PWM整流器直流电压对电源电流控制的影响

由图 4 可见, P WM 整流器是 一个高度耦 合且含有非线性环节的控制系统。当 U dc高于 式( 4) 所要求的最低电 压时, 限幅 环节不起作 用; 当 U dc低于该值时, 非线性环节会对电源电 流的控制产生影响, 使电源电流发生畸变。同
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时, 相电流的控制不仅与该相的电源电压有关, 而且各相之间还存在着非常强的耦合作用。主 要原因在于整流器输入端不存在中性点, 从而 导致了很强的相间干扰。根据上述分析可知, 在静止坐标系下, 直接电流控制型 PWM 整流 器的 Udc只需 满足式 ( 4) 的 要求, 即只要保 证 uA B、uBC、uCA 不产生低次谐波, 就可保证电源 电流不发生畸变。
对 O 点的相电压基波。实际情况下, 整流器输
入端并不存在中点, 只需考察整流器输入端的
线电压即可。图 3 给出线电压的等效电路。根 据 K V L 定理和图 3 所示的回路正方向, 及 i a + i b+ i c= 0, 可得:
L
(
dia dt
)
+
Ria =
ua -
1 3
(
uA B
-
uCA )
L(
本, 同时也降低系统可靠性。 本文从控制电源电流的角度研究了在保证
电源电流不 发生 畸变 时, U dc 应取 值的 下限。 在此基础上, 得到了直接电流控制的 PWM 整 流器的数学模型, 并利用限幅非线性环节研究 了小于临界电压时的 U dc对交流电源电流畸变 率的影响。文中给出了仿真和实验结果, 其结 论可供设计 U dc时参考。
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电力电子技术!1998 年第 3 期 1998. 8
现畸变, 5 次、7 次谐波明显增大。当 U dc进一 步减小时, 系统中的非线性环节开始对电源电 流产生明显影响, 不仅会使电流波形畸变, 还会 产生较大的相移。
由图可见, 有明显相移, 导致电源与整流器之间 形成无功功率的流动, 增大了系统中元器件所 承受的电流有效值, 同时也增加了系统的损耗。
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PWM 整流器直流电压对电源电流控制的影响
Ef fect of DC Out put Voltage on Source Current Cont rol in PWM Rect if ier 西安交通大学 董晓鹏 王兆安 ( 西安 710049)
式( 9) 的条件很容易满足。即: 在相电压时, 保证
电源电流不发生畸变的 U dc要小一些。
在直流侧负载吸收恒定功率时, 为保证负
载消耗的功率, 必须将 Ia!的幅值增加到 Ia!=
Ia / cos!, 将此式代入式( 7) 可得: Uf A !
= [ ( Ua - RI a- L Ia tg !) 2+ ( LI a-
摘要: 研究了直流输出电压 U dc对 控制交 流电源输 入电流 的影响, 得到 了在直 接电流 控制方 式下, U dc与电源 电流畸变率的关系, 给出了仿真及实验结果, 所得结论可供设计 U dc时参考。
Abstract: T he effect of DC output vo ltage U dc on the char acteristics of source current control in PW M r ectifier as stadied. T he relat ionship between a g iven U dc and the THD o f source currents w ith direct current control is presented in the paper , and simulat ion and exper imental results are g iven at t he same time. T he co n clusions ar e useful for the U dc design.
叙词: 整流器 畸变率/ 脉宽调制 Keywords: rectifier; THD; PWM
1概述
在 P WM 整流器中, 直流输出电压 U dc不 仅要满足负载对电压的要求, 而且要能控制流 过连接电感 L 中的电流为需要波形, 这就必须 对 U dc 采取一 定的限 制。从 电源控 制方面 考 虑, U dc过低, 不能完成控制 L 中电流的任务; U dc过高, 会提高器件的耐压定额, 增加系统成
( 3/ 2) U dc, 达不到 U dc。因此, 在 SPWM 控制
方式下, 必须满足( 3/ 2) Udc ∀ 6 U fA 。也就是 说, 在整流状态下, 电源电流发生畸变的临界直 流电压为:
Udcc = 2 2 ( Ua - RIa ) 2 + ( LI a) 2 ( 6) 为提高输入端的最大线电压峰值, 可在各
图 4 电流环数学模型
下面讨论在电源电压与电源电流有相位差 的情况下, 所需 U dc的大小。图 5 示 出电源电 流滞后电源电压的矢量图。
图 5 电流滞后时的电压矢量图
由图可算得:
U f A! = [ ( U a - RIa!cos !- LI a!sin !) 2 +
( LI a!cos !- RIa!s in !) 2] 1/ 2
Ia 电源电流有效值 电源电压角频率
在逆变运行时有: UfA2 = ( Ua + RI a) 2 + ( L Ia ) 2 ( 2)
用 uf A 、u fB、uf C表示整流器中 A 、B 、C 点
本文受国家教委博士点基金资助, 资助号: N o. 96069816
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( 7)
式( 7) 中带下标 !为电源电流滞后电源电
压 !角时的各种参量。当正常工作情况下的交 流电流有效值与交流电流滞后工作情况下的电
流有效值相等( Ia!= I a) 时, 用式( 7) 的平方减 去式( 1) , 可得两者的差值为:
∀( U fA ) 2= ( U fA ) 2 - ( U fA !) 2 = - ( RI asin !- LI acos!) 2 +
在中小功率应用场合, 直接电流控制比间 接电流控制更具优良的控制特性[ 2] 。 2. 2 直接电流控制
在直接电流控制中[ 5] , 电压调节器的输出 与三相同步信号相乘后, 得到三相电流参考信 号。在系统中引入电源电流的反馈信号, 构成 电流闭环系统, 使电源电流跟踪参考信号, 得到 图 4 所示的静止坐标系下的电流环模型。模型 中的控制器随控制方式的不同而不同。使用滞 环比较法时, 控制器可用一个滞环环节来代替; 使用三角载波比较法或瞬时值定时比较法时, 可分别用 PI 调节 器和定时比 较环节 来代替。 从控制器的输出到整流器输入端的相电压, 可 用一个放大器来描述。当整流器运行在线性区 域时, 整流器输入端的 PWM 波在一个开关周 期内的平均值与电流调节器的输出成正比; 但 当系统进入非线性区域后, PWM 波在一个周 期内的平均值最大只能达到 U dc, 即整流器输 入端的相电压幅值受到 U dc的限幅。
不发生畸变。
3 仿真研究
利用电 力 电 子 系统 通 用 仿 真软 件 包 PECS3. 2[ 7] 进行了数字仿真, 仿真条件为:
交流输入电压有效值: Ua= 75V 交流侧电感: L = 4. 7mH 交流侧电阻: R = 0. 2∃ 交流输入电流有效值: I a= 10A 由上述分析, 直接电流控制时, U dc只需大 于输入端的线电压峰值。在本仿真条件下, 可 计算得到 U dcc= 6[ ( Ua - I aR ) 2+ ( IaL ) 2 ] 1/ 2 = 182V。 图 6a、b 示出 Udc= 190V 时的仿真波形及 谐波分析结果; 图 6c、d 示出 Udc= 175V 时的 仿真波形及谐波分析结果。由图可见, 当 U dc 大于电流畸变的临界电压时, 电源电流不会出 现畸变; 当小于该临界电压时, 电源电流波形出
根据文献[ 1] 的分析, 可得到在 SPWM 控制方
式下, 整流器输入端的线电压基波为:
uf( A B) =
3 2
U
dc
s in (
t+
6)
( 5)
式中
调制比, 在 0~ 1 区间内取值
在 SPWM 整流器中, 为保证电源电流不发 生畸变, U dc 所 能 产 生 的最 大 线 电 压 峰值 为
2 UaI a[ R - R cos!- L sin!] ( 8)
当 R < R cos!+ L sin!时, 式( 8) 中 2 UaI a [ R - R cos!- L sin!] < 0。即当:
sin( !+ #) > R/ [ R 2 + ( L ) 2] 1/ 2
= sin #
( 9)
时, ∀ U fA < 0, 其中 tg #= R / L 。在第一象限,
dib dt
)
+
Rib =
ub -
1 3
(
uB C
-
uA B) ( 3)
L
(
dic dt
)
+
Ric =
uc -
1 3
(
u CA
-
uBC i)o
式中 uAB 、uBC、uCA ia 、ib 、ic
整流器输入端线电压 交流电源电流
图 3 线电压等效电路
由式( 2) 可见, 只要 uA B、uBC、uCA 中不含有与 PWM 开关频率无关的低次谐 波, 电源电 流就 不会产生这些谐波。由整流器的 工作原理 可 知, 无论是间接电流控制, 还是直接电流控制, uA B、uBC 、uCA 是幅值为 U dc的 P WM 波。为保 证 uA B、uBC 、uCA 不含 有低次谐波, U dc必 须大 于输入端线电压基波的峰值, 即: