采用TSMC-0.18um-CMOS工艺设计的2.4GHz-WLAN功率放大器-共源共栅
具有恒定跨导的RAIL-TO-RAILCMOS运算放大器设计指导
具有恒定跨导的Rail-to-Rail CMOS运算放大器设计指导陈斯(徐州师范大学物理系电子科学教研室)注：文章中有很多关于MOS方面的基础知识，可能对于你们来说比较陌生，可以去找一些关于这方面的书籍看看。
下学期我会给你们做专门的讲解的。
你们先作个大概的了解，并确定具体的方向。
1引言近年来，随着集成电路工艺尺寸的不断减小，低电压的发展趋势越来越快。
下图为半导体工艺与电源电压的关系。
从图中可以看出，电压随着工艺最小尺寸的减小而不断降低。
电压减小的原因是因为尺寸的减小导致了器件的击穿电压的减小。
此外数字电路的功耗正比于电源电压的平方，因此，为了减小功耗必须降低电源的电压。
但是从模拟电路设计者来看，电源电压的减小会导致模拟信号动态范围的减小。
如果MOS管的域值电压随着电源的降低而等比减小的话，动态范围就不会受到严重的影响。
但由于数字逻辑的原因，域值电压不能大幅地减小，所以低电压会对电路的设计带来一定的影响。
2 一般原理在模拟电路和数模混合电路中，对于低电压的追求逐渐成为集成电路的一种时尚。
然而低电压导致了运算放大器输入共模范围的降低，传统的PMOS或NMOS差分对输入已不能满足大的输入共模范围的要求。
为解决这一瓶颈，rail-to-rail运算放大器随之而产生。
通常的Rail-to-Rail运放采用两级结构，运放的输出级可以采用简单的class-A或class-AB来实现，难点在于输入级的设计。
输入级一般采用PMOS和NMOS并联的互补差分结构，但其跨导在整个共模输入范围内变化两倍。
这种跨导的变化不仅影响环路的增益, 也会影响运放的频率补偿。
同时，由于输入信号是rail-to-rail ，具有很高的信噪比，因此要求整个rail-to-rail 运放的输入级保持恒定的跨导(g m )。
一般来说，运算放大器的输入级都采用差分放大器的输入模式。
在CMOS 工艺中，差分放大器可以通过PMOS 或NMOS 的差分对来实现。
集成电路设计期末考试论文选题
集成电路设计与应用论文选题方向：1.半导体集成电路制造材料；如硅材料，砷化镓材料，新型碳纳米管材料方面的研究。
2.半导体集成电路工艺与设计技术；如超大规模集成电路电镀工艺；光刻工艺；超大规模集成电路工艺技术; 离子注入，隔离，超薄栅氧化层以及高K栅介质材料，金属栅，金属硅化物，源漏形成技术，光刻和腐蚀，多层布线，低K介质材料，先进金属化和扩散阻挡层，化学机械抛光以及与CMOS、双极和BICMOS等有关的其它VLSI工艺等。
3.集成电路（包括工艺或者技术）的发展及未来趋势的探讨；如半导体新技术，新材料材料，国际，国内半导体集成电路行业发展现状与未来趋势的研究等。
4.新器件结构，器件物理，建模以及TCAD 纳米器件和新器件结构，SiGe/Si异质结器件，单电子器件，量子器件，超导器件，器件以及工艺建模和模拟。
5.封装技术；封装有关技术和材料，如多芯片模块，直接芯片焊接，芯片倒装技术，与Cu/低K互连有关的封装问题，电源调配，光子器件封装。
6.其它方面。
论文格式要求1.要求论文包含题目，摘要，关键词，以及它们的英文翻译。
2.论文的字体，段落格式参照论文模板。
3.论文的字数大于2000字不含字符。
论文参考模板0.97dB/5.8GHz CMOS全集成低噪声放大器设计( 姓名张三专业***，学号2012***）摘要:采用TSMC 0.18um RF工艺，提出了一个可支持IEEE 802.11a无线局域网标准的5.8GHz CMOS低噪声放大器。
通过利用共源共栅结构和功耗受限下噪声和阻抗同步匹配技术（PCSNIM），在中心频率处所提出的低噪放大器的噪声系数（NF）只有0.972dB。
仿真结果表明：在1.8V供电电压下LNA的功耗为6.4mW，S可达17.04dB，输入1dB压缩点（P1dB）约为-21.19dBm。
增益21关键词：低噪声放大器；噪声系数；功耗Design of a 0.72dB, 5.8GHz fully integrated CMOS lownoise amplifier（Name Jack Lee Major *** Student ID 2012***）Abstract: A 5.8 GHz CMOS low noise amplifier(LNA) was proposed for the IEEE 802.11a wireless local area network(WLAN) standards using a TSMC 0.18um RF process. By using the cascode structure and power-constrained simultaneous noise and input matching technique (PCSNIM), the noise figure (NF) of the proposed LNA at the central frequency is only 0.972dB.The simulations demonstrate that the LNA has a power consumption of 6.4mW, a gain of 17.04dB, and an input 1-dB compression point (P1dB) about -21.19dBm while at 1.8V supply voltage.Key words: Low noise amplifier; Noise figure; Power consumption引言近年来，射频和微波电子工业发展的主要趋势是：通信市场爆炸性增长、应用频率迅速上升以及在微波领域硅基加工方法的使用[1]。
【优秀毕业论文】基于soc系统的12位saradc的设计
上海交通大学硕士学位论文基于S O C系统的12位SARADC 的设计DESIGN OF A 12 BIT SUCCESSIVE APPROXIMATION REGISTER ADC IN SOC SYSTEM硕士姓名：沈奇臻专业：电路与系统学号： 1060349010指导教师：戎蒙恬上海交通大学二零零八年十二月DESIGN OF A 12 BIT SUCCESSIVE APPROXIMATION REGISTER ADC IN SOC SYSTEMByShen QizhenADVISOR: Prof. Rong MengtianA THESIS SUBMITTED TOSHANGHAI JIAO TONG UNIVERSITYIN PARTIAL FULFILLMENT OF THE REQUIREMENTSFOR THE DEGREEOF MASTER OF SCIENCEDepartment of Electrical Engineering ofShanghai Jiao Tong UniverisityDecember 2008II基于S O C系统的12位SARADC 的设计摘 要在现在的各种应用SoC系统中，由于系统的高性能、低功耗、低成本要求，一定会把数模转换器（ADC）模块作为一个必不可少的组成部分和其他的模拟模块以及数字模块一起集成于一块芯片上，这已经是种必然的趋势。
正是由于这个原因，一种能够与数字工艺兼容的ADC的设计就变得很必要。
SARADC是一种常见的ADC的结构，由于其本身的小尺寸低功耗的特点，非常适合应用于SoC系统。
本文设计的就是这样一个应用于SoC系统的，能够面向触摸屏应用的ADC模块。
它基于TSMC 0.18um 的1P5M工艺，总共包括了模拟电路中的比较器电路、DAC电路、触摸屏驱动电路，输入通道选择电路以及数字电路的移位逻辑控制电路和时钟频率转换电路。
针对高速低功耗抖动要求，本文给出一种电流按比例缩放结构的DAC结构，并采用温度码和二进制码的分段组合，在明显提高DAC的精度，降低电路的失配和毛刺现象的同时减小芯片的面积和功耗。
0.18umcmos工艺无线局域网（wlan）5.2ghz射频前端低噪声放大器设计
上表中，电感的最小匝数为２．５，相应的最低电感值为２．３ｎＨ。
源极电感（Ｌｓ＝０．９１３１－０较小，需要另外设计。
本文利用ＡｇｉｌｅｎｔＡＤＳ软件中的ＭＯＭＥＮＴＵＭ来设计源极电感。
利用ＭＯＭＥＮＴＵＭ对电感进行二维半电磁场分析，需要ＴＳＭＣＯ．１８ｔｔｍ的工艺参数（表４．２）。
图４－６为该工艺掩膜层的剖面结构。
表４－２ＴＳＭＣ０．１ｇｔｔｍ的工艺参数：工艺层介电常数（ｅｆ）电导率（ｓ／ｍ）厚度（眦玲Ｓｕｂ１１．９８．２７５０ＦＯＸ３．７ｎａＯ．３５ⅡＤ３．９ｍＯ．７５蚴ｌａ／２ａ／３ａ／４ａ／Ｓａ３．７ｍ１．１８Ⅱ皿１眈ｂ／３ｂ／４ｂ／５ｂ４．２ｍＯ．２Ｍ５ｎａ２．４Ｅ７０．５３Ｍ６舱４Ｅ７２ＰＡＳＳｌ４．２ｍ１ＰＡＳＳ２７．９ｍＯ．７图４－６ＴＳＭＣ＿０．１８岫工艺掩膜层西北工业大学硕士学位论文第五章版图设计拟电路中的电容。
ＴＳＭＣＯ．１８ｔｔｍ的ｇＦ／Ｍｉｘｅｄ－Ｓｉｇａａｌ工艺在第五层金属（Ｍ５）和顶层金属（Ｍ６）之间又增加了一层金属（ＣａｐＴｏｐ容值，该金属与Ｍ５之间形成的ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ．Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ－Ｍｅｔａｌ）电容约为１ｆＦ／肚ｍ＾２。
如果需要更大的电容，可以用ＭＯＳ管实现（图４－１０），将源、漏相连，与栅极形成电容的两极，电容介质为栅氧化层（厚度约４ｘｌＯ。
ｐｍ），在形成反型层后，可以实现的电容约为８ｆＦ／ｐ．ｍ＾２，但反型层形成之前，电容会随栅、源之间的电压而变化（图４－１１），交容管就是利用的这个原理。
么勿ｋＳ／Ｄ瓿一。
？濑；ｕ¨■；图４－１０ＭＯＳ管电容图４—１１ＭＯＳＣａｐｖｅｒｓｕｓＶｇｓ在本次电路设计中，输出端的匹配兼隔直流电容采用ＭＩＭ电容实现，为了减小因电容尺寸小而带来的电容误差，采用两个较大的ＭＩＭ电容串联而成。
西北工业大学硕士学位论文第五章版图设计图４－１３为ＡＤＳ仿真电路图图４－１４为仿真得到的Ｓ参数曲线图，在工作频率（５．２Ｇｎｚ）上，输入反射系数（Ｓ１１）为·２４．９ｄＢ，输出反射系数（ｓ２２）．３３．３ｄＢ，输出增益（ｓ２１）达到１５．９ｄＢ，反向增益（Ｓ１２）在５．２ＧＨｚ处为－２９ｄＢ，噪声系数（ＮＦ）接近１．４ｄＢ。
0.18umCMOS工艺5GHzWLAN功率放大器的设计
0.18umCMOS工艺5GHzWLAN功率放大器的设计
随着互联网的普及,人们需求更高速率的无线局域网。
通过使用免许可证信息基础频段,无线局域网可以提供高达几十兆比特每秒的速率。
射频集成电路(RFIC)是无线通信领域中不可缺少的关键电路,是无线通信的主要瓶颈。
近年来,随着无线通信系统的容量和速率的提升,系统对RFIC的性能提出了更高的要求。
同时,为了满足产品化后高可靠性和低成本的要求,用CMOS工艺实现单片集成的RFIC正逐渐成为人们研究的一个热点。
本文研究了采用TSMC 0.18μm CMOS工艺应用于5 GHz无线局域网(WLAN)发射机的功率放大器的设计方法,并给出了仿真结果。
电路采用三级A类放大结构,在3.3V工作电压下,模拟得到的增益为25.9dB;1dB压缩点输出功率为24.7dBm;最大功率附加效率(PAE)为15%,可用于无线局域网802.11a标准的系统中。
本文先讨论了无线局域网的标准以及收发信机的结构特点。
然后详细分析各种功率放大器的电路结构和性能特点,并且讨论了放大器的线性化技术。
随后分别从六方面,即模块划分、稳定性分析、匹配网络设计、直流偏置设计、主放大电路设计以及静电保护电路设计来具体讲述功率放大器的电路设计细节,给出了电路各个模块的电路示意图和最终电路的结构图。
进而讲述功率放大器的版图设计。
先介绍了深亚微米CMOS工艺的特点,给出了射频CMOS电路版图需要考虑的几个因素。
为了适应电路环境的需要,本次设计对于工艺厂商提供的版图结构的一些改动。
最后给出了芯片的测试方法与结果以及结果分析。
数字集成电路低功耗物理实现技术与UPF
数字集成电路低功耗物理实现技术与UPF孙轶群sun.yiqun@国民技术股份有限公司Nationz Technologies Inc摘要本文从CMOS电路功耗原理入手，针对不同工艺尺寸下数字集成电路的低功耗物理实现方法进行描述，并着重描述了Synopsys UPF（Unified Power Format）对低功耗设计的描述方法。
UPF是Synopsys公司提出的一种对芯片中电源域设计进行约束的文件格式。
通过与UPF 格式匹配的Liberty文件，UPF约束文件可以被整套Galaxy物理实现平台的任何一个环节直接使用，并将设计者的电源设计约束传递给设计工具，由工具完成设计的实现工作，从而实现整套数字集成电路低功耗物理实现的流程。
1.0 概述本文从数字集成电路低功耗设计原理下手，对设计中低功耗的实现技术进行描述，包括完成低功耗设计需要的库资料以及常用EDA工具对低功耗技术实现的方法。
2.0 CMOS电路的低功耗设计原理CMOS电路功耗主要分3种，静态功耗主要与工艺以及电路结构相关，短路电流功耗主要与驱动电压、p-MOS和n-MOS同时打开时产生的最大电流、翻转频率以及上升、下降时间有关，开关电流功耗主要与负载电容、驱动电压、翻转频率有关。
做低功耗设计，就必须从这些影响功耗的因素下手。
3.0 低功耗设计手段及Library需求低功耗的设计手段较为复杂，但对于不同的设计，或者不同的工艺，实现的方法却各不相同。
3.1 0.18um及以上工艺0.18um及以上工艺，在低功耗设计手段上较为有限，主要原因在于，静态功耗很小，基本不用关心。
动态功耗方面，主要的功耗来自于Switching Power，即与负载电容、电压以及工作中的信号翻转频率相关。
减小负载电容，就必须在设计上下功夫，减少电路规模。
减少信号翻转频率，除了降低时钟频率外，只有在设计上考虑，能不翻转的信号就不翻转。
至于电压，由于0.18um及以上工艺的阈值电压有一定的限制，因此，供电电压降低，势必影响工作频率。
基于Cadence的静态CMOS门电路仿真设计
科学技术创新2019.24基于Cadence 的静态CMOS 门电路仿真设计王文彬杨定坤罗坤欧阳林（成都信息工程大学通信工程（微电子）学院，四川成都610103）1Cadence ADE 简介ADE （Analog Design Environment ）是美国Cadence 公司开发的集成电路设计自动化仿真软件，其功能强大，仿真功能多样，包含直流仿真（DC Analysis ）、瞬态仿真（Transient Analysis ）、交流小信号仿真（AC Analysis ）、零极点分析（PZ Analysis ）、噪声分析（Noise ）、蒙特卡罗分析（Monte Carlo ）、周期性稳定分析（Periodic Steady-state Analysis ）等，并可对设计仿真结果进行成品率分析和优化，大大提高了复杂集成电路的设计效率。
此外Cadence 公司还和多家半导体晶圆厂家建立了仿真工艺库文件PDK （Process Design Kit ），方便设计者选择PDK 进行设计与仿真，而本文采用的工艺为TSMC 0.18um [1]。
2静态CMOS 电路设计静态互补CMOS 门级电路是使用最广泛的逻辑门的类型，因其具有良好的稳定性、良好的性能以及低功耗等特点而在集成电路的设计中被广泛使用。
静态互补CMOS 门级电路是由上拉网络（PUN ）和下拉网络（PDN ）的组合而成的，其结构如图1所示。
在静态互补CMOS 门电路设计当中，一般先根据需要待实现的逻辑运算式设计出下拉网络，然后再根据下拉网络的逻辑结构作出上拉网络，具体实施方式即是将下拉网络中MOS 管的串并联方式以及MOS 管的N/P 属性互换后得到新的网络，即是上拉网络。
而在运算方面，对于NMOS 管来说，串联即是做乘法运算，并联即是做加法运算，PMOS 管反之[2]。
图1二输入互补逻辑门结构3静态CMOS 反相器静态互补CMOS 组合逻辑门实际上就是把静态CMOS 反相器扩展为具有多个输入的逻辑门而形成的，故在此处先作反相器的讨论。
IC设计中所使用的EDA工具
IC设计中所使用的EDA工具IC设计中EDA工具的日臻完善已经使工程师完全摆脱了原先手工操作的蒙昧期。
IC设计向来就是EDA工具和人脑的结合。
随着IC不断向高集成度、高速度、低功耗、高性能发展，没有高可靠性的计算机辅助设计手段，完成设计是不可能的。
IC设计的EDA工具真正起步于80年代，1983年诞生了第一台工作站平台apollo，20年的发展,从硬件描述语言（或是图形输入工具）到逻辑仿真工具（LOGIC SIMULICATIO N），从逻辑综合（Logic Synthesis）到自动布局布线(Auto Plane & Route)系统；从物理规则检测(DRC & ERC)和参数提取(LVS)到芯片的最终测试,现代EDA工具几乎涵盖了I C设计的方方面面。
提到IC设计的EDA工具就不能不说Cadence公司，随着compass的倒闭，它成为这个行业名副其实的“老大” Cadence提供了IC Design中所涉及的几乎所有工具；但它的工具和它的名气一样的值钱！现代IC技术的迅猛发展在EDA软件厂家中掀起并购、重组热潮。
除Cadence公司以外，比较有名的公司包括Mentor,Avanti,Synopsys和INVOEDA，M entor和Cadence一样是一个在设计的各个层次都有开发工具的公司，而Avanti因其模拟仿真工具HSPICE出名，Synopsys则因为逻辑综合方面的成就而为市场认可。
下面我们根据设计的不同阶段和层次来谈谈这些工具:一、输入工具(Design Input)对自顶而下的（Top-Down）设计方法，往往首先使用VHDL或是VERILOG HDL来完成器件的功能描述，代表性的语言输入工具有SUMMIT公司的VISUAL HDL和Mentor公司的RENIOR等。
虽然很多的厂家（多为FPGA厂商）都提供自己专用的硬件描述语言输入，如ALTRA公司的AHDL，但所有的公司都提供了对作为IEEE标准的VHDL，VERIL OGHDL的支持。
基于噪声滤波技术的24GHz+VCO设计
the VCO tuning range is 2.38GHz-2.52GHz, and the phase noise is -124.8dBc/Hz at 1MHz offset. It draws 2.5mA for VCO core and 13mA for output impedance matching from 1.8-V supply. The Shut-Down mode is integrated in this design and it only needs 8nA current. Key words: Noise Filtering Technology; VCO; AMOS
包括工艺偏差、温度变化等，均能正常工作，设计中有效跨导值取为（2）中需求值的 2 倍。
gNm gPm 2 gm min
2 RT
2rs (0 L)2
(3)
在该设计中，输出阻抗匹配通过片内集成的 Bias-T 结构实现，其输出源跟随器的 NMOS
管通过交流耦合连接于振荡节点中，且加入VDD 2 的直流偏置以保证其直流工作点满足较
Abstract- A 2.4-GHz LC VCO for Bluetooth/ZigBee application is presented in this paper. The VCO exploits the symmetrical noise filtering technology to reduce the impact of the tail-current source to the phase noise performance and accumulation MOS (AMOS) varactors which have a big Cmax / Cmin ratio to get a flat VCO tuning gain within the whole tuning range. The 50 output impedance matching is done with a Bias-T circuit on
应用于无线传感器网络的功率放大器的设计
ａｎｄ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ａｄｄｅｄ ｅｆｉｃｉｅｎｃｙ ｉｓ ３３．７５％ ａｔ １ ｄＢ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ ｐｏｉｎｔ，ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎ ｉｓ ａｂｏｕｔ １２ ｍＷ ．
Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：Ｗ ＳＮ ；ＰＡ ；ＲＦＩＣ；ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｏＩ
ＥＥＡＣＣ：６１５０Ｐ：１２２０
１２ ｍＷ 。
关 键词 ：无线传感器网络 ；功率放大器 ；射频集成电路；功率控制
中图分 类号 ：７２２．７５
文献标 识码 ：Ａ
文 章编 号 ：１００５—９４９０（２０１１）０４－０４０６－０５
随着微 电子 、无 线通 信技 术 的不 断发 展 ，高集成 度 、低 成本 的 ＣＭＯＳ无 线 射 频 收 发 机 芯 片 已经越 来 越 多 的应 用 于 工 业 以及 人 们 日常 生 活 的 电子 设 备 中 ，市 场 潜 力 巨 大 。无 线 传 感 器 网 络 （Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｅｎｓｏｒ Ｎｅｔｗｏｒｋ，ＷＳＮ）是 一 种 由传 感 器 节 点 构 成 的 网络 ，在环境监测 、智能家居和工业生产控制等领域 有 着 广 阔的应 用前 景 ，是 当前 在 国际 上 备 受 关 注 的 前 沿 热点 研究 领 域 。研 究 并 设 计 应 用 于 ＷＳＮ系 统 的射 频 收发机 芯 片具有 重要 的意义 。
ｓｕｐｐｌｙ．ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｐｏｗｅｒ ｉｓ ｉｎ ｔｈｅ ｒａｎｇｅ ｏｆ—ｌ０．４ ｄＢｍ ｔｏ ５．６９ｄＢｍ ｗｈｅｎ ｔｈｅ ｉｎｐｕｔ ｐｏｗｅｒ ｉｓ～１２．５ ｄＢｍ ，ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ
ｇａｉｎ ｉｓ １９．３８ ｄＢ，ｔｈｅ ｉｎｐｕｔ ｒｅｆ ｌｅｃｔｉｏｎ ｃｏｅｆ ｉ ｃｉｅｎｔ ｉｓ ａｂｏｕｔ－３０ ｄＢ，ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ １ ｄＢ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ ｐｏｉｎｔ ｉｓ １ １．７３ ｄＢｍ
多谐波振荡器实验设计
多谐波振荡器实验设计一、绪论多谐波振荡源是产生多谐波频率的重要装置，是多谐波系统中重要的组成部分。
从常见的通信系统中的本地振荡源，到芯片内部的本地时钟，无一不需要着频率振荡源。
由此可见，多谐波频率振荡源在电路系统中的地位。
随着无线通信技术的发展，多谐波系统对频率振荡源的要求也在不断提高，它们要求频率振荡源产生的振荡频率不再单一。
因此，多谐波振荡器(VCO)应运而生。
多谐波振荡器可以随着控制电压的改变而改变它输出的振荡频率，由此来满足电路系统所需要的特定振荡频率。
（一）多谐波振荡器的发展历史自从Edwni Armsrtong在1912年提出外差原理,发明超外差接收电路并成功组装第一台超外差接收机以来，振荡器就成为了最基本的元件[1]。
Hartley在此基础上进行优化改进，使用真空管技术设计出了一款经典的振荡器。
他设计出的振荡器是以电感和电容为基本元件，决定着振荡器的输出频率，同时使用真空管来放大振荡信号，通过改变电路中的电感值或者电容值，就可以改变振荡器的振荡频率。
如今的Hartley，Colpitts，Clapp，Armstrong，Pierce等经典振荡电路结构正是当时的研究成果[2]。
在上个世纪四十年代，贝尔实验室发明了第一个双极型晶体管，并很快替代了真空管在振荡器中的作用[3]。
变容二极管的出现极大地影响了多谐波振荡器的发展历程。
由于变容二极管独特的物理特性，使得其结电容能够随着外加反偏电压的变化而变化。
因此将变容二极管作为多谐波振荡器的元器件，就可以实现通过外加的控制电压调节振荡器的振荡频率。
这改变了以往通过更换电路中的电感或电容来调节振荡频率的局面，实现了振荡频率的电子调谐。
电子调谐的优势不仅是频率调谐更加便捷，还能够精确控制输出的振荡频率。
到了二十世纪八十年代，各种理论和技术的出现给移动通讯带来巨大的发展。
而在通信系统中少不了多谐波振荡器的存在。
同时，人们对多谐波振荡器的要求也发生了新的变化，多谐波振荡器要在保持以往性能的同时，还要做成比之前更小的体积。
一种2_4G的低功耗BiCMOS预置数分频器
由于系统要求的工作频率越来越高， 这样功耗 急剧增加， 所以工作在较高频率的分频器设计就越 来越重要， 对分频器系统提出更高要求。
由于近年来移动通讯的迅速发展， 使得多个实 现版本应用于世。有 ＣＭＯＳ 工艺制造的［２］， Ｂｉｐｏｌａｒ 工 艺制造的［３］， 特殊化合物工艺制造的［４］。
本文所描述了一种在 ＲＦ ＢｉＣＭＯＳ 工艺下实现 的双模的预置数分频器， 其功耗较低且能有较大的 工作频率范围， 最高可以达到 ３Ｇ， 而且分频范围也 可调节， 可以实现 ６４／６５， １２８／１２９。
２００６ 年第 ２３ 卷第 ３ 期
微电子学与计算机
１６９
一种 ２．４Ｇ 的低功耗 ＢｉＣＭＯＳ 预置数分频器
汪猛 丁瑞雪 杨银堂
（ 西安电子科技大学微电子学院， 陕西 西安 ７１００７１）
摘 要： 文章主要介绍了一个利用 ＴＳＭＣ ０．２５μｍ ＲＦ ＢｉＣＭＯＳ 工艺实现的预置数分频器（ Ｐｒｅｓｃａｌｅｒ） 。其中， 采用了
文章编号： １０００－ ７１８０（ ２００６） ０３－ ００３
Ａ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ａ ２．４Ｇ Ｌｏｗ－ Ｐｏｗｅｒ ＢｉＣＭＯＳ Ｐｒ ｅｓｃａｌｅｒ
ＷＡＮＧ Ｍｅｎｇ， ＤＩＮＧ Ｒｕｉ－ｘｕｅ， ＹＡＮＧ Ｙｉｎ－ｔａｎｇ
（ Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆ Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ， Ｘｉｄｉａｎ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ， Ｘｉ+ａｎ ７１００７１ Ｃｈｉｎａ）
ｔｏｍｕ Ｔａｓｈｉｒｏ． Ａ Ｓｉ Ｂｉｐｏｌａｒ ２８－ ＧＨｚ Ｄｙｎ－ ａｍｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
高线性度有源混频器的设计
高线性度有源混频器的设计李桂琴;宋树祥;岑明灿;刘国伦;谢丽娜【摘要】针对吉尔伯特混频器电路转换增益和线性度低的问题,设计了一个高转换增益﹑高线性度下变频有源混频器,其电路跨导级采用电流镜结构和第三阶跨导系数消除结构,通过设置晶体管工作在不同的区域,使得晶体管的第三阶跨导系数相互消除,以提高电路的转换增益和线性度.电路采用TSMC 0.18μm RF CMOS工艺.Cadence Spectre-RF软件仿真结果表明,在工作电压为1.2 V﹑射频频率为5.2 GHz﹑本振频率为5 GHz﹑中频频率为200 MHz时,所设计的混频器电路的转换增益为21.9 dB,噪声系数为16.5 dB,线性度(输入三阶交调点IIP3)为21.68 dBm,功耗为2.3 mW,转换增益由典型指标10 dB提升至21.9 dB,线性度由典型指标5 dBm提升至21.68 dBm.可见,所设计的混频器电路的转换增益和线性度得到有效改善.【期刊名称】《广西大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2018(043)006【总页数】7页(P2184-2190)【关键词】混频器;吉尔伯特;转换增益;Cadence;线性度【作者】李桂琴;宋树祥;岑明灿;刘国伦;谢丽娜【作者单位】广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004;广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004;广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004;广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004;广西师范大学电子工程学院,广西桂林541004【正文语种】中文【中图分类】TN7730 引言随着无线通信技术在手机、蓝牙、物联网等领域应用越来越广泛，对无线通信设备的要求也越来越高，因此，射频接收机成为当前的研究热点。
混频器作为射频接收机中的重要模块，对其性能要求很高，提高混频器的性能指标即可以提高射频接收机前端的性能指标[1-3]。
根据不同的国家应用，手机支持的 IEEE 802.11a 标准工作频段在4.9～5.85 GHz，国际 802.11a 标准的工作频率是5.2 GHz，因此，5.2 GHz 频率在混频器中的应用得到快速发展。
018μm CMOS工艺5 GHz WLAN功率放大器设计
电子工童师
ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣ ＥＮＧＩＮＥＥＲ
Ｖ０１．３２ Ｎｏ．３ Ｍａｒ．２００６
０．１８ ｔａｎ ＣＭＯＳ工艺５ ＧＨｚ ＷＬＡＮ功率放大器设计
杨柯，王志功，李志群 （东南大学射频与光电集成电路研究所，江苏省南京市２１００９６）
摘 要：介绍采用ＴＳＭＣ公司的０．１８ ｔｘｍ ＣＭＯＳ工艺应用于５ ＧＨｚ ＷＬＡＮ（无线局域网）发射集中 的功率放大器的设计方法，并给出了仿真结果。电路采用Ａ类三级放大结构，在３．３ Ｖ工作电压下， 增益为２３．７ ｄＢ，１ ｄＢ压缩点输出功率２１．８ ｄＢｍ，最大功率附加效率１５％，可望用于ＷＬＡＮ ８０２．１１ａ 标准的系统中。
表１’ＶＬＡＮ系统工作频段和最大发射功率
图１发射机结构框图
本文所设计的ＷＬＡＮ发射机采用二次变频方案， 一次变频的本振Ｌ０１频率为１ ＧＨｚ，二次变频的本振 Ｌ０２频率为４ ＧＨｚ。两路基带信号，ｉｎ和Ｑｉ。通过滤波 器后，首先混频到ｌ ＧＨｚ，然后与Ｌ０２混频到５ ＧＨｚ， 通过ＶＧＡ（可变增益放大器）后，送到功率放大器进行 放大，最后从天线发射出去。
参考文献
［１］袁三男，王豪行，陆斌．无中心控制多信道选址通信系 统的组网研究［Ｊ］．上海交通大学学报，１９９８，３２（４）：１２８
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一种电压可调式带隙基准源的研究与设计
-4 - 科学技术创新2019.14-种电压可调式带隙基准源的研究与设计周瑞贺龙周赵心越(成都信息工程大学通信工程学院，四川成都610225)摘要:本文设计一种低温漂系数的电压可调式CMOS 带隙基准电压源，与传统的CMOS 带隙基准电压源相比，该电压源不 仅能生成1.24V 的标准带隙基准电压，还可以可通过调整电阻的比值产生更低或者更高的基准电压。
利用电阻分压法，基准电路 可以在低电压条件下运行。
采用TSMC 0.18umCMOS 工艺，使用spectre 仿真，在1.8V 的供电电压下，可以产生1.2V 的基准电 压，在-409~120七的温度范围内，其温度系数为12ppm/°C,电源抑制比为66dB 。
关键词:可调式带隙基准；电源抑制比；电阻分压;低温度系数中图分类号:TN402,TN432 文献标识码：A 文章编号:2096-4390 (2019)14-0004-02随着集成电路的发展，芯片内模块单元对电压的稳定性要 求越来越高。
外部供电电源由于具有明显的电源纹波，对内部 电路的影响也越来越明显叫因此，需要一种不受电源纹波、外部温度变化以及工艺影响的电压源作为基准，来保证芯片的性 能。
带隙基准电压源(Bandgap Voltage Reference )作为一种能够提供稳定电压的电路叫正被广泛地运用于各模拟、数模混合芯片电路中，尤其是高精度的比较器，模数、数模转换器等叫都需 要具有低温度系数®的带隙基准电路。
而带隙基准的电路的性能，又直接影响着这些具有高精度特征电路的整体性能。
而 CMOS 工艺成本低廉，容易集成于片内，是当下研究的热点叫因此，对CMOS 工艺实现的带隙基准电路进行研究，势在必行。
1传统的带隙基准电压电路传统的带隙电路主要由运算放大器、双极晶体管和电阻构成，如图1所示。
带隙基准的输出电压是双极晶体管B3基极发 射极电压V bq 和电阻R3电压Vm 之和。
仲裁器电路设计
仲裁器电路设计报告一、设计目的在异步电路设计或时钟同步电路中，常用到仲裁器电路，其作用是判断两个输入信号谁先到达。
本设计将采用0.18um标准CMOS工艺，设计一个电源电压为1.8V的仲裁器电路，并进行必要的计算、仿真和分析。
二、设计要求2.1 设计要求电源电压为1.8V，仲裁器电路如图1所示，需要实现在某一时刻只能有一个输出为高电平，该电路能够实现判断那个变为高电平的输出是由哪一个先变为高电平的输入信号决定的。
图1仲裁器电路2.2 电路原理图2所示为电路初始状态，当图中的输入端IN1或者IN2中有一个信号由低电平变为高电平时，比如IN1优先于IN2由低电平变为高电平，那么如图3所示，与非门NAND1的输出就会由高电平变为低电平，然后经过P1/N1组成的反相器，输出OUT1便由低电平变为高电平，实现仲裁器的电路功能。
同理可以得出若是IN2先由低电平变为高点平时，输出端OUT2也先变为高电平。
图2仲裁器初始状态图3 输入变化时状态三、具体设计实现3.1 总体电路介绍仲裁器电路如图1所示，本设计采用TSMC0.18um工艺，在cadence 环境下设计实现。
仲裁器电路中涉及到的与非门电路如图4所示。
图4与非门电路结构图3.2 电路参数计算本设计采用的是0.18um标准CMOS工艺，因为电路实际上实现的是一个数字逻辑功能，mos管在工作过程中都工作在开关状态，所以对尺寸的设置没有那么严格。
根据工艺，对各个PMOS和NMOS的尺寸进行了估算，由于P管和N管多子迁移率的差异，设置晶体管的尺寸比例满足(W/L)p=2(W/L)n；同时保证晶体管的响应速度，选择了较小的沟道长度，设置Lp=Ln=0.9um。
P管的Width设置为5.4um，N管的Width设置为2.7um。
具体的各晶体管尺寸如表1所示。
表1 各晶体管尺寸晶体管尺寸设置完成后，对仲裁器电路进行了仿真。
同时采用了cadence和Hspice仿真。
带自动振幅检测控制的皮尔斯晶体振荡电路设计
电子设计工程Electronic Design Engineering第27卷Vol.27第4期No.42019年2月Feb.2019收稿日期：2018-04-08稿件编号：201804064作者简介：张筱（1989—），女，陕西西安人，硕士研究生。
研究方向：通信与信息系统，集成电路设计与应用。
随着科技的不断进步，与人们生活密切相关的无线通讯技术也得到了迅猛发展，全球移动通讯系统（GSM ），无线局域网（WLAN ），全球卫星定位系统（GPS ），无线传感网络（ZigBee ）逐步走入工业控制领域和人们的日常生活之中[1-2]。
石英晶体振荡器因其低噪声和高频率稳定度等优点可作为标准频率源或者脉冲信号源，是目前通讯系统中其他类型振荡器所不能替代的关键模块之一。
小型化，低噪声化，高频率稳定度化是对石英晶体振荡器的要求[3-12]。
本文基于TSMC 0.18um RF CMOS 工艺，设计一种应用于RFIC 射频芯片，带有自动振幅检测控制的皮尔斯（Pierce ）石英晶体振荡电路。
1石英晶体仿真模型及参数指标分析石英晶体振荡器是天然或人工生成的石英晶体切片制成的，广泛的应用于频率稳定性高的振荡器中。
石英晶体是SiO 2的结晶体，当晶体受到外力作用（例如形变，挤压等）时，就会在其表面上产生正负电荷，呈现压电效应；同时，当加上电压，晶体也会发生机械形变，呈现出反压电效应。
因此，当给石英晶体两极加上交变电压时，晶体就会发生机械振动，当外加信号频率接近晶体固有频率时，就会发生谐振现象。
相比于其他振荡电路，晶体振荡电路有非常高的品质因数，稳定性好，相位噪声低等优点。
图1石英晶体电路模型带自动振幅检测控制的皮尔斯晶体振荡电路设计张筱，樊超（空军西安飞行学院陕西西安710306）摘要：本文描述了一种工作在射频芯片内的晶体振荡电路，基于对3种传统结构晶体振荡电路的分析，采用皮尔斯晶体振荡电路，以CMOS 工艺的NMOS 为主振荡管，实现了高稳定、低相位噪声输出的振荡信号，电路带有自动振幅检测及控制功能。
一个12bit 800MSPS电流舵结构的高速DAC的设计 2021年0507
一个12bit 800MSPS电流舵结构的高速DAC的设计 2021年050712bit 800MSPS电流舵结构的高速DAC设计关保贞深圳集成电路设计产业化基地管理中心摘要：本文设计了一个分辨率为12位，采样频率为800 MHz的高速电流舵结构DAC。
该设计基于TSMC 0.18 um CMOS工艺，采用了二进制码控制和温度计码译码控制相结合的方式，从而在降低DNL误差和减小毛刺的同时，又能实现较小的芯片面积和功耗。
为达到高的精度和高的转换速度，该设计在系统结构、电路结构以及芯片版图等方面都做了优化。
关键词：电流舵温度计译码高速DAC1引言随着通信、多媒体技术和计算机技术的快速发展，D/A转换器（Digital-to-Analog Converter，DAC）被广泛应用于国防、生活、工业自动化等各领域。
速度、精度、功耗和芯片面积是DAC设计中的4个重要约束条件。
传统的电压分配或电荷分配DAC，在输出端都需要电流/电压转换的放大器，从而限制了DAC的速度与精度。
此外，传统的电流分配DAC需要用一个很大的器件来分配电流，会占用很大的面积。
目前，可内嵌的高速、高精度、低功耗DAC是模拟集成电路领域中的研究热点之一。
电流舵DAC（CSDAC）作为一种能实现更高速、更高线性度、更小面积的DAC，获得了广泛的应用。
CSDAC有二进制权值型和温度计译码型两种实现方式。
其中，二进制权值型DAC电路结构简单，但总谐波失真（THD）较大，单调性很差。
温度计译码型DAC需要复杂的译码电路，芯片面积较大。
综合二进制和温度型结构的优点，本文采用TSMC 0.18 um CMOS工艺设计了一个分辨率为12位、采样频率为800 MHz的DAC。
达到了在保持高采样率基础上保证单调性及降低谐波失真的目的。
2 CSDAC的结构及设计指标CSDAC的结构如图1所示，包括以下几个主要部分：电流基准单元，电流源阵列(SCA)，电流舵开关，锁存器阵列，译码器和时钟驱动单元。
一种带有自动校准机制的超低功耗RC振荡器设计
一种带有自动校准机制的超低功耗RC振荡器设计钟翔宇;沈婧雯;王宁;陈运生;李彦武【摘要】本文采用TSMC 0.18 μmCMOS工艺设计了一种起振快速、超低功耗、带有自动校准电路的RC振荡器.本次设计的振荡器内部MOS管工作在亚阈值区域以达到降低芯片功耗的目的,最终芯片总电流消耗为0.15 μA.同时,采用自动校准电路补偿了温度差异、工艺偏差、电压波动对于振荡器输出频率的影响.校准后,输出频率偏差控制在1％以内.该振荡器能够实现精准的频率输出,满足高精度、高稳定度的频率要求.%An ultra low power 、fast start-up RC oscillator with auto-calibration is implemented using 0.18um CMOS process.The RC oscillator operates in the subthreshold region in order to reduce the current consumption.The total current consumption is 0.2 μA.The output frequency of thte RC oscillator is very weakly dependent on process 、temperature variation and voltage fluctuation using autocalibration.After calibration,the output frequency is 32 kHz with 1％ frequency offset.The RC oscilator can meets the requirements of high precision,high stability.【期刊名称】《电子设计工程》【年(卷),期】2018(026)007【总页数】5页(P156-159,164)【关键词】RC振荡器;超低功耗;自动校准;高精度【作者】钟翔宇;沈婧雯;王宁;陈运生;李彦武【作者单位】国网湖南省电力公司信息通信公司,湖南长沙410007;国网湖南省电力公司长沙供电分公司,湖南长沙410002;国家电网公司信息通信分公司,北京100761;国网湖南省电力公司信息通信公司,湖南长沙410007;国网湖南省电力公司信息通信公司,湖南长沙410007【正文语种】中文【中图分类】TN99随着电子科技水平的高速发展，集成电路芯片已广泛应用于医疗、金融、消费等各个领域。
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Design of a 2.4GHz Power Amplifier Implement in 0.18um CMOS Technology
摘要：文章介绍了采用TSMC 0.18um CMOS工艺设计的2.4GHz WLAN (无线局域网)功率放大器，放大器采用并联拓扑结构设计，改善了功率附加效率（PAE）。
在3.3V工作电压下，其压缩点输出功率为21dBm，最大输出功率22.3dBm，最大功率附加效率PAE高于38％，可应用于无线局域网802.11b标准的系统。
关键词：无线局域网；功率放大器；CMOS；PAE
Abstract: This paper presents a design of a 2.4GHz CMOS power amplifier based on
a TSMC 0.18um CMOS technology for WLAN system. We present a power amplifier with a parallel structure that improves power efficiency. With a supply voltage of
3.3V,its Pout1dB is 21dBm,the maximum output power is 22.3dBm,the maximum Power Added Efficiency( PAE) is over 38%. It can be used in IEEE 802.11b Wireless LAN systems.
Keywords: WLAN；power amplifier；CMOS；PAE
1 引言
近年来，运行于2. 4GHz ISM频段的无线局域网WLAN得到了迅速发展。
其中基于IEEE 802. 11b标准的无线局域网由于其11Mbps的高传输速率满足了当前主流用户的需求，发展尤为迅速。
无线局域网的迅速发展迫切需要低功耗、低成本的实现和解决方案，而亚微米、深亚微米技术的不断发展,使得Si基CMOS工艺在数GHz频段上的RFIC基本上可与GaAs RFIC一争高下，其本身又具有低价格、低功耗和高集成度的特点以及和基带数字电路的工艺相兼容,最终可以实现片上系统(SOC)的特点。
因此用Si基CMOS工艺实现RFIC成为近年来国际上的热点研究领域[1]。
基于CMOS工艺实现的射频系统对于像无线局域网WLAN 这样的短距离无线通信系统变得非常有竞争力。
本文介绍WLAN系统中的关键模块—功率放大器电路的设计。
2 功率放大器的电路设计
一个典型的功率放大器一般包括输入匹配网络、晶体管放大电路、阻抗变换网络、直流偏置和输出阻抗匹配网络[2]，如图1所示。
图1 功率放大器结构框图
2.1 输入匹配网络的设计
由于晶体管的输入阻抗是复数，为了减少输入端的信号反射，必须要有输入匹配网络，使电路的输入阻抗与源的阻抗(50Ω) 匹配。
如图2所示，由C1、L1、C2、L2分别组成的L形网络实现电路的输入阻抗与源阻抗的匹配，C3、C4、C5、C6为隔直电容。
通过仿真得到输入端的反射系数S11约为-20 dB。
2.2 输出匹配网络的设计
由于0.18umCMOS工艺提供的电源电压比较低，为了在输出端获得较大的输出功率，就必须使负载阻抗经过输出网络的阻抗变换后，在放大电路的输出端呈现出较小的值，从而提高输出功率。
如图2所示，输出网络由C7、C9、L3及C8、C10、L4组成，完成阻抗变换和滤波功能，C7、C8同时也为隔直电容。
由于输出电流很大，很难实现全部元件的片内集成，在此RFC(扼流电感) 、C7、C8、C9、C10、L3、L4均为片外分立元件。
图2 功率放大器电路结构示意图
2..3 放大电路的设计
为达到设计目的，本文采用了共源共栅（Cascode）技术、差分结构以及两管并
联的拓扑结构来进行设计，如图2所示。
Cascode技术是模拟电路中常采用的一种电路设计技术，它可以增加低频放大器的输出阻抗和增益，降低Miller电容的影响，提高输入输出之间的隔离度。
在设计PA时，晶体管所能承受的最高电压Vmax受到晶体管击穿电压的限制，而最小电压则受到Knee电压的限制，而功率放大器采用Cascode技术可以减轻晶体管击穿电压的压力，提高功率放大器输出电压的摆幅，从而降低对晶体管最大电流能力的要求，提高功率放大器的效率，并减小输出晶体管的尺寸。
差分结构由于其对称的结构特点，可以在较低的电源电压下得到较大的输出动态范围，提高放大器的输出电压摆幅，同时可以有效抑制电源上存在的噪声和从衬底或连线耦合过来的噪声，降低功率放大器对封装寄生效应的灵敏度，还可以降低功率放大器对芯片其它电路的干扰[3]。
本文采用两管并联的拓扑结构，它与传统的并联方法类似，但却大大提高了功放的线性度。
如图2所示，一个MOS管工作在A类状态，另一个工作在B类（实际工作在AB类，接近B类放大，在此可视为工作在B类状态）。
和其他传统功率放大器相比，A类放大器能提供更好的线性度，但它也消耗了更多的直流功率。
B类放大器却具有比A类放大器更好的效率。
A类和B类放大器并联工作能改善线性工作范围和工作效率。
电路增益由A类放大器和B类放大器共同提供。
输入信号较小时，电路增益主要由A类放大器提供，此时B类放大器作为A类放大器的补偿，随着输入信号的增大，B类放大器的增益随之增大，当输入信号足够大时，B类放大器提供主要的增益而A类放大器作为补偿。
由于信号较大时，A类放大器的增益较小，因而设计使A类放大器的MOS管较小，同时使偏置电压较小来改善效率[4-6]。
3 仿真结果
本次设计采用Cadence公司的SpectreRF软件对电路进行了仿真和优化。
电路元件采用的是TSMC 0.18um CMOS工艺的RF模型，放大器中的晶体管工作在大信号状态，非线性效应非常显著，因此设计放大器电路时，小信号电路的等效模型不再适用，必须充分考虑晶体管的非线性特性。
图3所示为模拟得到的Pout、PAE及放大器增益随输入功率变化的曲线。
如图可知，在输入功率小于-3dBm
的信号范围内，该放大器的功率增益大于22dB。
在1dB功率增益压缩点处，输入功率为-0.458dBm，输出功率为21dBm，功率附加效率( PAE) 约为36%。