振幅调制解调与混频电路
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高频电子线路第6章振幅调制解调及混频
Pmax Pc (1 m)2 Pmin Pc (1 m)2
(6―14)
《高频电路原理与分析》
第6章振幅调制、 解调及混频
2.
在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边 带信号,简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘 得到,其表示式为
uDSB (t) kf (t)kf (t)uC 在单一正弦信号uΩ=UΩcosΩt调制时,
uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct （6―5）
上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情
况下进行的,而一般传送的信号并非为单一频率的信号,
例如是一连续频谱信号f（t）,这时,可用下式来描述调
幅波:
uAM (t) UC[1 mf (t)]cosct
（6―6 ）
u
0
t
uC
(a)
0
t
(b) u AM (t)
mUc
m＜ 1
Uc
0
t
(c) u AM (t)
m＝ 1
0
t
uAM (t)
(d)
m＞ 1
0
t
(e)
《高频电路原理与分析》
u
0
t
uC
(a)
0
t
(b) u AM (t)
mUc
m＜ 1
Uc
0
t
(c) u AM (t)
m＝ 1
0
t
uAM (t)
(d)
m＞ 1
0
t
图6―1 AM调制过程中的信号波形
Um(t)=UC+ΔUC（t）=UC+kaUΩcosΩt
=UC(1+mcosΩt)
高频电子线路第六章振幅调制解调与混频
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12
13
(2)同步检波 同步检波必须采用一个与发射端载波同频同 相(或固定相位差)的本地载波，称为同步信号。 同步检波可由乘法器和低通滤波器实现,其原理如下图:
同步检波原理图
设输入普通调幅信号为 u A(t M ) (U c m k m U c o t)c so c ts
乘法器另一输入同步信号为: ur(t)Urm cocst
正弦波调制是以高频正弦波为载波，用低频调制 信号分别去控制正弦波的振幅、频率或相位三个参 量，分别称为调幅（AM）、调频（FM）和调相 （PM）。
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4
６.２ 振幅调制与解调原理
振幅调制可分为几种不同的调幅方式： 普通调幅（AM） 双边带调幅（DSB－AM） 单边带调幅（SSB－AM） 残留边带调幅（VSB－AM） 正交调幅（QAM）
其中调幅指数 Mak•U U cm m,0Ma1， k为比例系数。 还可以得到调幅指数的表达式： M a U U m m a aU U x xm mi i n n U m U a cU x m cm U cU m cU m mi n
6
6.2.1 普通调幅方式
图6.2.1 普通调幅波形和频谱
7
６.２.１ 普通调幅方式
❖ 显然, 当Ma＞1时, 普通调幅波的包络变化与调制信 号不再相同, 产生了失真, 称为过调制, 如图6.2.2所 示。所以, 普通调幅要求Ma必须不大于1，即Ma≤1 。
8
式（6.2.1）又可以写成：
u A( t M ) U cc mo c t M s a 2 U c[ m cc o ) t s c(o c s ) t](
解调是在接收端将已调波信号从高频段变换到低 频段，恢复原调制信号。
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(2)同步检波 同步检波必须采用一个与发射端载波同频同 相(或固定相位差)的本地载波，称为同步信号。 同步检波可由乘法器和低通滤波器实现,其原理如下图:
同步检波原理图
设输入普通调幅信号为 u A(t M ) (U c m k m U c o t)c so c ts
乘法器另一输入同步信号为: ur(t)Urm cocst
正弦波调制是以高频正弦波为载波，用低频调制 信号分别去控制正弦波的振幅、频率或相位三个参 量，分别称为调幅（AM）、调频（FM）和调相 （PM）。
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６.２ 振幅调制与解调原理
振幅调制可分为几种不同的调幅方式： 普通调幅（AM） 双边带调幅（DSB－AM） 单边带调幅（SSB－AM） 残留边带调幅（VSB－AM） 正交调幅（QAM）
其中调幅指数 Mak•U U cm m,0Ma1， k为比例系数。 还可以得到调幅指数的表达式： M a U U m m a aU U x xm mi i n n U m U a cU x m cm U cU m cU m mi n
6
6.2.1 普通调幅方式
图6.2.1 普通调幅波形和频谱
7
６.２.１ 普通调幅方式
❖ 显然, 当Ma＞1时, 普通调幅波的包络变化与调制信 号不再相同, 产生了失真, 称为过调制, 如图6.2.2所 示。所以, 普通调幅要求Ma必须不大于1，即Ma≤1 。
8
式（6.2.1）又可以写成：
u A( t M ) U cc mo c t M s a 2 U c[ m cc o ) t s c(o c s ) t](
解调是在接收端将已调波信号从高频段变换到低 频段，恢复原调制信号。
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第5章 振幅调制、解调与混频电路
AM调幅波的特点
• 1、调幅波的振幅在载波振幅上、下按调制信号 的规律变化，即调幅波包络随调制信号而变化； • 2、调制信号的频谱不失真地搬移到载频的两侧 ； • 3、调幅波中含有载频、上边频和下边频； • 4、调幅波频带宽BW=2F； • 5、调幅发射机发送功率利用率低（小于0.3）。
2．双边带调幅波(DSB)
k 1, 2,3,
•
是与U2无 关的系数，但是它们都随ul变化，即随时间 变化，因此，称其为时变系数或称时变参量 。 • 是当输入信号U2 ＝0时的电 流，称为时变静态电流(或称为时变工作点 电流)，用 表示。 • 是增量电导在U2 ＝0时的数 值，称为时变增量电导，用 表示。
• 上式表明，就非线性器件的输出电流与输入电压 之间的关系是线性的，类似于线性器件．但它们 的系数却是时变的．因此把这种器件的工作状态 称为线性时变工作状态，具有这种关系的电路称 为线性时变电路。 • 可见，在线性时变工作状态下，非线性器件的作 用不是直接将ul与u2相乘，而是由Ul控制的特定 周期函数 与u2相乘。
• DSB调幅电路组成模型如图所示。
DSB调幅信号表达式
DSB调幅信号的波形及频谱
DSB调幅波的特点
• 1、调幅波的振幅在零值上、下按调制信号 规律变化，即调幅波的包络正比于 • 2、调制信号通过零值时，调幅波高频相位 要反相180度； • 3、调幅波中只含有上边频和下边频．而没 有载频分量，发送功率利用率高； • 4、调幅波频带宽BW＝2F。
u2
p=1，q=1的组合频率分量(1,1=12) 是有用相乘项产生的，而其它分量是不需要 的。可通过滤波器取出。
（2）线性时变电路分析法
在 上用泰勒级数展开
第四章 振幅调制、解调与混频1
2
当 Ma = 1 时，P0 占 Pav的 67%，PSB 占 Pav的 33%。 ， 。 而一般电台发射信号， 而一般电台发射信号，Ma = 0.3 ，这时 P0= 0.955Pav ， 。 PSB 仅占 Pav的 4.5%。 缺点：普通调幅波，发射效率极低。 缺点：普通调幅波，发射效率极低。
在实际调幅电路中，由于管子截止， 在实际调幅电路中，由于管子截止，过调幅的波 变为(b)图 形变为 图。
(3) 频谱 将(4-1-2)式用三角函数展开 式用三角函数展开
vO (t ) = V m0cosωct + MaV m0cos Ωt cosωct 1 = V m0cosωct + MaV m0cos(ωc + Ω)t
调谐回路， 若负载为 LC 调谐回路， Ω ，2Ω ，2ωc 均远离ωc， 去掉它们及直流分量， 去掉它们及直流分量，则上式
i = a1Vcm cosωct + a2VcmVΩ[cos(ωc + Ω)t + cos(ωc − Ω)t ]
= a1Vcm cosωct + 2a2VcmVΩ cosωct cos Ωt 2a2VΩ cos Ωt )cosωct = a1Vcm(1 + a1
一定时， 等幅振荡， 而当 Pav 一定时， P0↑， PSB ，而 P0 为等幅振荡，PSB ↓ 携带信息。 携带信息。例：
1 2 当 Ma = 1时，SB = Ma P0 Pav = P + P = 1.5P ， P 0 SB 0 2 1 2 P0 = 0.67Pav， SB = MaP = 0.33 P ，这说明： P 0 av 这说明：
vΩ (t ) = Σ VΩmn cos nΩt
n=1
当 Ma = 1 时，P0 占 Pav的 67%，PSB 占 Pav的 33%。 ， 。 而一般电台发射信号， 而一般电台发射信号，Ma = 0.3 ，这时 P0= 0.955Pav ， 。 PSB 仅占 Pav的 4.5%。 缺点：普通调幅波，发射效率极低。 缺点：普通调幅波，发射效率极低。
在实际调幅电路中，由于管子截止， 在实际调幅电路中，由于管子截止，过调幅的波 变为(b)图 形变为 图。
(3) 频谱 将(4-1-2)式用三角函数展开 式用三角函数展开
vO (t ) = V m0cosωct + MaV m0cos Ωt cosωct 1 = V m0cosωct + MaV m0cos(ωc + Ω)t
调谐回路， 若负载为 LC 调谐回路， Ω ，2Ω ，2ωc 均远离ωc， 去掉它们及直流分量， 去掉它们及直流分量，则上式
i = a1Vcm cosωct + a2VcmVΩ[cos(ωc + Ω)t + cos(ωc − Ω)t ]
= a1Vcm cosωct + 2a2VcmVΩ cosωct cos Ωt 2a2VΩ cos Ωt )cosωct = a1Vcm(1 + a1
一定时， 等幅振荡， 而当 Pav 一定时， P0↑， PSB ，而 P0 为等幅振荡，PSB ↓ 携带信息。 携带信息。例：
1 2 当 Ma = 1时，SB = Ma P0 Pav = P + P = 1.5P ， P 0 SB 0 2 1 2 P0 = 0.67Pav， SB = MaP = 0.33 P ，这说明： P 0 av 这说明：
vΩ (t ) = Σ VΩmn cos nΩt
n=1
振幅调制、解调与混频电路
AMVΩmVcm AMVΩmVcm
cos(c cos(c
)t )t
对于复杂信号调制上面的模型也成立。
通信工程学院
27
F ()
F f (t) cosct
F fˆ (t) sin ct
SUSB ()
SLSB ()
通信工程学院
28
4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型
P(t) 1
2
Vπ 2
-π m0
(1
Ma
cost ) 2
cos2
ctdct
1 2
Vm20
(1
Ma
cos t)2
P0 (1
Ma
cos t)2
式中，P0 Vm20 / 2 ：载波分量产生的平均功率。
Pmax P0 1 Ma 2
Pmin P0 1 Ma 2
通信工程学院
20
通信工程学院
21
③组成模型 vO (t) AMVcmv (t) cosct AMVcm ka
④讨论 •其包络与调制信号不一致； •调制效率高； •信号的带宽与AM信号一样。
通信工程学院
22
2. 单边带调制信号
①定义：仅传输一个边带(上边带或下边带)的调制方式称为单 边带调制 。 ②目的：节省发射功率；频谱宽度压缩一半，BWSSB = Fmax。
带通
通信工程学院
37
4.2 相乘器电路
•
实现：利用非线性器件。 电阻性
按非线性器件 电抗性
• 类别
两输入信号加到同一器件输入端
按输入信号注入方式 两输入信号加到不同器件输入端
第5章 振幅调制、解调与混频电路
减少非线性器件产生的无用组合频 率分量的几种措施
• ①选用具有平方律特性的器件或选择合适 的工作点，使器件工作在特性接近于平方 律的区段。 • ②采用平衡电路，利用电路的对称结构来 抵消失真分量。 • ⑧合理设置输入信导的大小，使器件土作 在受大信号控制下的时变状态。
VD ＋ － ＋ － u1
iD ＋ H(j) uo －
k 1, 2,3,
•
是与U2无 关的系数，但是它们都随ul变化，即随时间 变化，因此，称其为时变系数或称时变参量 。 • 是当输入信号U2 ＝0时的电 流，称为时变静态电流(或称为时变工作点 电流)，用 表示。 • 是增量电导在U2 ＝0时的数 值，称为时变增量电导，用 表示。
• 上式表明，就非线性器件的输出电流与输入电压 之间的关系是线性的，类似于线性器件．但它们 的系数却是时变的．因此把这种器件的工作状态 称为线性时变工作状态，具有这种关系的电路称 为线性时变电路。 • 可见，在线性时变工作状态下，非线性器件的作 用不是直接将ul与u2相乘，而是由Ul控制的特定 周期函数 与u2相乘。
2．二极管双平衡相乘器
• (1)二极管平衡相乘器 • 二极管平衡相乘器电路如图所示。
• 二极管平衡相乘器电路如图所示，图中二 极管性能一致，变压器Tr1、Tr2均有中心 抽头，令N1=N2。U2为小信号，U1为大信 号，可使二极管工作在开关状态，略去负 载的反作用，可得
可见，输出电流中只含有 的 奇次谐波的组合分量，其他组合频分量均被 抑制掉了。
1、低电平调幅电路
• （1）双差分对模拟相乘器调幅电路
(2)二极管平衡与环形调幅电路
• 只要令二极管平衡相乘器和二极管双平衡相乘 器的U1为载波信号，U2为低频调制信号，它 们就构成双边带调幅电路。 • 一般要求载波信号Ucm大于低频调制信号10 倍以上并使二极管工作在开关状态。为了减小 载调，应很好地设计和制作变压器，挑选特性 相同的二极管以及采取一些补偿措施，以改善 电路的对称性。
高频电子线路第6章振幅调制解调及混频
SSB信号形成原理：将DSB信号经边带滤波器滤除一个边带， 或者在调制过程中直接将一个边带抵消而成。SSB信号可以 取DSB中上边带，也可以取下边带。
单频调制SSB信号：
取上边带： uSSB(t)=Ucos(ωc +Ω )t
取下边带： uSSB(t)=Ucos(ωc–Ω)t
0F
(a)
f
uSSB(t) U
ax in
PC (1 PC (1
m)2 m)2
Pmax决定了高频谐振功放管的额定输出功率PH，PH≥Pmax。
(6).
功率效率：
两个边频功率 载波功率
2 m2 4 PC
PC
m2 2
举例：100%调制(m=1)，两个边频功率为载波功率的1/2，两个 边频功率只占AM调幅波总功率的1/3。当m值减小时，两者的 比值将显著减小，边频功率所占比重更小。
拟信号(数字的或模拟的)，用uΩ或f(t)表示； 载波：未受调制的高频振荡信号，常用正弦波，用uc或ic表示； 已调波：受调制后的高频振荡信号。 振幅调制方式：分为三种方式。 (1) 普通调幅方式：AM； (2) 抑制载波的双边带调制(简称双边带调制)：DSB-SC(简称DSB)； (3) 拟制载波的单边带调制(简称单边带调制)：SSB-SC(简称SSB)。
连续频谱信号调制：
uSSB(t) f (t)cosCt fˆ(t)sinCt
(1) “+”代表下边带；“−”代表上边带 (2) f(t)的希尔伯特变换：
fˆ (t)
1
t
*
f
(t)
1
f ( ) t
d
,
* 代表卷积
特殊：
f f
(t) (t)
第4章振幅调制解调及混频
②单边带信号将已 调信号的频谱宽度 压缩了一半，即： BSSB=Fmax
第4章振幅调制解调及混频
电路组成：两个 相乘器、两个 90°相移器和一 个相加器组成
4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型
• 解调过程实质上就是调制过程的反过程 • 振幅调制的解调被称为检波 • 其作用是从调幅波中不失真地检出调制信号 • 由于普通调幅波的包络反映了调制信号的变化
其中：载频电压产生的平均功率为： P0 Vc2m/2
PSB称为上下边带总功率
边频功率随Ma的增大而增加
第4章振幅调制解调及混频
二、双边带和单边带调制电路组成模型：
• 1、双边带调制信号：
抑制载波的双边带调幅，用DSB表示
第4章振幅调制解调及混频
• DSB/SC-AM调制信号有如下的特点：
• （1）信号的幅值仍随调制信号而变化，
非线性器件这种工作状态称作线性时变工作状态
用它构成的电路称为线性时变电路
第4章振幅调制解调及混频
三、开关函数近似分析法：
单向开关函数，其傅氏级数展开式为：
K1(1t)122cos1t32co3s1t
1
2n1
(1)n1(2n21)co2sn(1)1t
在线性时变状态，流过二极管的电流为：
i I 0 ( t ) g t v 2 g D ( v 1 v 2 ) K 1 (1 t )
振幅调制电路的功能：在调制信号和载波信号的共 同作用下产生需要的振幅调制信号
第4章振幅调制解调及混频
2、单音调制：
• 假设：输入信号为单音信号 v tV mco ts
已调波（包络）的幅值： V m V cm 1 M a c o ts
在输入调制信号
的一个周期内，
第4章振幅调制解调及混频
电路组成：两个 相乘器、两个 90°相移器和一 个相加器组成
4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型
• 解调过程实质上就是调制过程的反过程 • 振幅调制的解调被称为检波 • 其作用是从调幅波中不失真地检出调制信号 • 由于普通调幅波的包络反映了调制信号的变化
其中：载频电压产生的平均功率为： P0 Vc2m/2
PSB称为上下边带总功率
边频功率随Ma的增大而增加
第4章振幅调制解调及混频
二、双边带和单边带调制电路组成模型：
• 1、双边带调制信号：
抑制载波的双边带调幅，用DSB表示
第4章振幅调制解调及混频
• DSB/SC-AM调制信号有如下的特点：
• （1）信号的幅值仍随调制信号而变化，
非线性器件这种工作状态称作线性时变工作状态
用它构成的电路称为线性时变电路
第4章振幅调制解调及混频
三、开关函数近似分析法：
单向开关函数，其傅氏级数展开式为：
K1(1t)122cos1t32co3s1t
1
2n1
(1)n1(2n21)co2sn(1)1t
在线性时变状态，流过二极管的电流为：
i I 0 ( t ) g t v 2 g D ( v 1 v 2 ) K 1 (1 t )
振幅调制电路的功能：在调制信号和载波信号的共 同作用下产生需要的振幅调制信号
第4章振幅调制解调及混频
2、单音调制：
• 假设：输入信号为单音信号 v tV mco ts
已调波（包络）的幅值： V m V cm 1 M a c o ts
在输入调制信号
的一个周期内，
高频电子线路第四章振幅调制`解调与混频电路
高频电子线路
第四章 振幅调制、解调与混频电路 （一）
主要内容说明
4.1 频谱搬移电路的组成模型
振幅调制电路的组成模型 振幅解调电路和混频电路的组成模型
4.2 相乘器电路
非线性器件的相乘作用及其特性 双差分对平衡调制器和模拟相乘器 大动态范围平衡调制器AD630 二极管双平衡混频器
4.3 混频电路
但这都是将信号的频谱 在频率轴上平移，因此 又称幅度调制为线性调 制
Vf j
m
m
Vc j
c
c
VAM j
下边带
上边带
c m c c m
vAM t Vcm v t cos ct Vcm cos ct v t cos ct
2.实现普通幅度调制电路组成模型
两种方案
相乘器处于差动平衡状态
带通滤波器
cosc t
或cosc t
对滤波器要求甚高，尤其是调制信号中
的低频很低时
2Fmin
fc
f
fc
fc Fmin fc Fmin
v SSB
t
1 2
v tcosct
1 2
v tsinct
用移相法实现单边带调幅
v t
- /2
v t
v t cos ct
cos ct - /2
vSSB t
用调制信号vΩ (t)控制载波vc(t)的某些参数，使之随vΩ (t) 的变化而变化，就可实现调制
调制可以实现有效地发射和有选择地接收
为什么要调制
天线尺寸
无线信道中传输信号时，利用电磁场在空间的传播，需 要天线把电磁波发射和接收下来
天线的尺寸和波长相关，如采用/4天线，对于3kHz的 声音信号，天线尺寸为25km，这是无法实现的，如果 调制在900MHz上，天线仅需8cm，容易实现
第四章 振幅调制、解调与混频电路 （一）
主要内容说明
4.1 频谱搬移电路的组成模型
振幅调制电路的组成模型 振幅解调电路和混频电路的组成模型
4.2 相乘器电路
非线性器件的相乘作用及其特性 双差分对平衡调制器和模拟相乘器 大动态范围平衡调制器AD630 二极管双平衡混频器
4.3 混频电路
但这都是将信号的频谱 在频率轴上平移，因此 又称幅度调制为线性调 制
Vf j
m
m
Vc j
c
c
VAM j
下边带
上边带
c m c c m
vAM t Vcm v t cos ct Vcm cos ct v t cos ct
2.实现普通幅度调制电路组成模型
两种方案
相乘器处于差动平衡状态
带通滤波器
cosc t
或cosc t
对滤波器要求甚高，尤其是调制信号中
的低频很低时
2Fmin
fc
f
fc
fc Fmin fc Fmin
v SSB
t
1 2
v tcosct
1 2
v tsinct
用移相法实现单边带调幅
v t
- /2
v t
v t cos ct
cos ct - /2
vSSB t
用调制信号vΩ (t)控制载波vc(t)的某些参数，使之随vΩ (t) 的变化而变化，就可实现调制
调制可以实现有效地发射和有选择地接收
为什么要调制
天线尺寸
无线信道中传输信号时，利用电磁场在空间的传播，需 要天线把电磁波发射和接收下来
天线的尺寸和波长相关，如采用/4天线，对于3kHz的 声音信号，天线尺寸为25km，这是无法实现的，如果 调制在900MHz上，天线仅需8cm，容易实现
振幅调制,解调与混频电路
4.3.1 通信接收机中的混频电路
一、主要性能指标
1．混频增益
定义：混频器的输出中频信号电压 Vi（或功率PI） 对输入信号电压 Vs（或功率 PS）的比值，用分贝表示 (与混频损耗 Lc 类似)
Gc
10 lg
PI PS
或
Ac
20 lg Vi Vs
2．噪声系数 定义：输入信号噪声功率比(PS/Pn)i对输出中频信 号噪声功率比(PI/Pn)o的比值，即
4.3.3 混频失真
由于混频器件特性的非线性，混频器将产生各种 干扰和失真(干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、 互相调制失真等)，现以接收机为对象讨论其成因和危 害。
一、干扰哨声和寄生通道干扰 1．干扰哨声 混频器输入有用信号时，混频器件输出电流将出 现众多组频率分量：
fp,q = pfL qfc
压 vS = Vsmcosct 很小，满足线性时变条件时，三极管
集电极电流为
iC f(vBE) IC0(vL) + gm(vL) vS 在时变偏压作用下，gm(vL)的傅氏级数展开式为：
gm(vL) = gm(t) = g0 + gm1cosLt + gm2cos2Lt + gm(t) 中的基波分量gmlcosLt 与输入信号电压 vS 相乘 gmlcosLt Vsmcosct =
gm(t) 趋近方波时，相应的 gmc 便达到最大值。
实际上，三极管混频电
路中，一般均采用分压式偏
置电路，因而，当 VLm 增大 到一定值后，由于特性的非
线性，产生自给偏置效应，基极偏置电压将自静态值
VBB0 向截止方向移动，因而相应的 gmc 也就比上述恒定 偏置时小，结果使 gmc 随 VLm 的变化如图实线所示。可 见，相应于某一 VLm 值，gmc 和相应的混频增益达到最 大值。
一、主要性能指标
1．混频增益
定义：混频器的输出中频信号电压 Vi（或功率PI） 对输入信号电压 Vs（或功率 PS）的比值，用分贝表示 (与混频损耗 Lc 类似)
Gc
10 lg
PI PS
或
Ac
20 lg Vi Vs
2．噪声系数 定义：输入信号噪声功率比(PS/Pn)i对输出中频信 号噪声功率比(PI/Pn)o的比值，即
4.3.3 混频失真
由于混频器件特性的非线性，混频器将产生各种 干扰和失真(干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、 互相调制失真等)，现以接收机为对象讨论其成因和危 害。
一、干扰哨声和寄生通道干扰 1．干扰哨声 混频器输入有用信号时，混频器件输出电流将出 现众多组频率分量：
fp,q = pfL qfc
压 vS = Vsmcosct 很小，满足线性时变条件时，三极管
集电极电流为
iC f(vBE) IC0(vL) + gm(vL) vS 在时变偏压作用下，gm(vL)的傅氏级数展开式为：
gm(vL) = gm(t) = g0 + gm1cosLt + gm2cos2Lt + gm(t) 中的基波分量gmlcosLt 与输入信号电压 vS 相乘 gmlcosLt Vsmcosct =
gm(t) 趋近方波时，相应的 gmc 便达到最大值。
实际上，三极管混频电
路中，一般均采用分压式偏
置电路，因而，当 VLm 增大 到一定值后，由于特性的非
线性，产生自给偏置效应，基极偏置电压将自静态值
VBB0 向截止方向移动，因而相应的 gmc 也就比上述恒定 偏置时小，结果使 gmc 随 VLm 的变化如图实线所示。可 见，相应于某一 VLm 值，gmc 和相应的混频增益达到最 大值。
振幅调制、解调与混频电路
频谱宽度：
映 射
BWAM 2Fmax
作用： 相乘器实现频谱的搬移； 特点：在载频附近两边对称分布调制信号频谱。
4.1 频谱搬移原理和电路组成模型
调幅波平均功率随 一. 普通调幅（AM） 调制波变化， 4. 功率分布 载波分量平均功率不变。 ⑴ 载波信号周期内的调幅波平均功率： 1 π 2 1 π 2 P(t ) vO (t )dct Vm 0 (1 M a cos t ) 2 cos 2 ctdct 2π π 2 π 1 2 Vm 0 (1 M a cos t ) 2 P0 (1 M a cos t ) 2 2 2 载频分量平均功率： 0 Vm0 / 2 P Vm max vo (t ) 最大平均功率： Pmax P (1 M a )2 Vm 0 Vm min 0 最小平均功率： Pmin P0 (1 M a )2 t 0 当Ma=1时， Pmax 4P0 Pmin 0 当Ma=0时， Pmax Pmin P0
vΩ (t ) VΩmn cosnt
设调制信号为带限，最高频率为 max 2πFmax 则 nmax max 若 max c ，调幅信号
vO (t ) Vm0 ka vΩ (t )cosct Vm0 cosct ka [ VΩmn cosnt ] cosct
Ma 1
Ma 1
上、下边频：(ωc+Ω)，(ωc-Ω) Vm 0
VΩm
2 1 M aVm 0 cos( c )t 2
Ma 1
过调幅失真
1 M aVm 0 2
1 M aVm 0 2
(c ) c (c )
4.1 频谱搬移原理和电路组成模型
一. 普通调幅（AM） 3. 复杂音调制 如果调制信号是非正弦信号，称为复杂音调制。 设调制信号为非正弦周期信号，用傅立叶级数展开：
映 射
BWAM 2Fmax
作用： 相乘器实现频谱的搬移； 特点：在载频附近两边对称分布调制信号频谱。
4.1 频谱搬移原理和电路组成模型
调幅波平均功率随 一. 普通调幅（AM） 调制波变化， 4. 功率分布 载波分量平均功率不变。 ⑴ 载波信号周期内的调幅波平均功率： 1 π 2 1 π 2 P(t ) vO (t )dct Vm 0 (1 M a cos t ) 2 cos 2 ctdct 2π π 2 π 1 2 Vm 0 (1 M a cos t ) 2 P0 (1 M a cos t ) 2 2 2 载频分量平均功率： 0 Vm0 / 2 P Vm max vo (t ) 最大平均功率： Pmax P (1 M a )2 Vm 0 Vm min 0 最小平均功率： Pmin P0 (1 M a )2 t 0 当Ma=1时， Pmax 4P0 Pmin 0 当Ma=0时， Pmax Pmin P0
vΩ (t ) VΩmn cosnt
设调制信号为带限，最高频率为 max 2πFmax 则 nmax max 若 max c ，调幅信号
vO (t ) Vm0 ka vΩ (t )cosct Vm0 cosct ka [ VΩmn cosnt ] cosct
Ma 1
Ma 1
上、下边频：(ωc+Ω)，(ωc-Ω) Vm 0
VΩm
2 1 M aVm 0 cos( c )t 2
Ma 1
过调幅失真
1 M aVm 0 2
1 M aVm 0 2
(c ) c (c )
4.1 频谱搬移原理和电路组成模型
一. 普通调幅（AM） 3. 复杂音调制 如果调制信号是非正弦信号，称为复杂音调制。 设调制信号为非正弦周期信号，用傅立叶级数展开：
第6章 振幅调制、 解调及混频.
第6章 振幅调制、 解调及混频
第6章 振幅调制、 解调及混频
5
4．两种类型的频谱变换电路 两种类型的频谱变换电路 ① 频谱搬移电路： 频谱搬移电路：将输入信号的频谱沿频率轴搬移。 将输入信号的频谱沿频率轴搬移。 例：振幅调制、 振幅调制、解调、 解调、混频电路( 混频电路(本章讨论) 本章讨论)。
特点： 特点：仅频谱搬移， 仅频谱搬移，不产生新的频谱分量。 不产生新的频谱分量。 ② 频谱非线性变换电路： 频谱非线性变换电路：将输入信号的频谱进行特定 的非线性变换。 的非线性变换。 例：频率调制与解调电路( 频率调制与解调电路(第 7 章讨论) 讨论)。 特点： 特点：产生新的频谱分量。 产生新的频谱分量。
第6章 振幅调制、 解调及混频
6
6.1 振幅调制
(1) 调制： 调制：用调制信号去控制载波信号的某一个参量的过程。 用调制信号去控制载波信号的某一个参量的过程 (2)解调： 解调：调制的逆过程， 调制的逆过程，即从已调波中恢复原调制信号的过程。 即从已调波中恢复原调制信号的过程。 (3)载波信号： 载波信号：未受到调制的（ 未受到调制的（等幅） 等幅）高频振荡信号 （4）振幅调制： 振幅调制：由调制信号去控制载波振幅， 调制信号去控制载波振幅，使已调信号的振 幅 随调制信号线性变化。 随调制信号线性变化。
第6章 振幅调制、 解调及混频
3
1．地位 通信系统的基本电路。 通信系统的基本电路。 2．特点 对电路中信号频谱进行的变换， 对电路中信号频谱进行的变换，电路有新频率成分产生。 电路有新频率成分产生。 为此， 需引用一些信号与频谱的概念。 为此 ，需引用一些信号与频谱的概念 。
第6章 振幅调制、 解调及混频
第6章 多频调制
振 幅
高频电子技术：第4章 振幅调制、解调与混频电路
UcmUmsin ct·sin t
90 ° 相移器
Ucmsin ct
90 ° 相移器
uc＝Ucmcos ct
－
＋
u SSB (t)
u＝Umcos t
UcmUmcos ct·cos t
4.1.2振幅解调（检波）
普通调幅信号的解调方法有两种, 即包络检波和同步检波。 包络检波原理图
uAM(t)
非 线 性 器 件 低 通 滤 波 器 u(t)
cos2t)
V1m 2VT
cos1t
输出电流中仅有ω1以及ω1，ω2的和频与差频。实现理想相乘。
th
u 2U T
0
v
0
v1 v
2
3 2
5 2
1t
th u 2UT
1
0
2
3 2
5 2
1t
-1
K2( 1t) 1
0 3 5 7
1t
2
22 2
－1
双向开关函数
当x1＞10时,
th( x1 2
同理可得
I0 (1 th v1 )
2
2VT
iC2
I0
v1
1 e VT
I0 (1 th v1 )
2
2VT
所以
iC1
iC2
I0th
v1 2VT
(A
Bv2 )th
v1 2VT
非理想相乘
v1 V1m cos1t ,
th( v1 2V1
)
th( V1m 2VT
cos1t)
iC1
iC2
I0th
可以看出：
（1） iC中减少了许多组合频率分量。 |±pω1±ω2| (p=0, 1, 2, …)
振幅调制、解调与混频
调制：就是用调制信号（ U 或 f (t) ）去控
制载波（ U c 和 ic ）某个参数的过程。
载波：未受调制的高频振荡信号 。 振幅调制：由调制信号去控制载波的振幅 ，使其幅
度的变化量随调制信号成正比的变化。 振幅调制分为三种方式：
普通的调幅方式（AM） 抑制载波的双边带调制（DSB－SC） 抑制载波的单边带调制（SSB-SC）
1、振幅调制信号
u
载波电压 uc U c cosct
0
调制电压 u U cos t
uc
振幅调制信号振幅为 Um (t)
0
U m( t ) Uc Uc( t )
Uc kaU cos t
0
Uc (1 m cos t)
k a为调制灵敏度，一般由调制电
路确定。
0
m 为调幅度（调制度）
m Uc kaU
2
2n
2
2t
2n
3
2
2t 2t
K (2t)
1 2
2
cos2t
2
3
cos 32t
2
5
cos 52t
(1)n1
(2n
2
1)
cos(2n
1)2t
iD g(t)uD gDK (2t)uD
iD
gD
[
1 2
2
cos2t
2
3
cos 32t
2
5
cos 52t
]uD
若u1＝U1cosω1t,为单一频率信号，代入上式有
①滤波法：
kau
× 带通滤波器
B 2F max
uSSB (t )
UCcosct
B F max
②相移法：
制载波（ U c 和 ic ）某个参数的过程。
载波：未受调制的高频振荡信号 。 振幅调制：由调制信号去控制载波的振幅 ，使其幅
度的变化量随调制信号成正比的变化。 振幅调制分为三种方式：
普通的调幅方式（AM） 抑制载波的双边带调制（DSB－SC） 抑制载波的单边带调制（SSB-SC）
1、振幅调制信号
u
载波电压 uc U c cosct
0
调制电压 u U cos t
uc
振幅调制信号振幅为 Um (t)
0
U m( t ) Uc Uc( t )
Uc kaU cos t
0
Uc (1 m cos t)
k a为调制灵敏度，一般由调制电
路确定。
0
m 为调幅度（调制度）
m Uc kaU
2
2n
2
2t
2n
3
2
2t 2t
K (2t)
1 2
2
cos2t
2
3
cos 32t
2
5
cos 52t
(1)n1
(2n
2
1)
cos(2n
1)2t
iD g(t)uD gDK (2t)uD
iD
gD
[
1 2
2
cos2t
2
3
cos 32t
2
5
cos 52t
]uD
若u1＝U1cosω1t,为单一频率信号，代入上式有
①滤波法：
kau
× 带通滤波器
B 2F max
uSSB (t )
UCcosct
B F max
②相移法：
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p q
fc
p1 q
fI
q p1 fc p fn p fI
若干扰信号 fn 1000kHz 则接收1070kHz（p＝1，q＝2）和767.5kHz（p＝2，q＝2） 时，同时引入干扰信号
加大寄生通道干扰信号与有用输入信号之间的频率间隔， 以便混频器前滤波器将寄生通道干扰信号滤除
镜像干扰 fn fL fI fc 2 fI
pfs qfL rfn1 sfn2
▪ 混频干扰产生原因：高频放大器的频率特性不理想； 高频放大器具有非线性特性； 本振信号的各次谐波； 变频器的非线性（不能看作为时变参量线性电路）。
1. 干扰哨声和寄生通道干扰
（1）干扰哨声
• 混频器的非线性 f p，q pfL qfc
fI F pfL qfc 形成干扰哨声
混频：不改变调制类型和参数，将已调波的载频变为 固定中频的过程。 为频谱搬移电路，可由乘法器电路实现。
vs
vp (t)
vI
BP
中心频率为 I
vL
fI fL fc
fI fc fL
fI fL fc
f I＜fc 下变频
f I fc 上变频
2、混频器的工作原理
s Vsm cos t cos ct
模拟乘法器产生普通调幅波
调制信号
普通调幅信号
双边带调幅信号
音漏:调制端未调平衡 载漏:载波端未调平衡
2、DSB调制电路
vDSB kav (t )Vcm cos ct
具有乘积项的电路均可作为DSB信号的调制电路
二极管平衡调制器
环形调制器
§7.2 混频
一、混频器的功能和电路模型 1、混频器的功能
这种现象好象干扰电台的声音调制在欲接收电台 信号的载波上，故称其为交叉调制干扰。
（2）产生的原因
vAM (t) 0
过调幅失真
t t
2、实现普通调幅的电路模型
vAM (t ) Vcm[1 ma f (t )]cos ct vc (t ) kv (t )vc (t )
v (t) AM
vc (t)
A
vAM (t) Avc (t) AAM [v (t)vc (t)]
优点：解调电路简单，可降低接收机成本。 缺点：发射机传输效率低。
cos ct
I
RLiI
2
RL gDVsm cos L c
t
VIm cosI t
优点：噪声低、电路简单、组合分量少、动态范围大、
线性好（尤其是开关环形混频器）及使用频率高（微
波段）
缺点：无混频增益
3、集成电路混频器
9MHz
选频、阻抗变换 获得较高变频增益 乘积型混频器 输出电流中无用频率分量少
f (t ) cost
Vcm cos ct maVcm cos t cos ct
Vcm
cos
ct
1 2
maVcm
cos(c
)t
1 2
maVcm
cos(c
)t
1 2下ma边Vcm带
Vc
()
1 2 maVcm
上边带
v (t)为非余弦的周期信号时，
N
v (t) Vn cos nt，N m
c c c
即 fn
pf L f I q
产生寄生通道干扰
形成寄生通道干扰的输入干扰信号频率为
fn
p q
fL
fI q
p q
fc
p1 q
fI
镜像干扰和中频干扰是两个形成最强寄生通道干扰的频率
中频干扰 镜像干扰
fn fI
fc fL fn fL fI
减小寄生通道干扰的主要措施
fn
p q
fL
fI q
VCC t VCC t VCC Vm cos t
基极调幅电路
C1
L1
vc(t) L2
L3
Tr
C2
v (t)
C5
L4
L5 C7 C6
vo (t )
C4
VCC
工作在欠压状态
VBB0
C3
集电极效率低
VBB t VBB0 t VBB0 Vm cos t
B、低电平调制电路
二极管调制电路
gm1 cosLtVsm cosC t
混频跨导：
1 2
gm1Vsm [cos ( L
C
)t
cos ( L
C
)t ]
取 下 变 频 ， 中 频 电 流 分量 为 ：
gmc
I1m Vsm
1 2 gm1
iI
I1m cos I t
1 2
gm1Vsm
cos I t
gmcVsm cos I t
混频增益与混频跨导
产生DSB信号的方法：
v SSB
kVcmVm 2
cos(c
)t
滤波法：
kv (t)
vDSB (t)
vSSB
BP
vc (t)
此方法对带通滤波器要求很高
移相法：
v SSB
kVcmVm 2
cos(c
)t
kVcmVm 2
(cos c t
cos t
sinct
sin t )
Vm sint
90 相移器
k1VcmVm sinct sint
3、普通调幅波的功率关系
单位电阻上，单音调制时调幅信号在载波信号 一个周期内的平均功率为：
Pt 1
2
V 2
m0
1 ma cos t
2 cos2 ctdct
1
2
Vm20
1
ma
cos t 2
P0 1
ma
cos t 2
P0 Vm20 2为 载 频 功 率
P(t)在一个调制信号周期内的平均功率为
第7章 振幅调制、解调
与混频电路
§7.1 振幅调制
一、幅度调制
定义：用调制信号去控制高频振荡的幅度，使其幅 度的变化量随调制信号成正比地变化的过程称为幅 度调制。得到的输出信号为调幅波。
分类：按照频谱结构不同，可分为 普通调幅（AM）波 抑制载波的双边带调幅（DSB/SC AM）波 抑制载波的单边带调幅（SSB/SC AM）波
fi
vL
(c)
fi
vs
vL
(d)
选择本振注入电路要注意两点：第一，要尽量避免vs 与vL的相互影响（比如vs对vL的牵引效应）； 第二，不要妨碍中频电流的流通
本振
输入回路， 对fL严重失谐
本振回路， 对fc严重失谐
2、二极管混频电路
i
2gD K1 Lt s
2
g
D
1 2
2
cos Lt
2
3
cos Lt Vsm
t
c 0 c
Vc ()
Vc
Vc
2m
2m
普通调幅波的带宽为
c 0 c
BAM 2m
调幅失真
调幅系数
ma＝ka
f (t) max
Vcm
ma
Vmax Vmax
Vmin Vmin
vAM (t)
Vmax
Vcm
0
Vmin
显然有 0 ma 1，否则将出现失真
vAM (t)
Vmax
Vcm
0 t
Vmin
下边带
kV V v (t )Vm cost
m cm
2
cos(c )t cos(c )t
单边带调幅指仅发送上、下边带中的一个的调制方式。
如发送上边带，则单频调制单边带调制信号为：
v SSB
kVcmVm 2
cos(c
)t
包 络 不 再 反 映 调 制 信 号的 变 化 规 律 ； 信 号 带 宽 为 max。
p1 产生干扰哨声的输入有用信号频率为 fc q p f I
p和q为较小值的输入有用信号才会产生明显的干扰哨声
对于p＝0，q＝1
fc fI
接收机的中频总是选在接收频段以外
（2）寄生通道干扰
• 高频放大器具有非线性特性。 干扰信号产生各次谐波 本振若 pfL qfn fI
1、普通调幅信号的特点
基带信号f (t)，设 f (t) 1,且 f (t) 0 max 调制信号为 v (t ) ka f (t )，ka为 比 例 常 数 。 载波为 vc (t) Vcm cos ct
已调波包络函数为V (t) Vcm ka f (t) Vcm[1 ma f (t)]
三、混频失真
输入信号电压 输入信号电压
中频信号电压
vs1 (t )
vs (t)
vi (t)
vo (t)
v (t)
( fc)
干扰信 号电压
高频 ( fc )
放大
本振 电压
混频器 ( fi )
中频 放大
( fi ) 检波器
vn (t) ( fn)
vL (t)
( fL)
本地 振荡器
引入干扰信号时，组合频率分量为
t
但 包 络 不 再 反 映 调 制 信号 的 变 化 规 律
•
v
过
DSB
零
点
间
距
相
等
，
在v
0处 ， 出 现 相 位 突 变
•
信
号
能
量
集
中
在
附
c
近
的
带
宽
为2
f
的
max
范
围
内
应 用 ： 彩 电 、 调 频 调 幅制 立 体 声 广 播 等 系 统 中
5、单边带调幅（SSB AM）