导波管变换器
磁控管和行波管的工作原理
磁控管和行波管的工作原理
磁控管和行波管都是一种微波管，用于高频信号放大和传输。
它们的工作原理有所不同。
磁控管利用静磁场和电场交互作用产生的离子漂移现象，在管内形成束流，通过涨落的电场来放大微波信号。
其结构包括热阴极、阳极、聚束极和磁聚束系统。
当热阴极被加热时，它会发射出电子，形成电子束，通过聚束极和磁场的作用，将电子束聚缩成一个窄束。
在束流经过阳极时，它会受到阳极上的高频电场影响，使得电子在偏转的磁场作用下沿着螺旋线轨道运动，从而与微波信号相互作用，进而放大微波信号，并将信号传送出去。
行波管则是利用电子束与慢波系统的交互作用来进行微波信号的放大和传输。
其结构包括电子枪、慢波系统、收集极和调制系统等。
当电子枪加热时，形成电子束，经过加速后通过慢波系统。
慢波系统是由各种网络组成的一种导波结构，它的特点是传播速度较慢，使得电子束在其中受到的作用时间比较长，与电场相互作用后会放大微波信号。
之后，信号通过收集极收集，输出端再由调制系统调制成所需的微波信号。
两种管子的共同点是都利用电子束来放大微波信号，不同点是工作原理和管子结构有所不同，适用场合也有所不同。
基于ZVS-ZCS变换器的行波管高压电源设计
Ｋｅ ｏ ｄ ｔ ａ ｓ ｔ ｅ ，ＴＷ Ｔ，ｈ ｇ － ｏ ｔ ｇ ｏ ｒｓ ｐ ｌ ｙ Ｗ ｒ ｓ ｒ ｎ ｍｉｔｒ ｉｈ ｖ ｌ ｅ ｐ ｗｅ ｕ ｐ ｙ，Ｚ ｙＺ Ｓ ａ ＶＳ Ｃ Ｃｌｓ ｍ ｂ ｒ ＴＭ ８ ａ ｓ Ｎｕ ｅ ９
１ 引 言
高 压 电源广 泛 的应用 于工 业 ， 医疗 Ｘ 光 成像 、
（ ａ ｔ ｉａＲｅ ｅｒｈＩｓｉ ｔ ｆＥｌｃｒｎｃＥｎ ｉｅｒ ｇ ｈｎ ｅ ｔ ｎｃ ｅｈ ｏｏ ｙ Ｇｒｕ ｏ ｐ ｒｔ ｎ Ｅ ｓ ｎ ｓａｃ ｎ ｔ ｕｅｏ ｅｔｏ ｉ ｇｎ ｅ ｎ ，Ｃ ｉａＥｌｃｒｉ ｓＴ ｃ ｎ ｌｇ ｏ ｐＣ ｒｏ ａｉ ，Ｈｅｅ ２ ０ ８ ） Ｃｈ ｔ ｉ ｏ ｏ ｆｉ ３ ０ ８
Ａｂ ｔ ａ ｔ ＴＷ Ｔ ｉ ｈ ｖ ｌ ｇ ｏ ｒ ｓ ｐ ｌ ｓ ｔ ｅ ｋ ｙ ｐ ｒ ｆ ＴＷ Ｔ ｒ ｎ ｍｉ ｅ 。ｔ ｅ ｓａ ｉ ｔ ｎ ｅ ｉｂ ｌ ｙ ａ ｄ ｐ ｒ ｓ ｒｃ ｈ ｇ － ｏ ｔ ｅ ｐ ｗｅ ｕ ｐ ｙ ｉ ｈ ｅ ａ ｔ ｏ ａ ｔａ ｓ ｔ ｒ ｈ ｔｂｌｙ ａ ｄ ｒｌ ｉｔ ｎ ｅ — ｔ ｉ ａ ｉ
通过 实验验证 了计算 和仿 真结果 。基于这种变换器设计的某 行波管发射机高压 电源采用恒频移相控制 、 在较大负载范围内
实 现软 开关 ， 压 变 压 器 的 分 布 参 数 可 以 利 用参 与 到谐 振 中 ， 实 际应 用 中取 得 了较 好 的 效果 。 高 在 关键词 发 射 机 ； 波 管 ； 压 电 源 ； ＶＳＺ Ｓ 行 高 Ｚ －Ｃ
高频、 高压 变换器 的拓 扑结 构受 限于 高压 变压 器 的特性 ， 高压变压 器是 高压 变换 器 中的关键 器 而 件 。在 高压 应 用 中 ， 由于 在 电感 上 会 有 高 的 电压
论述整流、逆变、斩波、交交变换四种功率变换器的工作原理
论述整流、逆变、斩波、交交变换四种功率变换器的工作原理整流、逆变、斩波、交交功率变换器是能将电力从交流转换为直流、直流转换为直流、直流转换为交流、交流转换为交流（交流控制器），变频率交流转换为交流（周波变换器）的四种类型的电力电子变换器。
变换器被广泛用于加热和灯光控制，交流和直流电源，电化学过程，直流和交流电极驱动，静态无功补偿，有源谐波滤波等等。
一、整流功率变换器的工作原理整流器的主要应用是把交流电源转为直流电源。
常见的有二极管整流变换器和晶闸管整流变换器。
二极管整流器不提供任何一种控制输出电流和电压数值的手段。
为了适用于工业过程，输出值必须在一定范围内可以控制。
通过应用机械的所谓有载抽头变换器可以完成这种控制。
作为典型情况，有载抽头变换器在整流变压器的原边控制输入的交流电压，因此也就能够在一定范围内控制输出的直流值。
通常有载抽头变换器与串联在整流器输出电路中的饱和电抗器结合使用。
通过在电抗器中引入直流电流，使线路中产生一个可变的阻抗。
因此，通过控制电抗器两端的电压降，输出值可以在比较窄的范围内控制。
其原理图1如下。
晶闸管(Thyristor)是晶体闸整流管的简称，又称作可控硅整流器(Silicon Controlled Rectifier——SCR)，以前被简称为可控硅。
由于其能承受的电压和电流容量仍然是目前电力电子器件中最高的，而且工作可靠，因此在大容量的应用场合仍然具有比较重要的地位。
可控硅是四层三端结构元件，共有三个PN结，其等效图解如图2所示当阳极A加上正向电压时，BG1和BG2管均处于放大状态。
此时，如果从控制极G输入一个正向触发信号，BG2便有基流ib2流过，经BG2放大，其集电极电流ic2=β2ib2。
因为BG2的集电极直接与BG1的基极相连，所以ib1=ic2。
此时，电流ic2再经BG1放大，于是BG1的集电极电流ic1=β1ib1=β1β2ib2。
这个电流又流回到BG2的基极，表成正反馈，使ib2不断增大，如此正向馈循环的结果，两个管子的电流剧增，可控硅使饱和导通。
圆波导TM_01_TE_11_模式变换器
０１ＴＥ１１第２６卷第８期强激光与粒子束Ｖｏｌ．２６，Ｎｏ．８２０１４年８月ＨＩＧＨＰＯＷＥＲＬＡＳＥＲＡＮＤＰＡＲＴＩＣＬＥＢＥＡＭＳＡｕｇ．，２０１４圆波导ＴＭ０１－ＴＥ１１模式变换器张信歌，李少甫，李波，邓渊，李雅楠，王兰兰（西南科技大学信息工程学院，四川绵阳６２１０１０）摘要：提出了一种在圆波导中添加金属分割片及半边金属管壳的结构以实现圆波导ＴＭ０１－ＴＥ１１模式转换。
通过金属分割片将圆波导分成两个半圆区域：其中一个半圆区域为空波导，另一半圆区域为填充一定厚度金属管壳的空波导。
在Ｓ波段对设计的中心频率为２．８ＧＨｚ的物理模型进行数值模拟与实验研究，模拟结果表明：在中心频率２．８ＧＨｚ转换效率为９９．５６％，反射率低于０．０１；在２．７１６～２．９４６ＧＨｚ频带内转换效率大于９０％，Ｓ１１小于－１０ｄＢ。
实验中测试到的Ｓ１１参数与模拟结果基本一致，证明了该变换器技术方案的可行性和模拟结果的正确性。
关键词：Ｓ波段；模式变换器；圆波导；ＴＭ０１模；ＴＥ１１模中图分类号：ＴＮ８１４文献标志码：Ａｄｏｉ：１０．１１８８４／ＨＰＬＰＢ２０１４２６．０８３００３模式变换对高功率微波的传输、发送、测量均是十分重要的。
一类是ＴＥ０ｎ－ＨＥ１１模式变换［１－４］，另一类是高功率毫米波源，诸如虚阴极振荡器（ＶＣＯ）、相对论返波管（ＢＷＯ）的输出模式常是ＴＭ０１模式或ＴＭ０ｎ的混合模。
ＴＭ０ｎ模式具有旋转对称性，方向图呈空心圆锥状，不利于电磁波的发射和远距离传输，需要转换成有一定极化方向、轴向辐射最大的ＴＥ１１模式。
近年来，有多种新方法实现ＴＭ０１（ＴＥＭ）－ＴＥ１１的变换。
如慢波结构实现ＴＭ０１－ＴＥ１１变换［５］，介质填充方式实现ＴＭ－变换［６］，这两种变换器具有输入和输出同轴、加工相对较［７］容易、但是结构较长的特点；紧凑型ＴＥＭ－ＴＭ０１模式变换器是带宽较窄。
与传统移相模式变换器相比提高了功率容量但根据上下半圆内微波传播常数的π相差法，本文提出了一种在圆波导中添加金属分割片及半边金属管壳的圆波导ＴＭ０１－ＴＥ１１模式变换器，通过对其物理模型进行数值模拟以及实物进行测试，验证了设计的可行性和正确性。
变换器的工作原理
变换器的工作原理
变换器是一种电子设备，用于将电能在不同电压、电流、频率或相位之间进行转换。
其工作原理基于电磁感应现象。
当交流电通过变压器的主线圈时，主线圈产生了一个可变的磁场。
这个变化的磁场通过铁心传导到次级线圈，并在次级线圈中诱导出一个电压。
根据法拉第电磁感应定律，电磁感应产生的电压大小与磁场变化率成正比。
因此，当主线圈中的电流变化时，次级线圈中的电压也会相应变化。
通过调整主线圈和次级线圈的匝数比例，可以使得输出电压与输入电压之间实现升压或降压的转换。
变换器也可以用于改变交流电的频率。
通过在变压器的次级线圈上接入额外的电子元件，如晶体管或开关管，可以实现对输入电流进行周期性的打开和关闭。
这样的操作导致了输入电流断断续续地流动，进而改变了整个电路中的频率。
除了变压和变频，变换器还可以实现相位转换。
通过将输入电流与一个额外的相位源进行比较，可以调整输出电流与输入电流之间的相位差。
这个相位差的大小取决于变压器和比较电路的设计。
总的来说，变压器以及额外的电子元件在变换器中协同工作，通过电磁感应、电子开关和相位比较等原理实现不同电压、电流、频率和相位之间的转换。
这种转换为电子设备的正常运行提供了重要的能源适配和传输的功能。
DC-DC变换器讲解学习
（2-2）
电流断续，Uo被抬高，一般不希望出现。
3-5
2.1.1 降压斩波电路
同样可以从能量传递关系出发进行的推导
由于L为无穷大，故负载电流维持为Io不变 电源只在V处于通态时提供能量，为 EI oton
在整个周期T中，负载消耗的能量为 Ro 2T IE M IoT
一周期中，忽略损耗，则电源提供的能量与负载消耗的能量相等。
2.1.2 升压斩波电路
2) 升压斩波电路典型应用
一是用于直流电动机传动 二是用作单相功率因数校正（PFC）电路 三是用于其他交直流电源中
用于直流电动机传动
再生制动时把电能回馈
a)
给直流电源。
uo
E
uo
E
电动机电枢电流连续和
O
t
O
t
断续两种工作状态。
i
i1
i2
io
直流电源的电压基本是 恒定的，不必并联电容
I
I
20
I
10
10
i1
i2
I20
O
t on
toff
T
t
O
ton
t1 t x t2
t
toff
T
器。
b)
c)
图3-3 用于直流电动机回馈能量的升压斩波电路及其波形
a） 电路图 b） 电流连续时 c） 电流断续时
3-11
2.1.2 升压斩波电路
数量关系
当V处于通态时，设电动机电枢电流为i1，得下式：
Ldi1 dt
T/toff>1，输出电压高于电源电压，故为升压斩波电路。
T / toff
——升压比；升压比的倒数记作b ，即 b
一种适合宽范围输出的双向DC-DC变换器
第28卷㊀第2期2024年2月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.2Feb.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀一种适合宽范围输出的双向DC-DC 变换器袁义生,㊀卢梓意,㊀刘伟(华东交通大学电气与自动化工程学院,江西南昌330013)摘㊀要:提出一种适合宽范围输出的双向DC-DC 变换器㊂该变换器结构与传统LLC 双向DC-DC 变换器类似,但通过开关管复用以及将谐振电感增加绕组复用为一个反激变压器,构造了多种工作模式㊂变换器采用PWM 调制,正向功率传输时有中㊁低两种电压增益模式,反向功率传输时有高㊁中㊁低三种电压增益模式,所有模式中均可实现全负载范围内的软开关状态㊂对各模式的工作原理㊁增益公式推导进行了详细的描述㊂最后以满足4-5节12V 蓄电池的充放电为前提,给出变换器设计和控制方法,并搭建了相应参数的实验样机㊂实验结果验证了该变换器分析的有效性㊂关键词:双向DC-DC 变换器;宽范围;多模式;谐振;软开关DOI :10.15938/j.emc.2024.02.015中图分类号:TM46文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)02-0152-10㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-05-23基金项目:国家自然科学基金(52067007);江西省自然科学基金重点项目(20232ACB204024)作者简介:袁义生(1974 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为电力电子系统及其控制;卢梓意(1996 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;刘㊀伟(1985 ),男,博士研究生,研究方向为电力电子与电力传动㊂通信作者:袁义生Bidirectional DC-DC converter suitable for wide output rangeYUAN Yisheng,㊀LU Ziyi,㊀LIU Wei(School of Electrical and Automation Engineering,East China Jiaotong University,Nanchang 330013,China)Abstract :A bidirectional DC-DC converter suitable for wide range output was proposed.The structure of the converter is similar to that of the traditional LLC bi-directional DC-DC converter,but a variety of op-erating modes were constructed by multiplexing the switching and multiplexing the resonant inductor in-creasing winding as a flyback transformer.In the converter,by adopting PWM modulation,forward power transmission has medium and low voltage gain mode,reverse power transmission has high,medium and low voltage gain mode,all modes can achieve the soft switching state within the full load range.The working principle of each mode and derivation of gain formula are described in detail.Finally,on the premise of charging and discharging 4-512V batteries,the design and control method of the converter is given,and the experimental prototype of the corresponding parameters is built.Experimental resultsverify the effectiveness of the proposed converter analysis.Keywords :bidirectional DC-DC converter;wide range;multi-mode;resonance;soft switching0㊀引㊀言近年来,随着直流配电[1-3]和电动汽车直流充电桩[4-5]技术的迅速发展,功率能够双向流动的DC-DC 变换器也得到了越来越多的研究,尤其是能够适应宽输入或宽输出电压范围工作的高效率㊁高电压增益的双向DC-DC 变换器㊂传统的双半桥或者双全桥双向DC-DC 变换器[6-7]具有软开关的优点,但缺点是正㊁反向电压增益都小于1,且关断时刻电流大㊁循环损耗大㊂LLC 谐振型双向DC-DC变换器[8]能够更好地实现软开关且关断电流和循环损耗更小,在正向工作时电压增益能大于1,但一般小于1.4;缺点是反向电压增益小于1,正向工作时开关频率调节范围过宽㊂双向CLLC谐振变换器[9]进一步提升反向电压增益大于1,但缺点是使用器件太多,功率密度较低,且开关频率调节范围过宽㊂带辅助电感的对称式双向LLC谐振变换器[10]比CLLC谐振变换器减小了一个谐振电容,但开关频率范围仍然较宽㊂文献[11]通过在二次侧增加一个双向交流开关,在保持高效的同时可以通过PWM调制增加变换器的电压调节能力,但是这增加了成本和复杂性㊂提高DC-DC变换器的电压增益范围有以下几种方案㊂1)调节谐振腔参数㊂文献[12]通过降低励磁电感使电路在低k值下运行,实现功率高密度㊂文献[13]采用一种充磁电感,在不同的模式中通过改变频率进而改变电感量,可以将导通损耗降到最低并且提高电压增益㊂2)引入辅助桥臂㊂文献[14]在原边增加了辅助双向开关桥臂让电路可以在常态运行和掉电保持运行之间切换,保证了输出电压稳定也提高了工作效率㊂文献[15]通过引入辅助桥臂,增加充能环节,有多种工作模式,拓宽了增益范围进㊂3)新型调制策略㊂文献[16-17]为了限制开关频率的变化并获得较宽的电压增益范围,提出了适用于低谐振变换器的恒频移相控制方法,但变换器在低电压增益或者轻载的情况下会失去零电压开关(ZVS)㊂文献[18-20]采用新型控制策略通过在全桥模式和半桥模式之间切换实现了较宽增益的输出㊂4)改变谐振腔电压㊂文献[21]提出的复合型谐振变换器通过复用谐振电感来提高功率密度,利用多种模态实现全负载下的宽增益输出㊂文献[22]采用两个变压器串联,有四种运行方式,可以覆盖最小输入电压的四倍范围,并且通过优化电路参数来达到较高的效率㊂本文通过器件复用,提出一种结构更简单,具有多种电压增益模式的双向宽范围输出的DC-DC变换器㊂该变换器采用PWM调制,开关频率固定,具有全软开关高效率的优点㊂1㊀拓扑结构及工作原理1.1㊀拓扑结构及工作状态图1为本文提出的适合宽范围输出的双向DC-DC变换器㊂该变换器左右侧均采用全桥结构,由8个开关管S1~S8及其反并二极管和寄生电容构成,通过一个原副边匝比为K1的主变压器T1隔离,是一个传统的桥式双向DC-DC变换器结构㊂此外,还有一个原副边匝比为K2的辅助变压器T2和开关管S9及其反并二极管D9,构成了一个反激双向DC-DC 变换器㊂辅助变压器T2的原边绕组电感L r复用作谐振电感,与谐振电容C r构成谐振腔㊂L m为T1的励磁电感,假设L m极大㊂图1㊀提出的适合宽范围输出的双向DC-DC变换器Fig.1㊀A wide gain multi-mode bidirectional DC-DC converter proposed提出的双向DC-DC变换器有正向功率传输和反向功率传输两种工作方式㊂正向工作时有中㊁低电压增益两种模式,反向工作时有高㊁中㊁低三种电压增益模式,适用于宽范围输出的场合㊂定义特征阻抗Z r=L r/C r,品质因数Q=π2Z r/(8K2R o),谐振频率f r=1/(2πL r C r),开关频率f s,归一化频率f n=f s/f r,谐振角频率ωr= 2πf r㊂1.2㊀正向功率传输方式及工作原理正向功率传输方式时,功率从左侧向右侧传输,有中㊁低两种电压增益模式㊂1.2.1㊀正向中电压增益模式正向中电压增益(forward medium gain,FMG)模式采用脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)调制,关键波形如图2所示㊂S1㊁S6㊁S7为第一组, S2㊁S5㊁S8为第二组,每组共同导通关断,两组开关管互补导通,占空比为D=[2(t1-t0)/T s]㊂S3㊁S4也是互补导通并且分别和第一组和第二组开关管同时开通,占空比接近0.5㊂一个开关周期分为三个阶段如图3所示,下面对三个阶段进行详细描述㊂351第2期袁义生等:一种适合宽范围输出的双向DC-DC变换器阶段1[t 0-t 1]:LC 谐振阶段㊂t 0时刻S 1和S 4导通,副边S 6和S 7和二极管D 6㊁D 7导通,形成LC 谐振回路㊂电容电压最大为ΔU Cr ,则此阶段副边的电感电流i Lr_F 可以表示为i Lr_F (t )=U i /K 1-U o +ΔU CrZ rsin(ωr t )㊂(1)本阶段通过LC 谐振从左到右传递能量㊂图2㊀FMG 模式的主要波形Fig.2㊀Main waveforms of FMGmode图3㊀FMG 模式各阶段的等效电路Fig.3㊀Equivalent circuits of each stage of FMG mode阶段2[t 1-t 2]:环流阶段㊂t 1时刻S 1㊁S 6㊁S 7关断,D 3迅速导通㊂由于谐振电感电流i Lr_F 不能突变,电容电流i Cr 会瞬间换向通过二极管D 5㊁D 8流向L r ㊂此阶段电容电压U Cr 近似不变,T 1原边短路谐振电感L r 承受(U o -U cr )的反向电压,谐振电流i Lr_F 直线下降㊂变压器电流i Lm 快速下降接近至0再反向㊂此阶段的电感电流i Lr_F 可以表示为i Lr_F (t )=i Lr_F (t 1)-U o +ΔU CrL r(t -t 1)㊂(2)本阶段原边环流,副边换流,L r 继续释放能量㊂阶段3[t 2-t 3]:死区阶段㊂t 2时刻S 4关断,原边电流通过D 2㊁D 3流向电源U i ,此时L r 承受[(U i /n 1)+U Cr -U o ]的正向电压,电流迅速上升㊂至t 3时刻,S 2㊁S 3㊁S 5㊁S 8均实现ZVS 开通㊂本阶段作用时间很短㊂1.2.2㊀正向低电压增益模式正向低电压增益(forward low gain,FLG)模式采用PWM 调制,仅开关管S 9工作,通过控制其占空比D f 来实现电压转换㊂开关管S 9和T 2以及右侧四个二极管构成了一个反激变换器,具体工作原理不再赘述㊂1.3㊀反向功率传输方式及工作原理反向功率传输时,输入电压为U o ,输出电压为U i ,有高㊁中㊁低三种电压增益模式㊂1.3.1㊀反向高电压增益模式反向高电压增益(reverse high gain,RHG)模式关键波形如图4所示㊂各开关管采用PWM 调制㊂副边两个上管S 5和S 6互补导通,(t 3-t 2)为两者间死区时间;两个下管S 7和S 8的导通占空比相等且大于0.5,它们分别与S 6和S 5同时触发导通㊂原边的开关管S 1㊁S 4和S 6同时开通关断,S 2㊁S 3和S 5同时导通关断㊂图4㊀RHG 模式的主要波形Fig.4㊀Main waveforms of RHG mode451电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀RHG 模式通过调整同一桥臂上下管共同导通的占空比D b =[2(t 1-t 0)/T s ]来调节增益㊂以下分析上半个周期[t 0-t 4]的4个工作阶段原理,其等效电路图如图5所示㊂图5㊀RHG 模式各阶段的等效电路Fig.5㊀Equivalent circuits of each stage of RHG mode1)阶段1[t 0-t 1]:Boost 阶段㊂t 0之前i Lr 初始值为0㊂此阶段S 6和S 8导通,电源U o 给谐振电感L r 储能,i Lr 线性上升㊂由于i Lr 初始值为0,所以实现了S 1㊁S 4㊁S 6㊁S 7㊁S 8的ZCS 开通㊂至t 1时刻,电感电流i Lr 上升为i Lr (t 1)=U o D b T sL r㊂(3)本阶段实现了L r 的储能㊂2)阶段2[t 1-t 2]:LC 谐振阶段㊂t 1时刻关断S 8,此时S 6㊁S 7导通,原边S 1㊁S 4㊁D 1㊁D 4导通,进入L r 和C r 谐振阶段㊂C r 初始电压为-U CrM ㊂此阶段谐振电流i Lr 和谐振电压U cr 分别表示为i Lr (t )=U o -U i /K 1+U CrMZ rsin[ωr (t -t 1)]+i Lr (t 1)cos[ωr (t -t 1)];(4)U Cr (t )=i Lr (t 1)Z r sin[ωr (t -t 1)]+U o -K 1U i -(U o -K 1U i +U CrM )cos[ωr (t -t 1)]㊂(5)本阶段通过LC 谐振从右到左传递能量㊂3)阶段3[t 2-t 3]:Flyback 阶段㊂t 2时刻关断S 6㊁S 1㊁S 4,S 7继续导通㊂此时L r 上的能量通过变压器T 2反激传输到U i 侧㊂反激电流为i f =K 2i Lr (t 2)-K 2U iL r(t -t 2)㊂(6)本阶段通过反激方式将L r 的剩余能量全部传递到原边㊂4)阶段4[t 3-t 4]:电流断续阶段㊂t 3时刻i f 下降至0,直至t 4时刻开始下半个周期㊂1.3.2㊀反向中电压增益模式反向中电压增益(reverse medium gain,RMG)模式关键波形如图6所示㊂各开关管采用传统的PWM 调制㊂副边的S 6㊁S 7,和原边的S 1㊁S 4为一组;副边的S 5㊁S 8,和原边的S 2㊁S 3为另一组㊂两组开关管导通占空比都是D m =[2(t 1-t 0)/T s ],导通时刻相差180ʎ㊂图6㊀RMG 模式的主要波形Fig.6㊀Main waveforms of RMG modeRMG 模式相比RHG 模式仅少了一个Boost 阶段㊂[t 0-t 3]是上半个周期的3种工作阶段,各阶段工作原理简述如下:1)阶段1[t 0-t 1]:LC 谐振阶段㊂此阶段工作原理等同于RHG 模式的LC 谐振阶段,区别仅在于谐振电感初始电流i Lr 为0,使得S 6㊁S 7实现ZCS 导通㊂2)阶段2[t 1-t 2]:Flyback 阶段㊂此阶段工作551第2期袁义生等:一种适合宽范围输出的双向DC -DC 变换器原理等同于RHG模式的Flyback阶段㊂3)阶段3[t2-t3]:电流断续阶段㊂此阶段工作原理等同于RHG模式电流断续阶段㊂1.3.3㊀反向低电压增益模式反向低电压增益(reverse low gain,RLG)模式采用PWM调制,右侧四个开关管S5-S8同时通断,通过控制其占空比D f来实现电压转换㊂这四个开关管和T2㊁D9构成了一个反激变换器,具体工作原理不再赘述㊂2㊀电压增益2.1㊀FMG模式电压增益G FMG本模式本质上等同于一个副边LC谐振变换器,因此其电压增益最大为1㊂推导如下㊂定义本模式电感电流i Lr_F在LC谐振阶段的平均值为I d_F,在Flyback阶段的平均值为I f_F,负载电阻为R o,则G FMG=U o Ui =R o(I d_F+I f_F)U i㊂(7)I d_F和I f_F可以表示为I d_F=2f sʏt1t0i Lr_F(t)d t=πU i(1/K1-G FMG)[1-cos(πD)][3+cos(πD)]8QR o[1+cos(πD)];(8)I f_F=2f sʏt3t1i Lr_F(t)d t=πU i sin2(πD)(1/K1-G FMG)2[3+cos(πD)]216QR o[2/K1-G FMG+cos(πD)][1+cos(πD)]㊂(9)联合式(7)㊁式(8)㊁式(9)可以得到有关G FMG㊁D㊁Q的隐函数f FMG(G FMG,D,Q)=8QG FMG[1+cos(πD)]-π(1-G FMG)ˑ[3+cos(πD)]{1-cos(πD)+sin2(πD)(1/K1-G FM G)[3+cos(πD)]2[2/K1-G FM G+cos(πD)]}㊂(10)根据式(10)绘出G FMG曲线如图7所示㊂可以看出,随着占空比D增大,最大增益接近1,并且能够在较大Q值下保持较好的线性调节能力㊂2.2㊀FLG模式电压增益G FLG本模式本质是一个工作在电流断续状态的反激变换器,其电压增益为G FLG=K2D f R oT s2L r㊂(11)图7㊀FMG模式的电压增益曲线Fig.7㊀Gain curve of FMG mode2.3㊀RHG模式电压增益G RHG本模式实质等同于Boost+副边LC谐振+Fly-back变换器,因此其最大增益大于1且易受Boost 阶段控制㊂定义本模式输出电流在LC谐振阶段的平均值为I d_R,在Flyback阶段的平均值为I f_R㊂总的输出电流平均值I i为I d_R和I f_R之和,U i侧负载电阻为R i㊂则㊀G RHG=U i Uo=R i(I d_R+I f_R)U o;(12)㊀I d_R=2K1f sʏt2t1i Lr(t)d t=2K1U o{(1-K1G)[1-cos(D m-D b)]+πD b sin(D m-D b)+2πD b[1-sin(1-D d)]}/{πZ r[1+cos(D m-D b)]};(13)㊀I f_R=2K1f sʏt2t1i f_R(t)d t=L r f s i2Lr(t2)K2U i㊂(14)将式(13)㊁式(14)代入到式(12)得到有关G RHG㊁D m㊁D b㊁Q的隐函数f RHG(G RHG,D m,D b,Q)=π8K21Q{1+cos[π(D m-D b)]}ˑ{2K1πD b sin[π(D m-D b)]+4K1πD b{1-sin(πD m)}+2K1(1-K1G RHG){1-cos[π(D m-D b)]}+12K2G RHG{1+cos[π(D m-D b)]}ˑ{πD b{1+cos[π(D m-D b)]}+2(1-K1G RHG)sin[π(D m-D b)]+2πD b{1-sin[π(D m-D b)]}ˑsin[π(D m-D b)]}2}-G RHG㊂(15)651电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀2.4㊀RMG模式电压增益G RMGRMG无RHG模式的Boost阶段,将D b=0代入式(15)得到G RMG的隐函数f RMG(G RMG,D m,Q)=G RMG-π(1-K1G RMG)4K2K21QG RMGˑ1-cos(πD m)1+cos(πD m)㊂(16)根据式(15)㊁式(16)绘出G RHG和G RMG的特性曲线如图8所示㊂图中实线表示G RMG与Q值和D m 的关系,D m在0~0.8之间调节㊂图8中虚线表示G RHG㊁Q值和D b的关系,D b在0~0.4范围之间调节㊂在D b到达0.2时G RHG就达到1.4,超过传统LLC谐振型DC-DC变换器的增益㊂图8㊀RHG和RMG模式的特性曲线Fig.8㊀Characteristic curves of RHG and RMG modes 2.5㊀RLG模式电压增益G RLG本模式本质是一个工作在电流断续状态的反激变换器,电压增益G RLG=D f K2R i T s2L r㊂(17)3㊀所提变换器的设计设计一个可以对4-5节额定电压为12V的蓄电池组进行充放电的双向DC-DC变换器,其充电电压为55.4~73.5V,放电电压为42~73.5V,设计参数见表1㊂3.1㊀正反向电压增益假设实际需求双向DC-DC变换器最大正向增益为G F,最大反向增益为G R,当主变压器变比K1= 1时双向DC-DC变换器能达到的最大正向增益为G1,最大反向增益为G2,则设计的双向DC-DC变换器的变比K须满足以下条件:G Fɤ1K G1;G RɤKG2㊂}(18)即G RG2ɤKɤG1G F㊂表1㊀设计的参数范围Table1㊀Experimental scope of the design 工作方式实验参数㊀㊀㊀取值正向工作方式输入电压U i/V220额定输出电压/V60额定功率P o/W450输出电压范围U o/V30~73.5开关频率f s/kHz100反向工作方式输入电压U o范围/V42~73.5输出电压U i/V220额定输入电压/V60额定功率P o/W450开关频率f s/kHz100要使电路能达到实际需求,则K1值要有解,所以电路增益要满足G1G2ȡG F G R㊂(19)根据表1得到G F=0.3,G R=5.2㊂代入公式(18),有G1G2ȡ1.56㊂而根据图7和图8所示,本文所提电路只要选择合适的参数,能较容易满足该双向增益条件㊂此处选择G FMG=G1=0.98,G RHG=G2=1.75㊂3.2㊀变压器匝比设计选择好G FMG和G RHG后,设计K1=3㊂设计K2= 1,使变换器在双向工作时均能在Flyback阶段将电感剩余能量馈到负载端㊂3.3㊀品质因数和最大占空比将0.9G RMG设为额定增益G o,则在实际工作增益小于G o时是中增益模式,大于G o时切换成高增益模式㊂定义额定增益下的品质因数Q o=0.2,根据式(15)和式(16),计算得到最大占空比D m_max= 0.8㊂3.4㊀谐振参数设计根据f r和Q o来设计L r和C r,有:751第2期袁义生等:一种适合宽范围输出的双向DC-DC变换器L r =8U 2i G 2o Q oπ2ωs P i;C r =π2P i8U 2i G 2o ωs Q o㊂üþýïïïï(20)其中:P i 为额定功率;角频率ωs =2πf s ㊂将各参数代入上述公式可得:L r =22.5μH;C r =112.6nF㊂4㊀实验分析为了验证提出的双向DC-DC 变换器,制作了一台实验样机,实物照片如图9所示㊂样机工作参数见表1,其他参数如表2所示㊂图9㊀样机实物照片Fig.9㊀Photo of prototype表2㊀实验参数Table 2㊀Experimental parameters器件参数㊀数值主变压器T 1匝比K 13原边电感/漏感810μH /0.2μH 副边电感/漏感90μH /0.2μH 辅助变压器T 2匝比K 21原边电感L r /漏感22μH /0.6μH 副边电感/漏感22μH /0.6μH谐振电容C r 谐振电容C r 110nF 开关管IRF4609个所提变换器采用了最简单的单电压环控制,各个工作模式的切换通过对电压环的输出数值设置不同的阀值进行切换㊂4.1㊀正向工作关键波形设计的双向DC-DC 变换器正向工作范围为输入电压220V,输出电压30~73.5V㊂图10~图12分别为输入电压U i =220V 时,FMG 和FLG 模式下输出电压U o =73.5㊁55.4㊁30V的关键波形㊂图10㊀FMG 模式下73.5V 输出关键波形Fig.10Key waveforms with 73.5V output in FMGmode图11㊀FMG 模式下55.4V 输出关键波形Fig.11㊀Key waveforms with 55.4V output in FMG mode图10为U i =220V㊁U o =73.5V 时,FMG 模式下的关键波形㊂此时的电感电流连续,电容电流i Cr在开关管关断时进行换向,在下一次开关管导通之前与电感电流i Lr 保持一致并进行谐振直到下一次开关管关断进行换流㊂851电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀图12㊀FLG 模式下30V 输出关键波形Fig.12㊀Key waveforms with 30V output in FLG mode图11为U i =220V㊁U o =55.4V 时,FMG 模式下的关键波形㊂图12为U i =220V㊁U o =30V 时,FLG 模式下的关键波形,此时反激占空比D f =0.2㊂电路工作在DCM 模式㊂4.2㊀反向工作关键波形设计的双向DC-DC 变换器反向工作范围为输入电压42~73.5V,输出电压220V㊂图14~图15分别为输入电压U o =42V㊁73.5V 时,RHG 和RMG 模式下输出电压U i =220V 的关键波形㊂图13㊀RHG 模式下220V 输出关键波形Fig.13㊀Key waveforms with 220V output in RHG mode图13为U o =42V㊁U i =220V 时RHG 模式下的关键波形,此时D b =0.35㊂由图可知,电感电流i Lr 在Boost 阶段线性上升,随后和谐振电容C r 进行谐振㊂在S 5和S 6关断时谐振电感电流i Lr 会以Fly-back 的模式通过T 2变压器流到负载端㊂i Lr 会在周期内复位,可以实现ZCS 开通㊂工作在RHG 模式下,电路只有谐振阶段和Flyback 阶段两个阶段向负载馈能㊂图14㊀RMG 模式下220V 输出关键波形Fig.14㊀Key waveforms with 220V output in RMG mode图14为U o =73.5V㊁U i =220V 时RMG 模式下的关键波形,此时占空比D m =0.8㊁㊂相比RHG 模式,RMG 模式没有Boost 阶段,其谐振及软开关过程均与反向HG 模式相同㊂当输出电压降低使得D m 小于0.55时,电路会工作在RLG 模式下,提高电路的效率㊂4.3㊀切载波形及效率曲线图15为电路随负载变化而切换工作模式的动态响应波形㊂图16为提出的双向DC-DC 变换器和传统LLC 谐振双向DC-DC 变换器[8]在U o =60V 的条件下,正向㊁反向工作的效率曲线㊂为了提高传统LLC 谐振双向DC-DC 变换器的电压增益,实验时将其变压器励磁电感减小到50μH㊁漏感增大到10μH,其余参数与提出的变换器一致㊂由图17可见,传统双向DC-DC 变换器最高效率为88.32%,提出的变换器整体效率高于传统双向变换器,且工作在额定功率450W 时达到最高效率94.56%㊂951第2期袁义生等:一种适合宽范围输出的双向DC -DC 变换器图15㊀负载切换动态响应波形Fig.15㊀Dynamic response waveform with loadswitching图16㊀不同工作方式的效率曲线Fig.16㊀Efficiency curves with different modes5㊀结㊀论本文提出了一种适合宽范围输出的双向DC-DC 变换器,该变换器具体有以下几个优点:1)正向功率传输有两种电压增益模式,反向功率传输有三种电压增益模式,适合宽范围电池充放电场合,有较高的最高电压增益;2)采用定频PWM 调制,磁性器件设计简单;3)低增益模式的反激变压器的电感复用做中高增益模式的LC 谐振的谐振电感,提高了电路的功率密度;4)全负载范围内均实现了软开关,降低了开关损耗㊂参考文献:[1]㊀李建国,赵彪,宋强,等.直流配电网中高频链直流变压器的电压平衡控制策略研究[J ].中国电机工程学报,2016,36(2):327.LI Jianguo,ZHAO Biao,SONG Qiang,et al.DC voltage balance control strategy of high frequency link DC transformer in DC distri-bution system[J].Proceedings of the CSEE,2016,36(2):327.[2]㊀SHE X,HUANG A Q,BURGOS R.Review of solidstate trans-former technologies and their application in power distribution sys-tems[J].IEEE Journal of Emerging &Selected Topics in Power E-lectronics,2013,1(3):186.[3]㊀熊雄,季宇,李蕊,等.直流配用电系统关键技术及应用示范综述[J].中国电机工程学报,2018,38(23):6802.XIONG Xiong,JI Yu,LI Rui,et al.An overview of key 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Buck-Boost变换器原理
Buck变换器原理Buck变换器又称降压变换器、串联开关稳压电源、三端开关型降压稳压器。
1.线路组成图1（a）所示为由单刀双掷开关S、电感元件L和电容C组成的Buck变换器电路图。
图1(b)所示为由以占空比D工作的晶体管T r、二极管D1、电感L、电容C组成的Buck变换器电路图。
电路完成把直流电压V s转换成直流电压V o的功能。
图１Buck变换器电路2.工作原理当开关S在位置a时，有图2 (a)所示的电流流过电感线圈L，电流线性增加，在负载R上流过电流I o，两端输出电压V o，极性上正下负。
当i s>I o时，电容在充电状态。
这时二极管D1承受反向电压；经时间D1T s后（，t on为S在a位时间，T s是周期），当开关S在b位时，如图2（b）所示，由于线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持其电流i L不变。
负载R两端电压仍是上正下负。
在i L<I o时，电容处在放电状态，有利于维持I o、V o不变。
这时二极管D1，承受正向偏压为电流i L构成通路，故称D1为续流二极管。
由于变换器输出电压V o小于电源电压V s，故称它为降压变换器。
工作中输入电流is，在开关闭合时，i s>0，开关打开时，i s=0，故i s是脉动的，但输出电流I o，在L、D1、C作用下却是连续的，平稳的。
图２Buck变换器电路工作过程Boost变换器Boost变换器又称为升压变换器、并联开关电路、三端开关型升压稳压器。
1.线路组成线路由开关S、电感L、电容C组成，如图1所示，完成把电压V s升压到V o的功能。
图１2.工作原理当开关S在位置a时，如图2(a)所示电流i L流过电感线圈L，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈L中。
此时，电容C放电，R上流过电流I o，R两端为输出电压V o，极性上正下负。
由于开关管导通，二极管阳极接V s负极，二极管承受反向电压，所以电容不能通过开关管放电。
推挽变换器 反并二极管
推挽变换器反并二极管
推挽变换器（Push-Pull Converter）和反并二极管（Antiparallel Diode）在电力电子和电路设计中是两个重要的概念。
推挽变换器：
推挽变换器是一种常用于直流到直流（DC-DC）转换的功率转换器。
其基本原理是，两个开关（通常是晶体管或MOSFET）交替地导通和截止，使得电源在输出端产生交替的正负电压，从而驱动负载。
推挽变换器的一个主要优点是，它允许使用一个中心抽头的变压器，从而简化电路并提高效率。
反并二极管：
反并二极管，也被称为反向并联二极管或并联肖特基二极管，通常用于保护电路中的开关或晶体管免受反向电压的损害。
当开关或晶体管关闭时，如果其两端出现反向电压，反并二极管会迅速导通，从而防止反向电压损坏开关或晶体管。
推挽变换器中的反并二极管：
在推挽变换器中，反并二极管常用于保护开关免受反向电压的影响。
当开关关闭时，如果其两端出现反向电压，反并二极管会迅速导通，将反向电压短路，从而保护开关不被损坏。
前级三相全波可控整流后级boost变换的两级变换器
前级三相全波可控整流后级boost变换的两级变换器前级三相全波可控整流后级boost变换的两级变换器是一种常用的电力电子变换器。
它由两个级联的变换器组成，前级为三相全波可控整流器，后级为boost变换器。
这种结构能够实现对输入电压和输出电压的有效控制，具有较高的转换效率和稳定性。
下面将详细介绍该两级变换器的原理、工作方式以及应用。
一、前级三相全波可控整流器1. 原理前级三相全波可控整流器是将三相交流电源转换为直流电源的关键部件。
它由六个可控硅管组成，通过对这些硅管进行适时触发来实现对输入电压的整流。
2. 工作方式当输入交流电源正半周时，选择适当的硅管进行触发，使其导通，从而将正半周信号导通到负载端；当输入交流电源负半周时，则选择适当的硅管进行触发，使其导通，从而将负半周信号导通到负载端。
通过不同硅管的适时触发，可以实现对输入交流电压的整流。
3. 应用前级三相全波可控整流器常用于工业电力系统中，用于将三相交流电源转换为直流电源供给工业负载。
它具有输入功率因数高、谐波小的特点，能够提高系统的稳定性和效率。
二、后级boost变换器1. 原理后级boost变换器是一种直流-直流变换器，通过改变开关管的导通时间来调节输出电压。
它由一个开关管、一个电感和一个电容组成。
2. 工作方式当开关管导通时，电感储存能量，并将其传递给负载；当开关管断开时，储存在电感中的能量被释放到负载中。
通过改变导通时间和断开时间的比例，可以实现对输出电压的调节。
3. 应用后级boost变换器常用于直流供电系统中，用于提供稳定的输出电压。
它具有输出电压可调范围广、响应速度快的特点，在工业控制、通信设备等领域得到广泛应用。
三、两级变换器的工作原理1. 前级三相全波可控整流器将三相交流电源转换为直流信号；2. 后级boost变换器通过改变开关管的导通时间来调节输出电压；3. 前级和后级之间通过电容进行耦合，将直流信号传递给后级boost变换器。
仪表导波管工作原理
仪表导波管工作原理仪表导波管（Magnetron）是一种利用交变电场和静磁场相互作用产生微波的特殊电子管。
它是一种重要的微波器件，广泛应用于雷达、通信、微波炉等领域。
本文将详细介绍仪表导波管的工作原理。
仪表导波管的工作原理基于电子的速度和静磁场的相互作用。
在仪表导波管中，电子通过一个叫做阴极的热阴极发射出来，并且被一个静磁场束缚。
在静磁场的作用下，电子沿着螺旋状的金属导体（也称为螺旋线）运动。
在螺旋线的一端，有一个入口窗口，通过这个窗口输入的微波信号会激励电子的运动。
当微波信号通过窗口进入仪表导波管后，它会在螺旋线中产生一个交变电场。
这个交变电场会与电子的运动相互作用，使电子产生微小的偏转。
这个偏转将导致电子的速度发生变化，从而使它们能够向外辐射出微波能量。
在螺旋线的另一端，有一个出口窗口，通过这个窗口辐射出来的微波信号可以被接收或者利用。
当微波信号从螺旋线出口窗口辐射出来时，它的频率和功率将与输入信号相同。
这样，仪表导波管就完成了将交变电场转换为微波能量的过程。
仪表导波管的工作原理可以通过以下几个步骤来总结：1.电子发射：热阴极中的电子通过热发射的方式释放出来。
2.静磁场束缚：静磁场将电子束缚在螺旋线上，使其只能沿着螺旋线运动。
3.微波信号激励：通过入口窗口输入的微波信号激励电子的运动。
4.交变电场产生：微波信号在螺旋线中产生一个交变电场。
5.电子速度变化：交变电场与电子的运动相互作用，使电子发生微小的速度变化。
6.微波能量辐射：电子的速度变化导致微波能量的辐射。
7.微波信号输出：通过出口窗口辐射出来的微波信号可以被接收或者利用。
仪表导波管是一种利用交变电场和静磁场相互作用产生微波能量的特殊电子管。
它通过激励电子的运动，使其发生速度变化并辐射出微波信号。
仪表导波管在雷达、通信、微波炉等领域具有重要的应用价值，对于现代科技的发展起到了重要的推动作用。
反激变换器mos管ds波形
反激变换器mos管ds波形
反激变换器管波形
反激变换器是一种-转换电路,它利用管的开关特性来实现电压的升降转换。
管在反激变换器中的端电压波形具有以下特点:
1. 当管导通时,两端电压降为零,管处于线性区;
2. 当管关断时,输入电源电压全部加在两端,管处于截止区;
3. 电压具有两个电平,一个是零电压,一个是输入电源电压;
4. 电压波形周期与管的开关频率一致,其占空比取决于管的驱动信号;
5. 电压波形具有较快的上升和下降沿,上升沿代表管关断,下降沿代表管导通。
6. 端的电压波形频率较高,通常在几十至几百。
反激变换器管的端电压波形是方波状的脉冲波,其电平和周期与管的开关状态和驱动频率相关。
分析波形有助于评估变换器的工作状态和转换效率。
导波管的使用方法
导波管的使用方法导波管是一种常见的电子器件，它在无线通信和微波领域中起到至关重要的作用。
导波管能够将电磁波束引导在其内部，使得波束能够在电子设备中传输。
本文将讨论导波管的使用方法，希望能对读者们有所帮助。
首先，导波管的选择是十分重要的。
不同型号的导波管适用于不同的频率范围和功率需求。
因此，在使用导波管之前，我们需要确认设备的频率和功率参数，并选择合适的导波管型号。
导波管型号通常根据其截面形状和材料来命名，如矩形导波管和圆柱导波管等。
其次，导波管在安装过程中需要特别注意其接口的连接。
导波管接口有两种常见类型，即法兰接口和螺纹接口。
在连接导波管时，应确保接口处没有杂质或损坏，以避免泄露和干扰。
接口处还需要使用合适的密封件，以确保完全的密封性和良好的连接效果。
在使用导波管之前，还需要对其进行仔细的检查和测试。
首先，使用导波管之前应仔细检查其外观，确保没有明显的损坏和变形。
其次，需要测量导波管的各项参数，如频率响应、功率损耗和驻波比等。
通过这些测试，可以判断导波管是否符合要求，并及时发现和解决潜在问题。
导波管的布局和安装也需要特别注意。
在使用多个导波管的情况下，应根据设备的布局和要求，合理安排导波管的位置和路径。
导波管的弯曲半径应满足相关标准，以避免损失和干扰。
此外，在布局导波管时，还需要注意与其他电子设备和导线的距离，防止干扰和相互干扰。
当我们开始使用导波管的时候，还需要定期检查和维护。
导波管应定期清洁和检查，以确保其工作正常。
在使用过程中，应留意导波管的表面温度和外部环境的温度，避免过高的温度导致性能下降或损坏。
最后，在使用导波管时，还需要加强安全意识。
导波管在工作时可能会产生一定的辐射和电磁能量，因此，在使用导波管时，应遵守相关的安全规定，并采取必要的防护措施。
总而言之，导波管在无线通信和微波领域中起着重要的作用。
正确选择、安装和使用导波管，能够确保设备的正常运行并提高通信质量。
希望本文的介绍能对读者们有所帮助，使他们在使用导波管时能更加得心应手。
电磁谐振与波长测量：利用导波器进行实验与验证
设置实验参数：在信号发生器上设置输出频率、功率等参 数，在频谱分析仪上设置频率范围、分辨率等参数。
启动实验：打开信号发生器，调整输出频率，观察频谱分 析仪上的信号变化，记录信号频率和功率。
测量波长：根据测量到的信号频率和功率，利用公式计算 出波长。
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谐振条件：电磁波频率与电路谐振 频率相等，相位差为0
谐振频率：与腔体尺寸、形状和材 料有关，可以通过调整腔体参数改 变谐振频率
谐振频率与波长的关系
电磁谐振：当电磁场与电路中的电感和电容发生共振时，产生电磁谐振
谐振频率：电磁谐振的频率，与电路的电感和电容有关
波长：电磁波的波长，与频率和速度有关
导波器在电磁波传播中的作用
导波器可以控 制电磁波的传 播方向和路径
导波器可以增 强电磁波的强 度和信号质量
导波器可以减 少电磁波的损
耗和干扰
导波器可以应 用于各种电磁 波传播场景， 如通信、雷达、
微波等
导波器的应用场景
微波通信：导波器在微波通信中用 于传输信号，提高信号传输效率。
医疗设备：导波器在医疗设备中用 于传输能量，实现无创治疗。
关系：谐振频率与波长之间的关系可以通过公式f = c/λ来表示，其中f为谐振频率，c为光速，λ 为波长
实验中使用的电磁波类型
电磁谐振：在 导波器中形成
的电磁波
波长测量：通 过测量电磁波 的波长来验证
电磁谐振
实验原理：利 用电磁谐振原 理进行实验和
验证
实验设备：导 波器、信号发 生器、功率计
等实验步骤与操作添加标题添加标题添加标题
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Electric field distribution of each mode in yz ( Electric field: )
L listed in ( ) of the Table 1, which are 3 %, 3 % and
7 % longer than those of the calculated model. The compensation for the three parameters of the fabricated transition is needed and led experimentally because numerical analysis is carried out assuming that the conductor thickness of the calculation model is zero and that the shape of the corners of the matching element in the model is a right angle although the shape of the corners of actual matching element in the fabricated transition is rounded. Since the aim of this paper is mainly to clarify the relations between the parameters and the characteristics, details of the compensation are not discussed here. The assumptions are also used in Section 3. 2and 3. 3in order to reduce calculation time.
3. 2 Bandwidth characteristic
Figure 6shows the bandwidth ( VSWR < 1.5 )with variation of the dimensions of the waveguide.Calculation is carried out in case that the ratio of the broad wall to the narrow wall of the waveguide is
constant as a = 2b . Bandwidth of the transition is represented by a solid line and that of the conventional microstrip patch antenna element fabricated on a dielectric substrate with the same parameters is represented by a dotted line as a reference. The conventional microstrip patch antenna element has a structure subtracting the waveguide from the structure of the transition shown in Fig. 1. As shown in Fig. 6, the bandwidth of the transition becomes wider as the dimensions a and b of the waveguide become smaller and maximum value of 6.5 %, which is twice as wide as that of the conventional microstrip patch antenna element, in case that the broad wall length a of the waveguide is set from 2.5 mm to 2.8 mm. Calculated transmission loss keeps a constant value of 0.3 dB at 76.5 GHz, which is independent on the dimensions a and b of the waveguide.
Since not only numerical analysis but also fabrication and evaluation of the transition are goals of this paper, the dimensions of the waveguide are chosen to be the same dimensions as a network analyzer interface ( WR – 12 ), which are 3.1 mm and 1.55 mm listed in the Table 1, in order to make an actual measurement.
3. 3 Assembling tolerance
Variation of transmission loss against the error in relative position between the dielectric substrate and the waveguide is shown in Fig. 7. The error in relative position is defined as the difference between the center of the matching element patterned on the
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Fig. 6
Bandwidth ( VSWR<1.5 ) of transition versus broad wall length a of waveguide in case of a = 2b .Bandwidth ( VSWR<1.5 ) of conventional patch antenna is also presented as a reference.( Transition: , Antenna : )
Fig. 5
Reflection and transmission characteristics of calculated model and fabricated transition.( Calculated: , Measured: )。