变流器的磁场耦合对差模干扰影响的实验研究
变电站二次回路抗干扰研究
变电站二次回路抗干扰研究作者：李文光来源：《科技创新导报》2011年第12期摘要:变电站中的二次回路处在一个强电磁环境中,近年来电网内已有多起因变电站直流系统二次回路受到干扰而导致开关无故障跳闸事故发生,严重影响了电力系统的安全可靠运行。
研究变电站二次回路抗干扰问题,对于促进电网安全可靠运行具有重要意义。
关键词:变电站二次回路抗干扰中图分类号:TP2 文献标识码:A 文章编号:1674-098X(2011)04(c)-0110-011 变电站二次回路抗干扰研究现状目前,对于变电站的干扰的探究已经有很多,主要是对从变电站电磁兼容方面展开的,在变电站电磁兼容方面最具代表性的是美国电力科学研究院(EPRI)自1978年开展的以变电站电磁暂态为课题的专项研究工作,他们分别对115～500kV不同电压等级的变电站进行开关操作、一次系统短路故障、雷击等试验,并对波形进行测量及比较。
围绕着变电站电磁兼容问题展开了很多变电站干扰源干扰方式的研究。
在变电站中,最恶劣影响最大的干扰为高压开关操作干扰、一次系统短路故障干扰、雷电干扰等。
变电站内断路器、隔离开关等一次设备在操作时,会产生一系列的电磁干扰,这些干扰会通过各种耦合进入到二次回路;一次系统短路故障时,在站内架空导线和接地网上会流过很大的短路电流,并在二次电缆周围产生很强的空间磁场,会对二次设备造成较大的干扰;雷电可以以耦合、传导、辐射等形式侵入二次设备。
2 变电站干扰信号研究分析2.1 变电站干扰信号的分类干扰按照发源地来分可以分为内部干扰和外部干扰。
干扰信号的按照频率进行分类,可分为低频干扰和高频干扰。
低频干扰主要包括工频与其谐波以及频率在几千赫兹的振荡。
高频千扰则有高频振荡、无线电信号,还包括频谱含量丰富的快速瞬变干扰。
干扰按其作用方式不同,可分为共模干扰和差模干扰。
共模干扰是出现于导线与地之间的干扰,通常是因地电位升高所引起的。
差模信号通常是出现在信号回路内的与正常信号相串联的干扰,通常是由磁耦合引起的。
研究磁场耦合与屏蔽
磁场屏蔽
高频磁场的屏蔽 高频磁场被动屏 蔽是指蔽体外的高频 磁场由于涡流作用只 能绕过金属盒，而不 能进入盒内，对金属 盒内的电路或设备产 生干扰。
开口或 缝隙正 确
良导体 材料
开口或 缝隙不 正确
被动屏蔽
磁场屏蔽
磁场屏蔽等效电路
I为线圈的电流，M为线圈与屏蔽盒间的s rs
磁场屏蔽
铁磁材料磁导率与频率的关系
磁场屏蔽
高频磁场的屏蔽：
高频磁场的屏蔽采用的是低电阻率的良导体金属材料，例如铜、 铝等。 其屏蔽原理是利用电磁感应现象在屏蔽体表面所产生的涡流的反 磁场来达到屏蔽的目的，也就是说，利用了涡流反磁场对于原骚 扰磁场的排斥作用，来抑制或抵消屏蔽体外的磁场。
反磁场 涡流 金属板
磁场屏蔽
（3）屏蔽体电阻rs越小，则产生的感应涡流越大，而且屏蔽体自身
损耗也越小。所以，高频磁场屏蔽材料需用良导体，常用铝、铜及 铜镀银等。
而屏蔽盒内层被表面涡流所屏蔽，所以高频屏蔽盒无须做得很厚。
（4）由于高频电流的驱肤效应，涡流仅在屏蔽盒的表面薄层流过，
磁场屏蔽
（5）屏蔽盒在垂直于涡流的方向上不应有缝隙或开口。因为垂直
电磁屏蔽分类
电磁屏 蔽 电场屏 蔽 静电屏 蔽 交变电场屏 蔽 磁场屏 蔽 低频磁场屏 蔽 高频磁场屏 蔽 电磁屏 蔽
磁场的耦合
磁场的分类
静磁场（恒磁场）：磁场强度和方向保持不变的磁场
磁场 动磁场
交变磁场：磁场强度和方向在规律变化的磁场
脉动磁场：磁场强度有规律变化而磁场方向不发生 变化的磁场 脉冲磁场：间歇式出现磁场，磁场的变化频率、波 形和峰值可根据需要进行调节
感，rs、Ls为屏蔽盒的电阻及电感，Is为屏
PWM逆变器共模电磁干扰分析及抑制技术研究
PWM逆变器共模电磁干扰分析及抑制技术研究PWM（脉宽调制）逆变器是一种广泛应用于电力电子领域的重要设备。
然而，随着其在各种应用中的普及，其共模电磁干扰（EMI）问题也逐渐暴露出来。
本文通过分析PWM逆变器的共模电磁干扰问题，并探讨了一些抑制技术，以提高设备及系统的EMI性能。
首先，我们需要了解PWM逆变器产生的共模电磁干扰的原因。
共模电磁干扰是指电磁信号同时出现在系统的两个参考点之间，并可能对其他设备或系统产生干扰。
PWM逆变器主要通过高频开关器件的开关过程来实现电能的转换，因此其开关频率的高低直接影响着EMI的程度。
高开关频率会导致更多的高次谐波成分，从而增加了共模电磁干扰的产生。
其次，本文将分析PWM逆变器的工作原理，以了解其产生共模电磁干扰的机制。
PWM逆变器通过周期性的开关过程将直流电能转换为交流电能。
在开关过程中，由于开关器件的非线性导致的高次谐波成分产生，这些高次谐波成分会通过导线、电缆等传导途径传输，并引起共模电磁干扰。
针对PWM逆变器的共模电磁干扰问题，本文提出了一些抑制技术。
首先是滤波技术，包括使用滤波电容、滤波电感等元件，以减小共模电磁干扰的传导。
其次是对PWM逆变器的开关频率进行优化，选择合适的开关频率，使高次谐波成分的幅度减小，从而减小共模电磁干扰的产生。
此外，地线的设计和布局也是重要的一环，合理的地线设计和布局可以有效地减小共模电磁干扰的传导。
另外，本文还探讨了一些先进的抑制技术，如采用无电感电源模块（LLC）逆变器来替代传统的PWM逆变器。
无电感电源模块逆变器通过使用共模电感来减小共模电磁干扰的产生，并通过在输入电路中引入滤波电容来增加滤波效果，从而达到更好的抑制共模电磁干扰的效果。
综上所述，本文通过对PWM逆变器的共模电磁干扰问题进行了分析，并提出了一些抑制技术。
这些技术可以有效地减小共模电磁干扰的产生，提高设备及系统的EMI性能。
未来，我们还可以进一步研究和改进这些技术，以应对不断增长的EMI抑制需求综上所述，本文通过分析PWM逆变器的共模电磁干扰问题，提出了一些有效的抑制技术。
电力电子功率变流器的电磁干扰抑制技术要点
电力电子功率变流器的电磁干扰抑制技术一、传导干扰反相抵消技术及低共模干扰变流器由“系统共模平衡”的观点，发展了“共模干扰反相消除技术”，并在电力电子小功率Boost、Buck电路上进行了验证。
通过增加一个补偿变压器绕组和一个电容器，实现了电力电子Buck、Boost、Flyback、Forward、Buck — Boost等基本变流器中共模干扰的部分抵消。
在系统中人为地构造两个电位变化幅度相同、相位相反的动态节点，从而使共模干扰得到极大的抑制。
由“构造稳态节点共模EMI抑制技术”，该技术通过在电路中构造稳态节点，同时将Boost电路中的储能电感放置到电源负极与MOSFET的源极之间，避免了开关器件漏极与散热器之间寄生电容对共模干扰的影响，大大减小了传导共模干扰。
二、软开关技术软开关的主要目的是为了降低开关损耗，减小开关应力。
理论上由于开关器件是在零电压／零电流条件下实现开通／关断的，因此采用软开关技术可使电压、电流上升、下降沿变缓，应当比硬开关变流器具有更低的电磁干扰水平。
对于具有相同功率等级和类似设计的Buck、Boost、Flyback软、硬开关电路的EMI性能，认为软开关方式能显著减小传导和辐射EMI发射。
实际上，笼统地讲软开关技术可以减小传导和辐射EMI发射是片面的，因为目前提出的绝大多数无源或有源软开关技术均是毫无例外地引入一个辅助电路(通常是谐振电路)来保证主电路功率器件实现软开关，有些先进拓扑辅助电路中的功率器件也能实现软开关，但是为了实现软开关而引入的辅助电路中谐振电流环路所带来的附加的EMI电平的影响，使得变流器总体的EMI电平可能不一定比电路简单的硬开关变流器低，这常常使人们产生困惑。
实际上，在采用软开关拓扑时，必须对P CB板进行精心布置才能达到设计预期的效果。
除此以外，从EMC设计的角度考虑，采用控制型软开关拓扑可能是较好的选择。
三、调制策略对单相PFC电路的同步PWM、异步PWM、正弦误差滞环PWM、直流误差滞环PWM、PFM工作方式进行分析和实测比较，得出变频的PFM方式有利于减小传导EMI发射的结论。
三电平H桥逆变器差模干扰源研究
实验研究三电平H 桥逆变器差模干扰源研究作者/何云龙、王琳，国网技术学院摘要：三电平变逆变器具有输出功率大、电压电流谐波含量小以及能够用于中高压大功率场合等优点，因而在中高压调速领域和电力系统 无功补偿中得到了广泛的关注和大量应用。
要研究三电平H 桥逆变器传导干扰就需要从研究干扰源着手。
不管是基于时域仿真方法还是频 域解析方法进行干扰预测，必须首要解决干扰源模型的描述问题。
本文在时域分析了三电平H 桥逆变器差模干扰源，开展实验验证了分析 的结论。
然后采用双重傅里叶分析方法分析了三电平H 桥逆变器差模干扰源的频谱[U 。
关键词：三电平；逆变器；干扰；差模1.差模干扰源时域分析差模干扰电流在正负直流母线之间构成回路，其产生机理主要是由于开关动作产生的快速的电流变化率di /d t 通过滤波电容C F 的寄生电感形成的噪声发射。
负载侧和网侧的 差模传导干扰电流时域波形是不同的。
在做网侧差模干扰源 时，一般将开关单元上的环路电流作为差模干扰源。
由于电 流和负载相关，为了便于分析取负载为10的电阻为例进行 分析。
在做负载侧的差模干扰源分析时，认为差模干扰源是电压源[2]。
在左桥臂调制波的正半周，右桥臂输出电压的时域表达 式为：««'0 =2A 7T <0ci <(2A : + l -Msinffi(/);r 或X k + V )K <act <(2k + \ + M sm ay ：) 71-Ud /2 (2k + 1-Msinco ^t ) jt < w ct <{2k + \ + M simo ^t ) n⑴设在;-2t o S 2;r 区间，左桥臂的调制波和载波的交点为扑？2;右桥臂的调制波和载波的交点为？/、？2’， 有：q 1 = (2k + M sin C 〇^)Kq 2 = [2(k +1) - M sin ca^n qY = + n q 2'= ^ilk + l + Msinco^t n输出差模电压定义为：»D M V =»〇〇-«〇〇'根据差模电压定义式（3)可知：在调制波正半周当 的41，且92乏92，时，输出差模电压有两种电平〇和^/2;当或& <?2'时，输出差模电压有三种电平0、％/2和在调制波的正半周，三电平H 桥逆变器输出两种电平 的临界条件为：q i =q i 'S .q 2=q 2'计算得出：在调制波的正半周当调制比M > 0.5时输出 三种电平0、％/2和％;当调制比M S 0.5时输出两种电 平0、R /2。
dcdc变流器的抗干扰控制设计
dcdc变流器的抗干扰控制设计
抗干扰控制设计在DCDC变流器的应用中起着重要的作用。
DCDC变流器是一种用于将直流电压转换为不同电压等级的直流电压的电力转换设备。
然而，在实际应用中，许多因素会引起电子设备的干扰，如电磁辐射、电源波动和噪声。
因此，设计一个有效的抗干扰控制策略对于确保DCDC变流器的可靠性和稳定性至关重要。
首先，为了减少电磁辐射产生的干扰，可以采取一些措施，如增加滤波器和噪声抑制电路。
滤波器可以在输入和输出电路中添加，以降低高频噪声和谐波。
噪声抑制电路可以有效地抑制电磁干扰，在设计中应考虑它们的合理布局和连接。
其次，对于电源波动问题，可以通过使用稳压器或稳压电源来实现电源的稳定性。
稳压器能够自动调整输出电压，以适应输入电源的变化。
稳压电源具有稳定的输出电压和较低的噪声水平，可有效减少电源波动带来的干扰。
此外，还应注意阻止地线电流的流动，这有助于降低射频噪声的产生。
使用合适的接地方法，如星形接地和隔离接地，可以有效地提高DCDC变流器的抗干扰性能。
最后，在设计中还可以采用模拟和数字隔离技术来降低干扰。
通过使用模拟隔离器或数字隔离器，可以实现输入和输出之间的电气隔离，避免传导噪声的扩散。
总而言之，抗干扰控制设计对于DCDC变流器的性能和稳定性至关重要。
通过采取适当的抗干扰措施，如增加滤波器、使用稳压器和稳压电源、阻止地线电流的流动以及使用模拟和数字隔离技术，可以有效地降低干扰，提高DCDC变流器的可靠性和稳定性。
电磁兼容中差模与共模干扰及抑制技术
电磁兼容中差模与共模干扰及抑制技术于 虹(国家计算机外设质检中心,杭州310012)摘 要 本文分析了引起差模和共模干扰现象的原因,提出了测量和确定辐射场源特性的方法,对差模干扰和共模干扰提出了抑制方法。
关键词 电磁兼容 差模干扰 共模干扰一、引起差模与共模干扰的物理原因电磁兼容辐射干扰问题主要来自电路中的电流突变产生的磁场变化或电压突变产生的电场变化;当把距辐射源的距离与波长Κ作比较作为近场与远场区域的分界点(一般把距离νΚ的区域定义为近场区域,把距离µΚ的区域定义为远场区域),若近场范围以磁场为主时,表明它与差模电流有密切关系,而电场与共模电流有密切关系。
电流的变化会引起电压的变化,反之亦然。
但在实际电路中是其中之一占主导地位。
辐射源的阻抗决定着近场是以磁场为主还是以电场为主。
一般来讲,磁场是由仪器中某一局部回路产生的,这些回路可以分解为不同的模式。
电路中的阻抗概念是正确理解问题的一个重要概念,这里所提及的阻抗是指在特定辐射频率下的总的阻抗,这与通常所理解的阻抗概念有所不同。
比如,电路中的连结器常被认为是低阻抗,但在高频条件下由于电路中的感应现象而实际上呈高阻抗。
在一个电路中所有导线变为高阻抗的最常见方式就是线路中接地线显著的感应现象,在有些频率下,地线被感应成为高阻抗状态。
对于整个线路来讲,地线实际上是以高阻抗状态与线路中其它线相串联起来了。
在这种情形下,通过电容耦合形成回流。
低阻场或者由电流产生的场,主要是磁场,在近场处以磁场为主。
低阻场与低阻源相联系,也就是说与差模干扰有密切关系。
二、确定差模与共模干扰的诊断技术低源阻抗引起电流变化的场,这决定了在近场区域以磁场为主,反之亦然,这就是确定辐射是否为差模干扰的基础。
测量场阻的变化采用近场探头和频谱分析仪联合进行,其仪器配置及测试方法见图1所示。
设E∶E场场强; H∶H场场强;P F∶探头性能因子;Z∶场阻抗;则H=V h+P F h-52;E=V e+P F e;Z= 10(e-h) 20;若Z<3778,那么d i d t是主要的,辐射可能是差模;若Z>3778,d v d t是主要的,辐射可能是共模的。
变流器差模EMI的建模研究
变流器差模EMI的建模研究袁义生;闫勋【摘要】Taking the switching voltage waveform of Power MOSFET as interference source, differential mod el (DM) interference loop model with inductor's parasitic capacitor is established to propose the DM EMI mod el of converters. The impedance characteristics of disturbance source and disturbance loop are analyzed. Taking consideration of practical LISN in test, the tested disturbance character is obtained. In addition, the effect of parasitic capacitor of inductors and disturbance source are analyzed. Finally, a practical Boost converter is used to compare its simulation and experimental results, which proves availability of the model.%通过将功率MOSFET开关电压波形等效成干扰电压源,再考虑电感器分布电容建立差模干扰回路,从而提出了建立变流器差模干扰的模型电路的方法.在此基础上,分析了干扰源和干扰回路阻抗的频域特性.并考虑实际测试时LISN的影响,得到了干扰测试端的频域特性.对电感器不同寄生电容,干扰源特性等给差模干扰带来的影响进行了分析,得到了其频谱特性.最后,用一个实际的BOOST电路作为对象,比较了模型仿真和测试结果,证明了模型建立的有效性.【期刊名称】《华东交通大学学报》【年(卷),期】2012(029)003【总页数】4页(P88-91)【关键词】变流器;差模干扰;建模【作者】袁义生;闫勋【作者单位】华东交通大学电气学院,江西南昌,330013;华东交通大学电气学院,江西南昌,330013【正文语种】中文【中图分类】TM46电力电子电路因为工作在高频开关状态，迅速变化的du/dt和di/dt在电路中产生了很大的电磁干扰（electronic-magneticdisturbance，EMI），并传播到其电源侧（通常是电网或电池）或者负载侧而影响它们的工作。
超导磁储能系统电压源型变流器电磁干扰分析
超导磁储能系统电压源型变流器电磁干扰分析超导磁储能系统电压源型变流器电磁干扰分析引言：随着能源安全和环境保护问题的日益突出，对于储能技术的需求不断增加。
超导磁储能系统作为一种新兴的储能技术，具有高能量密度、高效率、长寿命等优点，被广泛应用于电力系统中。
然而，超导磁储能系统在运行过程中，由于其高频开关功率电子设备的使用，会产生大量的电磁干扰，给电力系统和其他电子设备带来不利的影响。
因此，对于超导磁储能系统电压源型变流器的电磁干扰进行深入分析，对于提高系统的可靠性和稳定性具有重要意义。
一、超导磁储能系统电压源型变流器的工作原理超导磁储能系统电压源型变流器是超导磁储能系统中的核心组成部分，主要由电源、IGBT开关、滤波电容器等构成。
其工作原理是将直流电源通过IGBT开关进行开关调制，形成负载所需要的交流电。
超导磁储能系统具有快速响应、高效率和高频工作等特点，但同时也会产生较强的电磁干扰。
二、电磁干扰的来源及影响1.开关功率电子器件：超导磁储能系统中的IGBT开关等功率电子器件在开关过程中会引起电流和电压的变化，产生高频干扰。
2.电力系统电源：电力系统电源中的谐波和间谐波会通过超导磁储能系统的电源输入端进入系统，造成电磁干扰。
3.线路互耦效应：超导磁储能系统电源输入端的电路线路与其他电力系统线路之间存在互耦效应，会导致电磁干扰的扩散和传播。
电磁干扰对于超导磁储能系统以及周围其他电子设备的影响主要包括：降低系统的可靠性和稳定性，使系统的噪声增大，引起其他电子设备的故障等。
三、电磁干扰的分析方法1.传导电磁干扰分析：通过分析超导磁储能系统中的电路结构和布线情况，利用传导电磁干扰的理论和模型进行分析，确定传导路径和耦合方式，找出电磁干扰的主要来源和路径。
2.辐射电磁干扰分析：通过分析超导磁储能系统的辐射特性，包括辐射源的频率和辐射模式，利用辐射电磁干扰的理论和模型进行分析，确定电磁干扰的辐射路径和辐射模式。
四、电磁干扰的抑制方法1.滤波器设计：通过在超导磁储能系统中合理设计滤波器，对电磁干扰进行消除或衰减，降低其对系统和周围设备的影响。
基于虚拟测试技术的变压器磁通耦合分析研究
基于虚拟测试技术的变压器磁通耦合分析研究引言：在电力系统中，变压器作为重要的电力设备之一，承担着电能的变换和传输的关键任务。
为了保证变压器的可靠运行和提高其传输效率，对其磁通耦合特性进行研究和分析具有重要意义。
本文将通过引入虚拟测试技术，对变压器的磁通耦合进行深入探讨。
1. 虚拟测试技术在电力系统中的应用随着计算机技术的发展，虚拟测试技术在电力系统中得到了广泛应用。
传统的实体测试需要花费大量的时间和金钱，而虚拟测试技术通过利用计算机仿真技术，可以模拟真实场景中的各种现象和特性。
虚拟测试技术具有时间和空间的灵活性，可以高效地进行各种测试和分析，对电力系统的设计和优化起到了重要的推动作用。
2. 变压器磁通耦合分析的重要性变压器的磁通耦合是指主、副绕组之间磁通的相互影响。
磁通耦合的大小直接影响变压器的传输效率和损耗。
因此，对变压器的磁通耦合进行详细分析，有助于优化变压器的设计和运行参数，提高其传输效率和节约能源。
3. 虚拟测试技术在变压器磁通耦合分析中的应用虚拟测试技术在变压器磁通耦合分析中的应用主要包括以下几个方面：3.1 建立变压器的电磁模型通过利用虚拟测试技术，可以建立变压器的电磁模型。
这个模型可以模拟变压器在不同工况下的电磁场分布和磁通耦合情况。
通过对模型进行仿真分析，可以得到变压器不同工况下的磁通耦合系数。
这将为进一步优化变压器的设计和运行参数提供参考。
3.2 优化变压器的设计参数通过虚拟测试技术，可以对变压器的设计参数进行优化。
变压器的设计参数包括主绕组和副绕组的匝数、铁心截面积等。
通过对设计参数进行调整和优化，可以最大程度地减小变压器的磁通耦合，并提高传输效率。
3.3 分析不同故障状况下的磁通耦合虚拟测试技术还可以模拟不同故障状况下的变压器磁通耦合特性。
例如，当变压器出现短路故障时，主绕组和副绕组之间的磁通耦合会发生变化。
通过模拟分析，可以得到不同故障状况下的磁通耦合系数，为变压器故障诊断和保护提供依据。
变电站电磁干扰及电磁兼容论文整理版
变电站综合自动化结课论文变电站的电磁干扰及电磁兼容引言电力系统作为一个强大的电磁干扰源，在运行时会产生各种电磁干扰。
各种以微电子和计算机技术为基础的二次设备（例如继电保护、远动、通信设备等）是干扰的敏感者，极易受到干扰影响而出现误动、程序运行异常等非正常工作状态，甚至造成元器件或者设备的损坏。
随着智能电子设备、就地化智能终端和保护、高频率低电压微处理器、非常规互感器等新技术的采用，电力系统二次设备的抗干扰性能将面临更大的挑战。
变电站综合自动化系统，是利用多台微机和大规模集成电路组成的自动化系统，代表常规的测量和监视仪表，代替常规控制屏、中央信号系统和远动屏，用微机保护代替常规的继电保护屏，改变常规的继电保护装置不能与外界通信的缺陷。
因此，变电站综合自动化是自动化技术、计算机技术和通信技术等高科技在变电站领域的综合应用。
变电站综合自动化系统具有功能综合化、结构微机化、操作监视屏幕化、运行管理智能化等特征。
变电站在电力系统中，是一次设备和二次设备最集中的场所。
系统运行方式的变化、开关的动作、雷电流的出现以及二次回路电缆间的电磁耦合都会对二次回路产生干扰。
因此，变电站是电力系统电磁干扰和电磁兼容性问题的主要研究对象。
本文将从电磁干扰源、电磁干扰危害以及防电磁干扰的措施三个方面对变电站电磁兼容问题做一定的阐述。
一、电磁干扰源分析变电站综合自动化系统的电磁干扰源有外部干扰和内部干扰两方面。
内部干扰是由自动化系统结构、元件布置和生产工艺等决定。
外部干扰源主要有交、直流回路开关操作、扰动性负荷(非线性负荷、波动性负荷)短路故障、大气过压(雷电)、静电、无线电干扰和和电磁脉冲等。
变电站中一次回路的任何暂态过程都会通过不同的耦合途径传入二次回路形成电磁干扰，二次回路本身也会产生干扰。
二次回路中的设备主要包括继电保护、控制、信号、通信和监测等仪器仪表。
它们都属于弱电装置，耐压能力与抗干扰能力较弱。
因此，不加防范就会干扰二次设备的正常工作，严重时会造成二次设备绝缘击穿损坏，形成永久性故障。
低温型风力发电用变流器的电磁干扰分析
低温型风力发电用变流器的电磁干扰分析一、引言随着可再生能源的迅猛发展，风力发电作为一种清洁的能源形式受到越来越多的重视。
低温型风力发电用变流器作为风力发电系统的关键设备之一，其电磁兼容性问题日益凸显。
在低温环境下，变流器会产生电磁干扰，可能对周围的电子设备和通信系统造成不利影响。
因此，对于低温型风力发电用变流器的电磁干扰问题进行深入研究和分析，对保障系统的可靠性和安全性具有重要意义。
二、低温型风力发电用变流器的工作原理低温型风力发电用变流器是将风力发电机产生的交流电转换为直流电，再通过逆变器将直流电转换为交流电，并通过电网进行输送。
变流器主要由整流器、逆变器和控制系统组成，其中整流器将交流电转换为直流电，逆变器将直流电再次转换为交流电。
此过程中，变流器产生的电磁干扰可能会对发电机和通信系统造成不良影响。
三、低温环境下的电磁干扰分析1. 变流器的温度特性在低温环境下，变流器的工作温度降低，导致其散热能力下降，可能对电子元器件的性能产生不利影响。
特别是功率半导体器件，其导通和关断特性会受到温度的影响，可能导致电流和电压的波形失真，进而影响电磁干扰。
2. 电磁辐射干扰变流器在工作中会产生高频电磁波，这些电磁波可能通过导线和空气传播，对周围的电子设备和通信系统产生干扰。
电磁辐射干扰的主要来源有两个方面：一是变流器内部的高频开关电路，二是电源线和逆变器之间的高频回路。
3. 电磁传导干扰除了电磁辐射干扰外，变流器还可能通过电源线传导电磁干扰信号，影响到其他设备的正常工作。
这种干扰主要是由于变流器的工作过程中，产生了高频噪声信号，通过电源线传导到其他设备上。
四、低温型风力发电用变流器电磁干扰的解决方法1. 指导性标准和技术规范制定相应的指导性标准和技术规范是解决低温型风力发电用变流器电磁干扰问题的重要手段。
标准和规范可以规范变流器的设计和生产过程，提高其电磁兼容性，减少电磁干扰的发生。
2. 优化变流器的设计在变流器的设计过程中，合理选择电子元器件和滤波器是减少电磁干扰的关键。
高原地区风力发电用变流器的电磁兼容性研究与优化
高原地区风力发电用变流器的电磁兼容性研究与优化随着可再生能源技术的发展和应用，风力发电已经成为一种重要的清洁能源形式。
高原地区因其海拔较高、气温较低等特点，对于风力发电系统的电磁兼容性提出了更高的要求。
本文将围绕高原地区风力发电用变流器的电磁兼容性进行研究和优化。
在高原地区，气压、气温、湿度等因素都会发生变化，这些因素可能对风力发电系统中的变流器产生干扰。
首先，我们需要了解高原地区的气候环境与变流器之间的关系，明确变流器在不同气候条件下的电磁兼容性需求。
然后，通过实验和模拟等方法，研究变流器在不同条件下的电磁干扰源、辐射场强度等参数，为后续的优化工作提供依据。
在研究的过程中，我们可以借鉴其他领域对电磁兼容性的研究成果，如电气化铁路、航空航天等领域，这些领域中的技术和经验对于解决高原地区风力发电系统的电磁兼容性问题可能具有借鉴意义。
同时，我们还需要考虑到高原地区特殊的电磁环境，如雷电活跃、大气中电离层辐射等因素，这些因素可能对风力发电系统中的变流器产生潜在的干扰。
在确定了变流器在不同气候条件下的电磁兼容性需求之后，我们可以着手对系统进行优化。
首先，可以通过改进电磁屏蔽结构和材料，减少变流器的辐射干扰。
在设计变流器的过程中，选择符合高标准的电磁兼容性要求的元器件和材料，降低系统的电磁辐射水平。
此外，我们还可以采用提前规划的布线和地线设计，避免或减小变流器与其他设备之间的电磁干扰。
另外，我们还可以通过电磁兼容性测试、仿真和优化等方法，对变流器进行综合评估。
通过实际应用场景中的仿真实验，可以评估变流器在庞大地区环境中的电磁兼容性性能。
对于不满足要求的情况，我们可以对变流器的设计进行调整和优化，以提高其电磁兼容性。
这些测试和优化工作可以为风力发电系统的设计和运行提供指导，同时也为推动高原地区的可再生能源发展做出贡献。
值得注意的是，高原地区风力发电用变流器的电磁兼容性研究和优化不仅仅是一个技术问题，还涉及到相关政策和标准的制定。
逆变器的电磁干扰及其干扰模型研究
关 键词 ： 逆 变器 ；有 限元法 ：有 限元模 型 ；电磁干 扰； 电磁辐射
西安理 工大学硕士 学位论 文
Ｔｉｔ！ｅ： ＲＥＳＥＡＲＣＨ ＯＮ ＴＨＥ ＥＬＥＣＴＲＯＭＡＧＮＥＴｌＣ ｌＮＴＥＲＦＥＲＥＮＣＥ
（ＥＭ Ｉ） ＡＮＡＩ－ Ｙ ＳＩＳ ＡＮＯ ＥＭ ！ Ｍ ＯＯＥＬ Ｏ Ｆ ＴＨＥ ＩＮＶＥＲＴＥＲ
较大的ｄｉ／ｄｔ的电流环路也是一个辐射源，将对空间产生辐射电磁场。在大功率驱动系统
中，可达 ＺｋＡ／拼５，３０ｎＨ的杂散电感就可以激励 印ｖ的电压干扰． 口） 电 力 电子装置的高频化，开关变换电路的开关频率一般为几十ｋＨｚ到上百ｋＨｚ，现
在甚至更高，会引起强大的传导型及辐射型电磁干扰。 电力 电 子 装置中的电磁干扰按照传播途径可以分为两类，一种是传导干扰，另外一种
客观 事 实 使人们认识到电磁干扰的严重危害，为了保障电子系统和设备的正常工作，
必须研究、分析预测干扰，限制人为干扰强度，研究抑制电磁干扰的有效技术手段，提高
抗干扰能力，并进行合理的设计等，以使共同环境中的系统和设备能执行各自的正常功能。
ＬＺ电力电子装置引入的电磁干扰
电力 电 子 装置作为电源与控制设备，由于其进行电能变换时的高效率而在许多行业 得到了广泛的应用，如电力系统的高压直流输电、有源滤波、超导储能，交流电机的变频 调速，广播、通信、宇航、卫星用的电源，各种工业动力设备、医疗仪器、家用电器的电 源等都要用到电力电子装置。据估计，工业生产中 ７０％的电能都通过电力电子装置变换 后才能使用。在电力电子设备为人类生产、生活带来巨大便利的同时，因其按开关工作方 式，使它的电磁兼容性能受到挑战。由于电力电子装置换流过程中产生前后沿很陡的脉冲
学位论文，可以将学位论文的全部或部分内容编人有关数据库进行检索；２ ） 为教学和
论文-交直交变流器的电磁兼容性的研究参考模板
交直交变流器电磁兼容性的研究摘要改善能源结构，发展新的可再生性能源，减轻对环境污染，提高电能的质量，已成为我国能源工业关注的一个热点。
风力发电技术以安全可靠、无污染、不需消耗燃料、建设周期短、规模大小灵活以及可并网运行等特点，在能源产业、电力产业中异军突起。
风电系统中由于大量的使用电力电子装置，不可避免的会给系统引入电磁兼容性问题，并对系统造成严重影响，这种影响随着系统功率的增大而变得日趋严重。
本文以MW级变速恒频双馈风力发电系统用交直交变流器作为研究对象，分析了变流器系统的主要的干扰源、干扰耦合路径及敏感设备，对变流器进行了电磁兼容性设计。
这些设计包括：1.网侧变流器输入端电源线EMI滤波器和转子侧变流器输出端EMI滤波器设计。
2.硬件和软件方面对变流器控制系统进行了抗干扰分析，及长线传输过电压问题，利用传输线理论分析了长线传输时过电压产生的机理。
3.在分析雷电产生机理的基础上，依据现有的防雷标准对风电系统防雷进行分区，给出系统主要部件浪涌保护设计方法，为风机变流器选择了电源线和信号线浪涌保护器。
关键词交直交变流器；电磁兼容EMI；滤波器；控制系统；浪涌保护I / 69Electromagnetic Compatibility Design Of AC/DC/ACConverterAbstractIt is a focus of attention of the world energy industry for improving the energy structure, utilization of renewable energy, reducing environmental pollution and improving power quality. Wind energy is A new force suddenly rises in energy sources and power industry for its characteristic of safety, credibility, no pollution, no expending fuel, short construction period, small scale, combines the net to run and so on. Due to a mass of power electronic equipments are used in wind power system, it is inescapable introduce electromagnetic compatibility issues, and make serious influence to the system, furthermore, it becomes graveness as the system power increase.The paper is aimed to the study of AC/DC/AC converter used in MW grade variable-speed constant-frequence doubly-fed wind-energy generation system. It analyses the origin, propagation path and susceptivity equipment of EMI noise in converter system firstly, then gives the electromagnetic compatibility design of the converter, these design include:1EMI filter for power line noise design of grid-side converter and common mode noise EMI filter design of rotor-side converter.2. the hardware on the converter control system is anti-jamming design, long-term transmission over-voltage problem, the use of long transmission line theory to analyze the transmission mechanism of Overvoltage. 3. in the analysis, based on the mechanism of lightning, lightning protection standards based on the existing lightning protection of wind power system partition, the system main components are given Surge protection design for the chosen fan converter power line and signal line surge protector.Keywords AC-DC converter; EMC EMI; Filter; Control System; Surge Protection目录摘要 (I)Abstract (II)第1章绪论 (1)1.1 课题背景 (1)1.2 电力电子系统电磁兼容(EMC)及其研究现状 (1)1.3 风力发电用变流器的EMC问题 (2)1.4 本文的主要内容 (3)第2章风力发电用变流器系统EMC分析 (5)2.1 引言 (5)2.2 变流器系统的主要干扰源及耦合路径 (5)2.2.1 功率器件开关产生的高du/dt及di/dt (5)2.2.2 雷电干扰 (5)2.2.3 电网干扰 (6)2.2.4 强电干扰 (6)2.2.5 主要的干扰耦合路径 (6)2.3 变流器输入端传导电磁干扰分析 (7)2.4 变流器输出端传导电磁干扰分析 (8)2.4.1 差模传导干扰 (8)2.4.2 谐波分析 (8)2.4.3 长线传输时过电压分析 (9)2.4.4 轴电压及轴承电流 (9)2.5 本章小结 (11)第3章基于EMI滤波器的变流器传导干扰抑制 (12)3.1 引言 (12)3.2 网侧变流器电源线EMI滤波器的基本原理及其设计 (12)3.2.1 电源线滤波器的基本原理及其设计 (12)3.2.2 EM I电源滤波器的主要性能指标 (14)3.2.3 EMI滤波器的漏电流 (15)3.2.4 电源EMI滤波器选择与安装 (16)3.3 电机侧变流器EMI滤波器设计 (17)3.3.1 无源EMI滤波器设计 (17)3.3.2 共模电感设计 (17)3.3.3 磁芯选材 (18)3.3.4 设计考虑 (19)3.4 本章小结 (19)第4章变流器控制系统抗干扰及长线传输 (20)4.1 引言 (20)4.2 变流器控制系统构成及干扰源分析 (20)4.2.1 变流器控制系统构成 (20)4.2.2 控制系统主要的干扰源 (20)4.3 变流器控制系统抗干扰设计 (21)4.3.1 硬件抗干扰设计 (21)4.3.2 软件抗干扰设计 (23)4.4 长线驱动时发电机转子侧过电压分析 (24)4.4.1 长线驱动引起的过电压分析 (24)4.4.2 上升时间对过电压的影响 (25)4.4.3 抑制网络设计 (26)4.4.4 抑制网络与PWM输出滤波器的比较 (26)4.5 本章小结 (27)第5章变流器雷击浪涌保护设计 (28)5.1 引言 (28)5.2 雷电及其对风电系统的危害 (28)5.2.1 雷电及其表现形式 (28)5.2.2 雷电对风电系统的危害 (28)5.3 变流器雷击浪涌保护设计 (29)5.3.1 交流器雷击浪涌保护等级确定 (29)5.3.2 浪涌保护器件 (30)5.3.3 变流器浪涌保护设计 (31)5.4 本章小结 (34)结论 (35)致谢 (36)参考文献 (37)附录 (38)第1章绪论1.1课题背景在世界经济快速发展和激烈竞争的今天，新能源发电尤其是风力发电技术日趋受到西方各国的普遍重视。
变流器中IGBT驱动器的共模干扰影响因素研究
变流器中IGBT驱动器的共模干扰影响因素研究付炜亮;田松亚;勾容;武朝龙【摘要】对逆变桥臂中IGBT的Uce电压跳变所引起的共模干扰对驱动器的影响因素进行了分析和验证.建立了含有IGBT驱动器寄生电容的逆变侧共模回路等效模型,推导了流经IGBT驱动器中的共模电流与dUce/dt及驱动器原、副边寄生电容的影响关系方程.设计了一款寄生电容很小的驱动器进行了实验验证,结果与理论分析相吻合.提出的共模电流等效模型和实验结果对大功率变流器中IGBT驱动器的抗干扰及可靠性设计有一定的指导意义.%The common-mode interference factors to IGBT driver caused by the Uce voltage jumping of IGBT in one inverter bridge was analyzed and tested. The main path included parasitic capacitance of IGBT driver and equivalent circuit of common-mode current was put forward for one phase arm. The equation of common-mode current through the IGBT driver was derived,which was influenced by the dUce/dt and parasitic capacitance of IGBT driver. The results coincide with theoretical analysis after the experimental test by using a lower parasitic capacitance IGBT driver. The common-mode current equivalent model and the experimental results have direct significance to the anti-interference and reliability design of high-power inverter IGBT driver.【期刊名称】《电气传动》【年(卷),期】2017(047)003【总页数】6页(P37-42)【关键词】变流器;IGBT驱动器;共模电流;驱动变压器;寄生电容【作者】付炜亮;田松亚;勾容;武朝龙【作者单位】江苏联合职业技术学院常州技师分院,江苏常州 213022;河海大学机电学院,江苏常州 213022;江苏联合职业技术学院常州技师分院,江苏常州 213022;边防学院教研部,陕西西安 710108【正文语种】中文【中图分类】TM464基于脉宽调制技术（PWM）的电压源逆变器是现代工业应用中大功率调速系统的标准解决方案，为实现高效运行，通常采用具有快速通断能力的半导体开关器件（如IGBT）［1］。
牵引变流器的电磁兼容分析
牵引变流器的电磁兼容分析摘要：作为大功率电压和电流转换装置，牵引变流器在整个电力机车系统中起着非常重要的作用。
同时，由牵引变流器引起的一系列电磁兼容性问题作为电力机车电磁干扰的主要来源而受到越来越多的关注。
在本文中，我们集中研究牵引变流器系统的电磁兼容性。
关键词：牵引变流器；电磁兼容；分析前言：目前，我国的铁路牵引技术已基本从直流驱动发展为交流驱动。
由于交流驱动的电力机车配备有大功率牵引变流器装置，因此这些装置包括大功率开关装置。
将高压转换成大电流时，开关频率非常高。
因此，当牵引变流器系统输出电流时，不可避免地会产生大的谐波。
如果此时的机车电磁兼容性不佳，即屏蔽，滤波或接地不良，将导致严重的外部电磁干扰。
一、牵引变流器的电磁兼容性及基本原理（一）牵引变流器的电磁兼容目前，我国的铁路牵引技术普遍采用交流传动，交流传动电力机车的牵引变电站设备配备有大功率开关装置。
这些高功率开关器件以较高的频率执行高电流和高电压开关。
因此，牵引转换器输出的电流不可避免地具有谐波。
电力机车的屏蔽，滤波和接地能力不足会导致电磁骚扰。
1.电磁兼容的基本概念电磁兼容性（EMC）指使用特定的方法来使同一电磁环境中的不同电子和电气设备正常运行，而不会干扰其他设备的正常运行。
一般来说，电磁兼容性涉及两个主要部分：电磁干扰和电磁抗扰度。
电磁干扰（EMI）是由带有电压和电流的传导或电磁场引起的电磁现象，会降低某个装置，设备或系统的性能，或对生物或物质产生不利影响。
电磁抗扰度（EMS）指特定环境中的设备或系统在正常运行期间承受响应标准和相应规定之内的电磁能量干扰的能力。
1.牵引变流器的电磁干扰牵引变流器引发的电磁干扰主要包括：1.牵引变流器功率开关设备的高频开关操作会产生较高的dI /dt和dv/dt，但实际的主电路和驱动电路均具有分布的电感和分布的电容。
dv /dt会在电容器中产生较大的充电和放电电流，从而在电气系统中造成严重的电磁干扰。
变电站瞬态电磁场对屏蔽电缆的电磁耦合问题分析
变电站瞬态电磁场对屏蔽电缆的电磁耦合问题分析摘要：浅析变电站内瞬态电磁场环境下的电磁耦合问题，为站内二次电缆设备的抗电磁干扰保护，提供了有利的理论参考意义和实用价值。
因此，用传输线的理论来结合矩量法，采用场线耦合的理论进而计算出站内开关操作时所产生的电磁场，以及此电磁场对变电站内屏蔽电缆的电磁干扰情况。
将此方法用在500kV的开关操作时，在屏蔽层不同接地方式的屏蔽电缆上所产生的电磁干扰数值预测，得到了一些正确的结论，也为电力系统中变电站的工程应用方面提供了有益的理论依据。
关键词：变电站瞬态电磁场；屏蔽电缆；电磁耦合Abstract: The paper analyses the transient electromagnetic field in the transformer substation in the environment of electromagnetic coupling problem, standing in for the second cable equipment anti-electromagnetism interference protection, has provided the favorable theory reference meaning and practical value. Therefore, with the transmission lines to the theory of matrix combination, the field lines coupling theory and calculation in pits switch operation which electromagnetic fields, and the electromagnetic field in the substation of cable shielding electromagnetic interference. The method is used in 500 kV switch when operating, in the shield shielded cable grounding method of different effects of the electromagnetic interference numerical prediction, got some the correct conclusion, also for the power system in the transformer substation project application provides the useful theory basis.Keywords: Substation transient electromagnetic fields; Shield cable; Electromagnetic coupling分析变电站内瞬态电磁场屏蔽电缆的电磁耦合问题，为变电站在工程应用方面提供了一些理论指导的依据。
Boost变流器传导电磁干扰的近场耦合模型
第45卷第11期2011年11月浙 江 大 学 学 报(工学版)Journal of Zhejiang U niver sity (Eng ineering Science)Vol.45No.11Nov.2011收稿日期:2010-05-16.浙江大学学报(工学版)网址:w w w.journals.z /eng基金项目:国家自然科学基金资助项目(50807047);浙江省自然科学基金资助项目(Y1110120);中央高校基本科研业务费专项资助项目(2009QNA4013).作者简介:黄华高(1977-),男,博士生,从事电力电子电磁兼容研究E -mail:emc@通信联系人:钱照明,男,教授,博导.E -mail:qian@z DOI:10.3785/j.issn.1008-973X.2011.11.024Boost 变流器传导电磁干扰的近场耦合模型黄华高,陈 玮,陈恒林,钱照明(浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027)摘 要:为了准确地分析功率变流器的无源元件相互之间的近场电磁耦合对变流器的电磁干扰的影响,以典型的Boo st PFC 变流器为实例,对包括磁场耦合和电场耦合的近场耦合效应进行研究和建模.基于阻抗-频率特性测量,建立Bo ost 电感和电容的等效电路模型.在此基础上,采用场仿真的方法,通过A nsoft H FSS 软件仿真获得的Z 参数与Y 参数,提取出各互感参数和寄生电容参数来反映磁场耦合和电场耦合,分别建立相应的磁场耦合与电场耦合模型,进而得到完整的近场耦合模型.通过对比仿真与实验测量的电压增益,验证了该模型的正确性和实用性.研究结果表明,磁场耦合比电场耦合对差模传导噪声的影响大.关键词:功率变流器;传导电磁干扰;近场耦合;差模噪声中图分类号:T M 132 文献标志码:A 文章编号:1008-973X (2011)11-2031-07Model of near -field coupling of conducted electromagneticinterference from Boost converterH UA NG H ua -gao,CHEN Wei,CH EN Heng -lin,QIAN Zhao -ming(College of E lectr ical Engineer ing ,Zhej iang Univer sity ,H angz hou,310027,China)Abstract:Near field couplings betw een passive co mponents in a typical Boo st PFC conv erter w ere analyzed and modeled to evaluate its sig nificant effects on EMI noise.T he equiv alent circuit models of Boost inducto r and capacitor w ere developed accor ding to the measured impedance character istic curves.Anso ft H FSSsoftw ar e w as adopted as the too l for field sim ulation.The mutual inductances w ere ex tracted to estimate in -ductive co upling s using Z param eters w hile parasitic capacitances w ere calculated by Y par am eters to r epre -sent capacitive couplings .T he magnetic coupling model and the electr ic coupling m odel w er e obtained re -spectively.The complete m odel of near field couplings w as established then and v erified by comparison of simulated and m easured voltage g ains.T he analytical results also indicate that mag netic couplings have more significant effects on conducted differentia-l mo de noise than that o f electr ic couplings.Key words:pow er converter;conducted electrom agnetic interference;near -field coupling;differ entia-l mode no ise功率变流器中无源元件之间的近场耦合效应对功率变流器的电磁干扰(electromag netic inter fer -ence,EM I)具有十分严重的影响.其中,寄生参数对于功率变流器EM I 性能的影响已有一些论述[1-6],而元件相互间的耦合对EM I 滤波器的性能也有显著的影响[7-10].Wang 等[8]分析3种控制元件寄生耦合的途径,提出一种减少电容器寄生参数的新方法.首度利用S 参数描述了EM I 滤波器的特性,并基于网络分析原理,利用S 参数来提取EM I 滤波器中存在的寄生耦合参数[9].此前,笔者对Boost 电感进行了建模并且通过Max w ell 3D 软件分析磁场耦合对于差模传导噪声的影响[10].本文分析Boost PFC 变流器的功率电路.建立了Bo ost 电感L Boost 与电容C in 的高频模型.通过由Ansoft H FSS 软件获得的二端口网络Z 参数分析磁场耦合,建立磁场耦合模型,并对比了测量与仿真电压增益.再通过Y 参数提取出寄生电容,对电场耦合建模.最后,提出了完整的近场耦合模型,在此基础上,讨论了电场耦合和磁场耦合对于差模传导噪声的影响.1 Boost PFC 的功率电路分析典型的Boost PFC 变流器功率主电路如图1所示,工作在临界断续导通模式.Bo ost 电感L Boost 是电路中主要的磁场源,而节点n 1是电路中主要的电场源.此外,对于磁场耦合而言,存在2个高频电流环路:环路1(Loop 1)与环路2(Loo p 2).在断续导通模式下,电路中不存在反向恢复电流,因此本文的分析集中于环路1.图1 典型Boost PFC 变流器的功率电路部分F ig.1 T he pow er stag e of ty pical Bo ost PF C2 Boost 电感L Boos t 与电容C in 建模2.1 Boost 电感L B oost 建模由于Bo ost 电感存在寄生电容与电阻,因此实际的高频电感模型是一个复杂的RL C 网络[11],如图2所示.图中L 表示每匝线圈的电感量,R 表示磁芯损耗,C 表示两相邻线圈之间的线间电容,其余的线间电容忽略不计.图2 电感模型F ig.2 T he model of inducto r该模型过于复杂,应用性不强.因此需要建立一个更为简单的电感模型.如图3所示为0 1~30M H z 范围内电感的阻抗特性曲线,横坐标f 为频率,纵坐标Z 为阻抗,该曲线由网络分析仪H P4195A 测得.图3 测量所得电感阻抗特性曲线Fig.3 M easured impedance o f inductor由于电感阻抗特性曲线在f 1与f 3处有2个尖峰,用如图4所示的2个并联RL C 单元模型描述该频段内的电感特性.图4 简化电感模型Fig.4 Simplified mo del of inducto r第1个尖峰由L 1与C 1之间的并联谐振引起.由H P4195A 测量可得,L 1=215 616 H ,C 1=34 4475pF.R 1为频率f 1时的阻抗值,故R 1=41 4827k .由于f 2远高于f 1,因此第2个尖峰主要由C 2与L 2之间的谐振引起,R 2=3 164k .根据图4可得电感的阻抗表达式如下:Z L =11R 1+j C 1+1j L 1+11R 2+j C 2+1j L 2(1)式中:有2个未知参数,L 2与C 2.为此,在图3中选择2个点对L 2与C 2进行计算,一个点是f 2,另一个点是f 3.该2点满足以下方程式:|Z L |f =5.988MHz =11R 1+j2 f C 1+1j2 f L 1+11R 2+j2 f C 2+1j2 f L 2=301|Z L |f =8.677MHz =11R 1+j2 f C 1+1j2 f L 1+11R 2+j2 f C 2+1j2 f L 2=3.164k (2)可解得L 2=12 6 H ,C 2=28 74pF.2032浙 江 大 学 学 报(工学版) 第45卷如图5所示为仿真所得Boost 电感阻抗特性幅频曲线与相频特性曲线,其与图3中的曲线吻合得很好.纵坐标 为相角.图5 仿真所得阻抗特性曲线F ig.5 Simulated impedance of induct or2.2 电容C in 建模如图6所示为电容的高频模型等效电路.等效串联电阻(R ESR )与等效串联电感(L ES L )均可由H P4195A 测量得到:C in =1 58 F,L ESL =15 3nH ,R ES R =18 1m.图6 电容模型Fig.6 M odel o f ca pacito r3 磁场耦合建模为了减小电场耦合的影响,未给功率开关安装散热器.根据图1,对差模噪声耦合产生影响的电路元件主要是电容C in 与电感L Boost ,因此,差模噪声的等效电路可由如图7所示中的二端口网络表示,图中考虑电容的高频模型与电感的高频模型,但并未考虑磁场耦合.L p1与L p2为PCB 环路寄生电感,使用Ansoft Q3D 软件抽取得到L p 1=60nH ,L p2=30nH.V n 为噪声源,V o 为输出电压.如图8所示为根据图7仿真得到的电路电压增益,纵坐标G 为增益.与图14(a)和图14(c)的测量结果比较,可看出测量和仿真曲线间有明显差异,这是由磁场耦合引起的.图7 未考虑磁场耦合的差模噪声网络F ig.7 D M noise circuit w ithout co nsidering mag neticco upling s图8 电路电压增益仿真结果Fig.8 Simulated vo ltag e gains3.1 磁场耦合模型如图9所示为考虑磁场耦合的电路模型.M 11与M 12分别为电感L 1与电容间的互感,电感L 2与电容间的互感.M 21与M 22分别为电感L 1与L p 2之间的互感,电感L 2与L p2之间的互感.M 3为L p1与L p 2之间的互感.M 4为L p1与电容之间的互感.L p2和L ES L 之间的互感因为值相比其他互感非常小,影响甚微,为分析简便计,在此忽略.图9 考虑磁场耦合的差模噪声等效电路模型F ig.9 Equiv alent cir cuit of DM no ise considering themag netic co upling s根据互感表达式有M 11=k 11L 1 L ESL 、M 12=k 12L 1 L ES L ,其中k 11和k 12分别为L 1、L 2与电容器L ESL 的耦合系数,在处理时可以近似认为它们相同,即有k 11=k 12.M 21和M 22与此类似.据此,M 11、M 12与M 21、M 22应满足以下方程.其中,M 1为电感与电容之间的总互感,M 2为电感与L p2之间的总互感.2033第11期黄华高,等:Boost 变流器传导电磁干扰的近场耦合模型M 1=M 11+M 12,M 11M 12=L 1L 2;(3)M 2=M 21+M 22,M 21M 22=L 1L 2.(4)此外,根据电感中电流方向的不同,电路中存在正耦合与负耦合,如图10所示.图10 电感与电容之间的磁场耦合Fig.10 M angetic couplings between inducto r and capacitor3.2 互感估算如何获取互感是磁场耦合建模的关键.在本节中,利用Z 参数进行互感的计算.由于计算过程类似,在此只详述M 1的计算.为了得到M 1,需要确定与漏感耦合的电容环路.如图11所示为薄膜电容的结构图.注意到电容的交叠处主要为电容的金属电极,电容耦合环路即为图11(b)中的阴影部分,面积为A =w h .如图12所示为H FSS 软件中的电容模型与等效电路.根据二端口网络Z参数的定义,该等效电路的Z 参数表达式如下:图11 电容磁场耦合环路F ig.11 Capacit orloo p coupling magnetic field图12 HFSS 中电容模型与等效电路F ig.12 M odel in H FSS and its equivalent cir cuitZ 11=V 1i 1i 2=0=j L Z 12=V 1i 2i 1=0=j M 1Z 21=V 2i 1i 2=0=j M 1Z 22=V 2i 2i 1=0=j L p.(5)注意到M 1可由Z 12或Z 21计算得到.M 1在4个频率点的值在如表1所示中给出,其中忽略了Z 12的实部.表1 通过Z 12计算M 1的值T ab.1 Values of M 1f /M H zZ 12(Z 21)/ M 1/nH 1j0 199231 704j0 781231 087j1 565035 5810j2 190134 86以上M 1值的算术平均值被用作最终的M 1值:M 1=31.7+31.08+35.58+34.864=33.305nH .(6)由式(3)可得,M 11=26 82nH ,M 12=6 48nH.其他的互感值在表2中给出.表2 电路模型中的互感参数T ab.2 M utual inductanes in cir cuit M 2/nHM 21M 22M 3/nH 正耦合负耦合M 4/nH 正耦合负耦合4 1581 005-0 130 420 93-1 96由以上分析,得到考虑磁场耦合的电路模型如图13所示.如图14所示为测量曲线与仿真曲线的对比.由图中可知两者吻合得很好,由此证明了模型的精确性.4 电场耦合建模功率变流器中除了存在磁场耦合,还存在电场耦合.为了减小磁场耦合的影响,移除了图1中的PFC 电感.所有的PCB 导线均布于底层,MOSFET 紧贴散热片.等效电路如图15所示,C m 为M OS -FET 与散热片之间的寄生电容,C p1为连接节点n 1与散热片的PCB 导线寄生电容,C p2为连接节点n 2与散热片的PCB 导线寄生电容.C p3、C p4、C p5为图15中两PCB 导线之间的寄生电容.如图16所示为考虑电场耦合的等效电路模型2034浙 江 大 学 学 报(工学版)第45卷图13 考虑磁场耦合的电路模型Fig.13 Circuit model considering the mag net ic co uplings(电感已去除).寄生电容C m可直接测得,C m= 30 29pF.其余寄生电容可由Y参数 型网络计算得到.在图17中,C p3、C p4、C p5组成了一个 型网络.类似的,C p3、C p1、C p2组成了另一个 型网络.此处详述C p3、C p4、C p5的计算过程,C p1、C p2则直接给出.根据图17, 型网络的Y参数表达式如下:Y11=I1V n V=0=Y A+Y B=j (C p3+C p5) Y12=I1V0Vn=0=-Y B=-j C p3Y21=I2V n V==-Y B=-j C p3Y22=I2V0Vn=0=Y B+Y C=j (C p3+C p4)(7)C p3可由Y12计算得到,C p5和C p4可分别由Y11与Y22计算得到.如图18所示为H FSS中电场耦合的模型.由于磁场正耦合与磁场负耦合的PCB布局十分相似,故在此仅考虑磁场正耦合情况.仿真所得Y参数模型在表3中给出.Y参数的图14 测量与仿真所得电压增益F ig.14 M easur ed and simulated v olt age g ain图15 考虑电场耦合的电路模型F ig.15 Cir cuit model consider ing the electr ic couplings实部被忽略.2035第11期黄华高,等:Boost变流器传导电磁干扰的近场耦合模型图16 考虑电场耦合的等效电路F ig.16 Equiv alent circuit o f ca pacitance coupling图17 C p3、C p4、C p5组成的 型网络Fig.17 netwo rk fo rmed by C p 3,C p 4and C p5图18 电场耦合的HFSS 计算模型F ig.18 H FSS model o f electrica l coupling calculatio n表3 计算出的Y 参数T ab.3 T he calculat ed Y parametersf /M H z Y 11/10-3Y 12/10-4Y 21/10-4Y 22/10-31j0 0200-j0 0200-j0 0200j0 01004j0 0801-j0 0701-j0 0701j0 04007j0 1402-j0 1302-j0 1302j0 070010j0 1904-j0 1905-j0 1905j0 1001由表3与表达式(7),C p3、C p4、C p5的值计算可得,如表4所示.采用其算术平均值为最终值.表4 计算的寄生电容T ab.4 T he calculat ed parasitic capacitance f /M H zC p3/pF C p4/pFC p5/pF10 31841 91003 502040 27881 87103 465070 29611 88903 4840100 30321 89603 3340C p1与C p2可由相同的方法得到.散热器的模型如图19所示,C p1=2 8781pF,C p2=1 4226pF.图19 HFSS 中C p1与C p2的计算模型F ig.19 H FSS model for C p1and C p2calculatio n如图20所示为等效电场耦合模型.C eq 可由式(8)计算得到.图20 电场耦合等效电路F ig.20 Equiv alent cir cuit o f electr ic co uplingC eq =C p3+(C m +C p1)C p2C m +C p 1+C p2=1.3641pF .(8)如图21所示为该模型测量与仿真所得电压增益.由图中可知,两者在100kH z~30MH z 范围内吻合得很好,说明该电场耦合模型能较为精确地反应实际情况.图21 电场耦合模型测量与仿真所得电压增益对比图Fig.21 Comprison of measured and simulated voltage gain5 近场耦合模型在磁场耦合模型(图13)与电场耦合模型(图的基础上,得到同时考虑磁场和电场的完整的近2036浙 江 大 学 学 报(工学版) 第45卷场耦合模型,如图22所示.图22 近场耦合模型Fig.22 T he near field coupling mo del根据该模型,进一步分析对比磁场耦合和电场耦合对差模噪声近场耦合的影响,如图23所示为仅考虑磁场耦合以及磁场、电场都考虑的近场耦合仿真插入电压增益曲线.容易看出,考虑电场之后整个曲线仅在8MH z 以上频率有所区别,而且差别很小(约1dB),磁场耦合无疑显得更为重要.事实上,在所建立的模型中,模拟电场耦合的寄生电容C eq 与电感器本身的等效并联电容相比小得多.因此,在实际应用中,为了方便,对差模噪声近场耦合建模可以不考虑电场的影响.图23 有电场耦合与无电场耦合时电压增益对比Fig.23 V o ltag e gains w ith and w ithout electr ic co upling6 结 语本文以Boo st PFC 变流器为实例,采用场仿真的方法,建立了完整的近场耦合模型.电压增益的测量结果与仿真结果吻合得很好,验证了该模型的正确性和实用性,为功率变流器的电磁干扰深入研究奠定了良好的基础.分析还表明,在考虑近场耦合对传导差模噪声的影响时,磁场耦合是主要因素,而电场耦合的作用相比可以忽略,这对后续的研究具有鲜明的指导意义.参考文献(Reference):[1]FERRERIA J A ,W ILL COCK P R,H OL M S R.So urce,pat hs and tr aps of co nduct ed EM I in switchmode cir cuits [C] IEEE Industry Applications C onfer -ence .N ew O rleans:IEEE,1997,1584-1591.[2]HE Jun 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散 电磁场 。从而在功率变流器 中形成寄生的 电磁
场 耦 合 。为 了改 善 Ｅ 性 能 ， 必 要 分 析 近 场 耦 ＭＩ 有
合对功率变流器 Ｅ 的影响。 ＭＩ Ｐ Ｃ 电路 在 开 关 电源 中 得 到 了广 泛 应 用 。但 Ｆ
模干扰 的影响要大于对共模干扰 的影 响 ，因此这 里主要研究近场耦合对差模干扰的影响。
模干扰影 响较 小 。测试 了两种情况下共模干扰频
谱 ， 图３ 如 ｂ所 示 。 见 ， 波 器 与 主 电路 的距 离 改 可 滤
变前后 ， 共模干扰频谱的变化 并不明显 ． 这是 因为
共 模 干 扰 电流 要 经 过 大 地 形 成 环 路 。其 环 路 面 积 很 大 ， 然 滤 波 器 与 主 电路 的距 离 增 大 ５ ｍ． 虽 ０ｃ 但 对 于 共 模 干 扰 的环 路 阻 抗 的变 化 很 小 。这 也 说 明
ｗ ｏ ｌ ｒｔｅ ｆｔ ｎ ｕｔｒａｄ ｔｅｃｐｃ ｏ ， ｅ ｅｓｒｓｄｆ ｒｎ ａ— ｏｅ Ｄ ｈｌ ｆｔ ， ｌ ｒｉ ｃ ｎ ｈ ａａｉ ｒ ｔ ｎ ｍ ａｕｅ ｉｅｅｔ ｍ ｄ （ Ｍ）ｔｅ Ｅ ｎ ｏ ｏ ｄ ｅｉ ｅ ｈ ｉｅ ｄ ｏ ｔ ｈ ｆ ｉ ｌ ｈ ＭＩａ ｄ ｃｍｍ ｎ ｍｏｅ
ｂ ｄ ｓｉ ｒｊｃ ｉ Ｃ ｍ ｎｔ Ｔ ｃｎ ｌ ｙＲ ｓａｃ ｈｊ ｎ ｒ ｉｃ （ ｏ２ １ Ｃ １７ ） ｙＩ ｕｔａ Ｐｏｅｔｎ ｏ ｍｕ ｉ ｅｈ ｏ ｇ ｅｅｒｈｏ Ｚ ｅ ａｇＰｏ ｎｅ Ｎ ． ０ ３ ０４ ｎ ｒ ｌ ｙ ｏ ｆ ｉ ｖ ０
１ 引 言
在 输 电网上 由变 流 器 产 生 的 高频 Ｅ 将 可 能 超 过 ＭＩ 相 应 的标 准 线 。 为避 免这 种 情 况 ， 必要 合 理 设 计 有 滤 波 器 和 主 电路 的 布 局 来 减 小输 电线 上 开 关转 换 器 的 Ｅ 【 。在此 以带 有 ＣＬ滤 波器 的 Ｂ ｏｔ Ｆ ＭＩ ． ｏｓＰ Ｃ 电路 为 例 ， 过 Ｅ 通 ＭＩ实 验 测 试 ， 析 了 该 电 路 中 分 滤 波 器 与 主 电路 的近 场 耦 合 。调 整 滤 波 器 与 主 电 路 的布 局 来 改变 二者 之 间 的耦 合 ．测 试 不 同布 局 下 该 变 流器 的 Ｅ ， 作 出 比较 。 无地 线连 接 的 ＭＩ并 在 功 率 变 流 器 中 ，滤 波 器 与 主 电路 的近 场 耦 合 对 差
这 种方法增加 了电源在高频处 的传导干扰 ．因此
基 金 项 目 ： 江 省 自然 科 学 基 金 项 目 （ １０ ２ ） 浙 江 省 浙 Ｙ１１ １０ ；
公 益技 术 研 究 工 业 项 目（ ０ ０ ３１ ７ ２ １ Ｃ ０ ４） 定 稿 日期 ： ０ １ ０ ２ ２ １ — ４— ９
Ｃ Ｅ ｈｎ，Ｃ Ｅ ｎ—ｎ ＩＧ Ｑ ｎｍｉ Ｈ ＮＣｅ Ｈ Ｎ Ｈｅｇｌ ，ＹＮ ｕ — ｎ，ＱＡ ｈｏｍｎ ｉ ＩＮ Ｚ ａ－ ｉｇ
（ｈｊ ｎ ｎ ｅ ｉ Ｈａｇｈ ｕ３ ０ ２ ，Ｃ ｉ ） Ｚ ｅａ ｇ Ｕ ｉ ｒｔ ｉ ｖ ｓｙ， ｎｚｏ １０ ７ ｈｎ ａ
Ａｂ ｔ ａ ｔ Ｔ ｉ ａ ｅ ｔ ｄ ｅ ｈ ｅ ｒ ｆ ｌ ｉｄ ｃ ｉｅ ｃ ｕ ｌ ｇ ｂ ｔ ｅ ｈ ｌ ｒ ａ ｄ ｔ ｅ ｓ ｒ ｃ ： ｈ ｓ ｐ ｐ ｒ ｓｕ ｉｓ ｔ ｅ ｎ ａ — ｅｄ ｎ ｕ ｔ ｏ ｐ ｉ ｓ ｅｗｅ ｎ ｔ ｅ ｆ ｔ ｎ ｈ ｍａ ｎ ｃｒ ｕ ｔ ｆ ａ ｐ ｗｅ ｉ ｖ ｎ ｉ ｅ ｉ ｉ ｉ ｏ ｒ ｃ ｏ
作 者 简 介 ： 晨 （９ ７ ， ， 东新 泰 人 ， 士 研 究 生 ， 陈 １８ 一） 女 山 硕
研 究 方 向 为 电 力 电子 技 术 及 电 磁 兼 容 。
】 ２
变 流 器 的磁 场 耦 合 对 差 模 干 扰 影 响 的 实验 研 究
管不能产 生反 向恢复 电流 ， 由开 关管 Ｖ 二极管 Ｍ， Ｖ 、输 出电容 形成 的回路杂散场 耦合可 忽略 Ｄ
ｃｎｅ ｅ． ｏｓ Ｐ Ｃ ｃｎ ｅ ｅ ｎ — ｌ ｔ ｎｃｍａｎｔ ｎｅ ｅｅｃ （ ＭＩ ｉｔ ｒ ｓｄｆｒ ｎ ｌ ｉ． ｅｐ — ｏｖｒ ｒ Ｂ ｏｔ Ｆ ｏ ｖｒ ｒａｄａＣ Ｌ ｅ ｃ ｏ ｉ ｇ ｅ ｃｉ ｒ ｒｎｅ Ｅ ）ｆ ｅ ａｅｕｅ ｏ ａ ｓ Ｔ ａ ｔ Ａ ｔ ｅｒ ｉ ｔｆ ｌｒ ａ ｙｓ ｈ
（ Ｍ） Ｅ Ｉｕ ｄ ｒｄ ｅｅｔｃｎ ｉｏ ｓｔｒ ｇ ｈ ｎｉｇｔｅｌ ｏ ｔ ｅ Ｃ Ｌｆｔｒａｄ ｔｅｍ ｉ ｉ ｕｔｏ ｅｃｎ Ｃ Ｍ ｎ ｅ ｉ ｒｎ ｏｄｔ ｎ ｈｏ ｈｃ ａｇｎ ｙｕ ｔ — ｌ ｎ ｈ ａｎｃ ｃ ｉ ｆｔ ｏ — ｆ ｉ ｕ ｈ ａ ｆ ｏｈ ｉｅ ｒ ｈ
Ｅｘ ｒ ｍ ｅ ａ ｓ ａ ｃ ｏ ｈ ｆ ｃ ｆｔ ｅ Ｎｅ ｒ ｆｅ ｄ Ｉ ｄｕ ｔｖ ｐｅ ｉ ｎｔ ｌＲｅ ｅ ｒ ｈ ｆ ｔ ｅ Ｅｆｅ ｔ ｏ ａ ． ｌ ｎ ｃ ｉ ｅ ｈ ｉ
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该滤波器与主 电路之 间的杂散磁场耦合对共模干
扰 的影 响较 小 。
图 １ 带 有 Ｃ Ｌ滤 波 器 的 Ｂ ｏｔ 路 — ｏｓ 电
图 １中 存 在 的 近 场 耦 合 效 应 主 要 有 以 下 几
类： ①差模 滤波 电容 与共模扼流 圈之 间的近场
耦合 ； ． Ｌ之 间的近场 耦合 ； Ｃ 与 ｃ 之 间 ②ｃ 与 ｍ ③ ｘ ｍ ． 的近场耦 合 ； ④ 与 之 间的近 场耦 合 ； Ｃ 与 ⑤ ｍ
（ 江大 学 ，浙 江 杭 州 浙 ３０２ ） １０ ７
摘要 ： 究了滤波器与 主 电路 的杂散磁 场耦合对 功率变流器差模 干扰 的影 响。以带有 Ｃ Ｌ滤波器 的 Ｂ ｏｔ Ｆ 研 ． ｏｓ Ｐ Ｃ电 路为研 究对象 ， 整个滤波器 、 从 滤波器 中 的滤 波 电感 、 电容三 方面分 析 了该 电路 的滤波 器与主 电路 的近场耦 合 ， 进而通 过改变滤 波器与 主 电路 的布局来测试 不 同情 况下 的电磁干扰 （ ＭＩ 。实验测试 结果表 明： Ｅ ） 滤波 器与 主 电 路 的近 场耦合对 功率变 流器 的共模干 扰影 响不大 。 主要影 响差模 干扰 ． 同时滤波 电容 与主 电路 的 电感耦合 主要 影 响差 模干扰 的高频段 。 滤波器 中共模扼 流圈与主 电路 的电感耦合 则主要影 响差模干扰 的低频段 。 而 关键 词 ： 变流 器 ；滤 波器 ；近场耦 合 ；差模干扰 中图分类号 ：Ｍ ６ Ｔ ４ 文献标识码 ： Ａ 文章编 号：００ １０ ２ １ ） １０ １— ２ １０ — ０ Ｘ（ １１ － ０ ２ ０ ０
第４ ５卷 第 １ 期 １
２１ ０ １年 １ １月
电 力 电子技 术
Ｐ ｗ ｒＥ ｅ ｔｏ ｉ ｓ ｏ ｅ ｌ ｃｒ ｎ ｃ
Ｖｏ ．５，Ｎｏ １ １ ４ ．１ Ｎｏ ｅ ｅ ０ ｖ ｍｂ ｒ２ １ １
变流器的磁场耦合对差模干扰影响的实验研究
陈 晨 ，陈恒 林 ，应群 民 ，钱 照 明
２ 滤 波 器 与 主 电路 的 杂 散 磁 场 耦 合
图 １为 带 有 Ｃ Ｌ型 滤 波 器 的 典 型 ＢｏｔＰ Ｃ — ｏｓ Ｆ 电 路 。对 于 功 率变 流 器 的主 电路 ， 为 磁 场 能 量 的 主 要来 源 ， 入 电容 Ｃ 为 高 频 噪 声 提 供 了低 阻 抗 输 ｍ ． 回路。 当功 率 变 流 器 工作 在 断 续 状 态 时 ， 流 二 极 续
ｌ ｎ ｉ ｔ ｆ ｅ ｔ ｏ ｔ ｅ ＤＭ ＭＩ ｏ ｅ ｃ ｎ ｅ ｅ ． ｕ ｔ ｅｍｏ ｅ ｔ ｅ ｉ ｄ ｃ ｉｅ ｃ ｕ ｌ ｇ ｆｔ ｅ ｆ ｔ ｒｃ ｏ ｅ ａｅ ｈ ｒ ｕ ｏ ｔ ｅ ｌｗ ｕ ｌ ａ ｈ Ｅ ｔ ｏ ｖ ｒ ｒＦ ｒ ｒ ｒ ， ｎ ｕ ｔ ｏ ｐ ｉ ｓ ｏ ｈ ｌ ｈ ｋ ｒ ａ ｍｆ ｌｔ ｏ ｆ ｈ ｔ ｈ ｈ ｖ ｎ ｉｅ ｈ ｆｅ ｕ ｎ ｙ ＤＭ ＭＩ ｗｈ ｒ ａ ｅ ｉｄ ｃ ｉｅ ｃ ｕ ｌ ｇ ｆ ｔ ｅ ｆ ｔ ｒｃ ｐ ｃｔｒ ａ ｅ ｈ ｒ ｕ ｏ ｔ ｅ ｈ ｇ ｒｑ ｅ ｃ ｒｑ ｅ ｃ Ｅ ， ｅ ｅ ｓ ｔ ｎ ｕ ｔ ｏ ｐ ｉ ｓ ｏ ｌ ａ ａ ｉ ａｍｆ ｌｔ ｉｈ ｆｅ ｕ ｎ ｙ ＤＭ ＭＩ ｈ ｖ ｎ ｈ ｉ ｅ ｏ ｒ ｈ Ｅ ． Ｋｅ ｗｏ ｄ ： ｏ ｖ ｒｅ ；ｆ ｔｒ ｅ － ｅ ｄ ｃ ｕ ｌ ｇ ｄｆ ｒ ｎ ｉ － ｄ ｎ ｅ ｅ ｅ ｃ ｙ ｒ ｓ ｃ ｎ ｅ ｒ ｉ ｅ ；ｎ ａ ｆ ｌ ｏ ｐ ｉ ； ｉ ｅ ｅ ｔ ｍｏ ｅ ｉｔ ｒ ｒ ｎ ｅ ｔ ｌ ｒ ｉ ｎ ｌ ａ ｆ