΩ>56.71nF>456V>456V5.000W>5.83W48V325-342V338V19.596kΩ>51.03nF>479V>479V5.000W>5.78W48V342-360V355V21.804kΩ>45.86nF>504V>504V5.000W>5.74W48V359-378V373V24.239kΩ>41.26nF>529V>529V5.000W>5.70W48V376-396V391V26.821kΩ>37.28nF>554V>554V5.000W>5.66W48V395-416V411V29.845kΩ>33.51nF>582V>582V5.000W>5.63W48V415-437V431V32.995kΩ>30.31nF>612V>612V5.000W>5.60W48V436-459V453V36.644kΩ>27.29nF>643V>643V5.000W>5.56W48V458-482V476V40.751kΩ>24.54nF>675V>675V5.000W>5.53W48V480-505V499V45.027kΩ>22.21nF>707V>707V5.000W>5.51W48V504-531V524V49.832kΩ>20.07nF>743V>743V5.000W>5.48W48V530-558V551V55.402kΩ>18.05nF>781V>781V5.000W>5.46W48V556-585V578V61.188kΩ>16.34nF>819V>819V5.000W>5.43W48V584-615V607V67.854kΩ>14.74nF>861V>861V5.000W>5.40W48V613-645V637V75.142kΩ>13.31nF>903V>903V5.000W>5.39W48V644-678V669V83.035kΩ>12.04nF>949V>949V 5.000W>5.37W48V676-712V703V92.031kΩ>10.87nF>997V>997V 5.000W>5.35W48V710-747V738V101.803kΩ>9.82nF>1046V>1046V 5.000W>5.33W48V746-785V775V112.688kΩ>8.87nF>1099V>1099V 5.000W>5.32W48V782-823V813V124.242kΩ>8.05nF>1152V>1152V 5.000W>5.30W48V821-864V854V137.607kΩ>7.27nF>1210V>1210V 5.000W>5.29W48V863-908V897V152.100kΩ>6.57nF>1271V>1271V 5.000W>5.27W48V906-954V942V168.380kΩ>5.94nF>1336V>1336V 5.000W>5.26W48V951-1001V989V185.955kΩ>5.38nF>1401V>1401V 5.000W>5.24W48V999-1052V1038V205.619kΩ>4.86nF>1473V>1473V 5.000W>5.23W48V1049-1104V1090V227.170kΩ>4.40nF>1546V>1546V 5.000W>5.22W48V1102-1160V1145V251.154kΩ>3.98nF>1624V>1624V 5.000W>5.21W48V1156-1217V1202V277.314kΩ>3.61nF>1704V>1704V 5.000W>5.20W48V1213-1277V1262V306.278kΩ>3.27nF>1788V>1788V 5.000W>5.19W48V1274-1341V1325V338.271kΩ>2.96nF>1877V>1877V 5.000W>5.18W48V1338-1408V1391V373.529kΩ>2.68nF>1971V>1971V 5.000W>5.17W48V1406-1480V1461V412.867kΩ>2.42nF>2072V>2072V 5.000W>5.16W48V1477-1555V1534V456.038kΩ>2.19nF>2177V>2177V 5.000W>5.15W48V1552-1634V1611V503.946kΩ>1.98nF>2288V>2288V 5.000W>5.15W48V1627-1713V1691V555.239kΩ>1.80nF>2398V>2398V 5.000W>5.14W48V1708-1798V1776V613.653kΩ>1.63nF>2517V>2517V 5.000W>5.13W48V1797-1892V1865V678.017kΩ>1.47nF>2649V>2649V 5.000W>5.13W48V1882-1981V1958V747.322kΩ>1.34nF>2773V>2773V 5.000W>5.12W48V1979-2083V2056V825.612kΩ>1.21nF>2916V>2916V 5.000W>5.11W48V2074-2183V2158V911.343kΩ>1.10nF>3056V>3056V 5.000W>5.11W48V2175-2289V2266V1004.845kΩ>1.00nF>3205V>3205V 5.000W>5.10W48V2290-2411V2380V1110.667kΩ>0.90nF>3375V>3375V 5.000W>5.10W48V2399-2525V2499V1224.510kΩ>0.82nF>3535V>3535V 5.000W>5.10W48V2526-2659V2624V1350.074kΩ>0.74nF>3723V>3723V 5.000W>5.09W48V2652-2792V2755V1491.164kΩ>0.67nF>3909V>3909V 5.000W>5.08W48V2776-2922V2892V1646.391kΩ>0.61nF>4091V>4091V 5.000W>5.08W48V2924-3078V3037V1815.624kΩ>0.55nF>4309V>4309V 5.000W>5.07W48V3064-3225V3189V2005.862kΩ>0.50nF>4515V>4515V 5.000W>5.07W48V3229-3399V3348V2210.869kΩ>0.45nF>4759V>4759V 5.000W>5.07W48V3383-3561V3516V2438.315kΩ>0.41nF>4985V>4985V 5.000W>5.06W48V3558-3745V3692V2693.847kΩ>0.37nF>5243V>5243V 5.000W>5.06W48V3712-3907V3876V2969.047kΩ>0.34nF>5470V>5470V 5.000W>5.06W48V3887-4092V4070V3273.696kΩ>0.31nF>5729V>5729V 5.000W>5.06W48V4090-4305V4274V3610.094kΩ>0.28nF>6027V>6027V 5.000W>5.06W48V4328-4556V4487V3978.887kΩ>0.25nF>6378V>6378V 5.000W>5.05W48V4508-4745V4712V4396.623kΩ>0.23nF>6643V>6643V 5.000W>5.05W48V4718-4966V4947V4846.101kΩ>0.21nF>6952V>6952V 5.000W>5.05W48V4960-5221V5195V5344.163kΩ>0.19nF>7309V>7309V 5.000W>5.05W48V5244-5520V5454V5890.320kΩ>0.17nF>7728V>7728V 5.000W>5.04W48V5577-5871V5727V6507.645kΩ>0.15nF>8219V>8219V 5.000W>5.04W48V5773-6077V6013V7173.843kΩ>0.14nF>8508V>8508V 5.000W>5.04W48V5991-6306V6314V7910.039kΩ>0.13nF>8828V>8828V次级DIODE耐压。

反激钳位电路设计方法RCD的计算

反激钳位电路设计方法RCD的计算反激钳位电路（Resonant Clamping Diode，简称RCD）是一种常用的开关电源电路，它能够提供稳定的输出电压。

RCD电路在设计时需要进行一系列的计算，包括波形计算、各元件参数的选取和计算、开关器件的选择等。

下面将详细介绍反激钳位电路设计的计算方法。

1.波形计算首先，需要确定输入电压的幅值和频率。

根据设计要求和使用环境的输入电源条件来选择输入电压的峰值。

频率一般选取在20kHz到100kHz 之间。

然后，计算输出电压的峰值和纹波电压。

输出电压的峰值应根据设计要求确定，并根据输出电流和负载阻抗选择合适的滤波电容进行计算。

纹波电压一般要小于输出电压的1%，通过计算电路中滤波电容和电感的数值来确定。

最后，根据输出电压波形的要求和开关频率计算开关器件所需的导通和关断时间。

导通时间和关断时间的确定需要考虑开关器件的性能和互感器的能量转移速率。

2.元件参数的选取和计算可以从以下几个方面考虑参数的选取和计算：（1）开关管的选取；选择开关管时需要根据电路工作电压和电流来确定，通常选择功率大于输出功率的开关器件。

还需要考虑开关频率、压降和导通损耗等因素来选择合适的开关器件。

（2）电感的选取；电感的选取需要根据要求的电感值和电路的工作频率来选择。

为了减小电流脉冲的峰值，还可以考虑使用磁性稳流电感。

（3）电容的选取；电容的选取需要根据输出电流纹波和输出电压纹波的要求来确定。

可以通过计算电容器的数值以及确定合适的滤波电容值。

（4）二极管的选取；二极管的选取主要考虑导通压降、反向恢复时间和二极管的动态特性。

一般选择反向恢复时间较短且导通压降较低的二极管。

3.开关器件的选择需要考虑的因素包括开关器件的导通损耗、关断损耗、温升和可靠性等。

还可以通过仿真软件进行模拟分析，评估开关器件的性能和工作状态。

总结：反激钳位电路设计的计算是电路设计的重要环节。

通过波形计算、元件参数的选取和计算以及开关器件的选择，可以设计出稳定的输出电压的反激钳位电路。

RCD钳位电路分析及参数设计

4 RCD钳位电路4.1基本原理分析由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压,使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。

因此,为确保反激变换器安全可靠工作,必须引入钳位电路吸收漏感能量。

钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。

在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。

RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少,想要确定这些情况会变得比较复杂。

对其做详细的分析是非常必要的,因为它关系到开关管上的尖峰电压,从而影响到开关管的选择,进而会影响到EMI,并且,RCD电路设计不当，会对效率造成影响,而过多的能量损耗又会带来温升问题，所以说RCD钳位电路可以说是很重要的部分。

图9图10图11反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0—t1阶段。

开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降;同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端,原边电感电流ip线性上升,其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。

此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。

2)t1-t2阶段。

从t1时刻开始，开关管进入关断过程,流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电（因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds 较小）,变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds;直到t2时刻,UDS 上升到Ui+Uf（Uf为变压器副边向原边的反馈电压).此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b）所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。