TL431偏置电流的计算
TL431分压电阻计算公式
TL431分压电阻计算公式并联式稳压电源（TL431）的最大输出电流就是它的最大功率时的最大吸入电流。
计算方法为：Io＝（Vcc-V o）/R1）-2mA ，当然还必须满足不超过TL431的最大功率：V o*Io<0.5以上就是安全使用TL431的方法TL431限流电阻如何计算图中的电路，15V供电，输出5V，不知道R5-R9的作用是什么？怎么计算这几个电阻的值R5-R9的作用是是限流和分掉部分电压，因为输入是15V，输出是5V，这几个电阻分掉多余的电压（15V-5V=10V）。
TL431工作电流为1mA到100mA ，可以让TL431的工作电流为20mA，这几个电阻并联后阻值可大概取为（15-5）/20mA=500欧姆，5个电阻分担20*20*500/1000000=0.2W的功率足够了，这样的话每个电阻可为2.5K。
R10和R11选择1K的电阻，有点偏小，为了尽量减小功耗，建议两个同时选择10K的电阻，这样功耗不大，电阻安全，同时可以减少分流。
TL431 恒流源电路三极管电阻选择如果单从下图来设计的话是没有办法实现恒流的，因为Vref随着Rcl的变化而变化的，所以应该是在三极管的集电极间串联负载，只有这个地方才是恒流的，无论Rcl怎么变，三极管集电极的流是恒定的，但这种方法对输入电压的变化却没有办法实现恒流，不知道我说得对不？这是个TL431典型的恒流源电路。
原理很简单，不再详述。
电阻Rs的选择是以设计所需电流为准，使Rs上的电压达到2.5V为准。
三极管根据电路功率大小及管子自身的耗散来确定。
当然选用功率大点的管子比较安全。
针对你补充的说明，Rs或者你说的电路中的Rcl其实不是负载电阻，而是电压取样电阻。
一旦你需要的电流大小一定，这个阻值就定了，Rs=2.5/Iout，负载是接三极管的集电极是没错的。
你说的对输入电压变化不能实现恒流是不对的。
因为当电压开始升高时，流经三极管的偏流电流也增大，从而导致流经Rs（Rcl)的电流也大幅增大，Rs(Rcl)的电压降也增大。
tl431基准电流
tl431基准电流（原创版）目录1.TL431 基准电压源的介绍2.TL431 的工作原理3.TL431 基准电流的计算方法4.TL431 基准电流的应用实例5.TL431 基准电流的优缺点正文一、TL431 基准电压源的介绍TL431 是一种可调式基准电压源，由德州仪器公司（Texas Instruments）于 1973 年推出。
它是一种三端线性稳压器，具有内置短路保护功能，可提供稳定可靠的基准电压。
TL431 基准电压源广泛应用于各种模拟和数字电路设计，如电源管理、放大器、比较器等。
二、TL431 的工作原理TL431 的工作原理基于恒流源（current source）和电压调整（voltage adjustment）两个方面。
首先，通过内部的恒流源，TL431 可以提供一个固定的基准电流（例如 1.2mA）。
其次，通过调整外部电阻，可以改变反馈电阻的分压，从而改变输出电压。
三、TL431 基准电流的计算方法TL431 基准电流的计算公式为：Iref = (Vref * (R1 + R2)) / (R1 + R2 + R3)，其中 Iref 表示基准电流，Vref 表示基准电压，R1、R2 和 R3 分别表示三个外部电阻的阻值。
通过调整 R1、R2 和 R3 的阻值，可以实现对基准电流的调节。
四、TL431 基准电流的应用实例TL431 基准电流在实际电路应用中非常广泛，以下是一个简单的应用实例：假设需要提供一个 1.2V 的基准电压，可以选择 TL431 基准电压源，并根据计算公式确定电阻阻值。
假设 R1、R2 和 R3 的阻值分别为 1kΩ、1kΩ和 2kΩ，则可以得到基准电流 Iref = (1.2V * (1kΩ + 1kΩ)) / (1k Ω + 1kΩ + 2kΩ) = 1.2mA。
五、TL431 基准电流的优缺点TL431 基准电流具有以下优点：1.输出电压稳定，漂移小；2.可调范围宽，可根据需要调整基准电流；3.输入电压范围宽，适应不同应用场景；4.封装形式多样，易于使用。
tl431最小基准电流
tl431最小基准电流（实用版）目录1.TL431 简介2.TL431 的最小基准电流3.TL431 的最小基准电流的计算方法4.TL431 的最小基准电流对性能的影响5.结论正文1.TL431 简介TL431 是一种可编程的基准电压源，它是由德州仪器公司（Texas Instruments）生产的。
TL431 可以提供从 0.8V 到 35V 之间的任何电压，因此被广泛应用于各种电子设备和电路中，如电源、放大器和比较器等。
2.TL431 的最小基准电流TL431 的最小基准电流是指 TL431 正常工作所需要的最小电流。
如果电流低于这个值，TL431 可能无法正常工作，甚至可能损坏。
因此，了解 TL431 的最小基准电流对于保证电路的正常工作非常重要。
3.TL431 的最小基准电流的计算方法TL431 的最小基准电流的计算方法取决于其工作方式和电路参数。
一般来说，TL431 的最小基准电流可以通过以下公式计算：Imin = (Vref * (1 + Rs / (Rs + Rl))^2) / (Rl * (1 + Rs / (Rs + Rl))^2 + Ro)其中，Vref 是 TL431 的基准电压，Rs 是 TL431 的内阻，Rl 是负载电阻，Ro 是开路电压。
4.TL431 的最小基准电流对性能的影响TL431 的最小基准电流对其性能有着重要的影响。
如果电流过低，TL431 可能无法正常工作，导致电路的稳定性和可靠性下降。
反之，如果电流过高，可能会导致 TL431 的功耗增加，影响电路的效率。
5.结论TL431 是一种重要的基准电压源，其最小基准电流对于保证电路的正常工作至关重要。
详细解读TL431
详细解读TL431发布时间:2007-05-16 18:28TL431的内部结构图说明一点，这个schdoc的TL431内部结构并不能精确输出2.5V，取而代之的是一个低于2.5V的电压但是这个电压仍然具有相当高的稳定性相信制造商有办法通过调整某些电路参数使输出达到2.5VTL431的几种基本用法TL431作为一个高性价比的常用分流式电压基准，有很广泛的用途。
这里简单介绍一下TL431常见的和不常见的几种接法。
图(1)是TL431的典型接法，输出一个固定电压值，计算公式是:Vout =(R1+R2)×2.5?R2同时R3的数值应该满足1mA <(Vcc-Vout)?R3 < 500mA当R1取值为0的时候，R2可以省略这时候电路变成图(2)的形式，TL431在这里相当于一个2.5V稳压管利用TL431还可以组成鉴幅器，如图(3)，这个电路在输入电压Vin <(R1+R2)×2.5?R2 的时候输出Vout为高电平，反之输出接近2V的电平。
需要注意的是当Vin在(R1+R2)×2.5?R2附近以微小幅度波动的时候，电路会输出不稳定的值。
TL431可以用来提升一个近地电压，并且将其反相。
如图(4)，输出计算公式为: Vout =,(R1+R2)×2.5 - R1×Vin ,?R2特别的，当R1 = R2的时候，Vout = 5 - Vin。
这个电路可以用来把一个接近地的电压提升到一个可以预先设定的范围内，唯一需要注意的是TL431的输出范围不是满幅的。
TL431自身有相当高的增益(我在仿真中粗略测试，有大概46db)，所以可以用作放大器。
图(5)显示了一个用TL431组成的直流电压放大器，这个电路的放大倍数由R1和Rin决定，相当于运放的负反馈回路，而其静态输出电压由R1和R2决定。
这个电路的优点在于，它结构简单，精度也不错，能够提供稳定的静态特性。
TL431反馈参数计算
关于参数的选择各种意见：一、 这是CMG大师的论述:R6的取值,R6的值不是任意取的,要考虑两个因素:1)431参考输入端的电流,一般此电流为2uA左右,为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响,一般取流过电阻R6的电流为参考段电流的100倍以上,所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K. 2)待机功耗的要求,如有此要求,在满足《12.5K的情况下尽量取大值.431要求有1mA的工作电流,也就是R1的电流接近于零时,也要保证431有1mA,所以R3<=1.2V/1mA=1.2K即可.除此以外也是功耗方面的考虑.R1的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流,假设用PC817A,其CTR=0.8-1.6,取低限0.8,要求流过光二极管的最大电流=6/0.8=7.5mA,所以R1的值<=(15-2.5-1.2)/7.5=1.5K,光二极管能承受的最大电流在50mA左右,431为100mA,所以我们取流过R1的最大电流为50mA,R1>(15-2.5-1.3)/50=226欧姆.要同时满足这两个条件:226R5的取值上面的计算没有什么问题.R5C4形成一个在原点的极点,用于提升低频增益,来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率,即静态误差,R4C4形成一个零点,来提升相位,要放在带宽频率的前面来增加相位裕度,具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少,R4C4的频率越低,其提升的相位越高,当然最大只有90度,但其频率很低时低频增益也会减低,一般放在带宽的1/5初,约提升相位78度.这就是431取样补偿部分除补偿网络以外其他元件值的完整的计算方法,对初级任何控制IC都使用,补偿网络的计算会在15号的研讨会上讲解.希望对大家有益!!!!!!二、 V o的接法.反馈电压V o的接法基本上有2种.A) 从最终输出段子接;B)在输出的LC滤波前接. 采用接法A,可以直接反应输出电压,但是却在整个系统中引入了一个LC的二阶系统,不利于反馈调节,而且也会减缓对输出负载变换的动态响应.采用接法B,避开了这个LC的二阶系统,简化了整个系统.而通过L之后,电压降一般都很小,所以通常采用的方法是把V o接在输出的LC滤波器前面.至此,这个由光耦和TL431组成的反馈系统直流偏置部分就分析计算完毕. 三、 动态工作点小信号分析以及计算.当电源工作在一个稳定的状态的时候,就可以进行小信号的交流分析.1.基本传递函数的推导及说明.根据TL431的规格书描述,可以把TL431描述为图三所示器件组合从图三所示,可以把TL431的内部看成一个高阻抗输入的运放.则可以把图一的TL431部分用图四来表示则小信号波动时候,从图一中可以得到可以表示为以下等式:这是一个由着一个零点,2个极点的,典型的II类系统.2.零极点和原点增益的安排规则,及各参数的确定.确定反馈系统的零极点以及增益,需要首先知道功率部分的传递函数,然后才能做补偿.功率部分的传递函数可以通过计算或者测量得出,可以参见(B.Erickson,D.Maksimovic,”Fundamentals of Power Electronic”, KluwersAcademic Publishers,ISBN0-7932-7270-0)2.1 穿越频率(cross over frequency)fc 的确定.穿越频率越高,系统就有越大的带宽,对负载响应和线电压响应就越快.由奈奎斯特(Nyquist)采样定理可得,穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍.带宽越宽,越容易引入噪声,系统的稳定性越差,在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k赫兹.本例中设定fc为2kHz.2.1 穿越频率(cross over frequency)fc 的确定.穿越频率越高,系统就有越大的带宽,对负载响应和线电压响应就越快.由奈奎斯特(Nyquist)采样定理可得,穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍.带宽越宽,越容易引入噪声,系统的稳定性越差,在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k赫兹.本例中设定fc为2kHz.2.2 反馈系统设计反馈系统设计,要使得整体的开环系统的增益曲线从反馈系统的平台中间过零,即穿越频率要落在反馈系统的平台中间.(PS:这个就是设计反馈回路的重要点了.)。
TL431可控精密稳压源原理及多种经典应用电路介绍
TL431可控精密稳压源原理及多种经典应用电路介绍一、TL431介绍TL431是由美国德州仪器公司（TI）和Motorola公司生产的2.50~36V可调精密并联稳压器，它是一种具有可调电流输出能力的基准电压源，TL431系列产品包括TL431C、TL431AC、TL431I、TL431AI、TL431M、TL431Y，共6种型号。
它们的内部电路完全相同，仅个别技术指标略有差异。
二、TL431内部结构该器件的符号如图1，三个引脚分别为：阴极(CATHODE)、阳极(ANODE)和参考端(REF)，参考电压为2.5V。
由内部电路图图2可以看出，它由多极放大电路、偏置电路、补偿和保护电路组成，其中晶体管V1构成输入极，V3、V4、V5构成稳压基准，V7和V8组成的镜像恒流源与V6、V9构成差分放大器作中间级，V10、V11形成复合管，构成输出，其它一些电阻、电容、二级管分别起偏置、补偿和保护作用，在原理上它是一个单端输入、单端输出直流放大器。
如其等效功能示意图如图3所示，由一个2.5V的精密基准电压源、一个电压比较器和一输出开关管等组成，参考端的输出电压与精密基准电压源Vref相比较，当参考端电压超过2.5V时，TL431立即导通。
三、TL431常用应用电路1、并联稳压器这是431用得最多的电路，输出电压Vout=(1+R1/R2)Vref。
选择不同的R1和R2的值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，VO=5V。
由于参考极输入用的是射极跟随器，因此具有很高的输入阻抗，而输入电流很小。
对于此电路，基本分析步骤为：1）确定稳压电压2）确定负载最大电流3）根据输入电压Vin、稳压电压，限流电阻R确认TL431的工作电流（1mA~100mA）4）算出限流电阻R的功率，P=（Vin-Vout）*（Vin-Vout）/R，选择合适的电阻R例如输入电压12V，输出电压为3.3V，根据TL431的Ref引脚只需要uA级的电流就看实现稳压，因此R1和R2可选择K级电阻，K1这里选择15K，那么K2为47K，输出电压3.297V；负载电流Iout假设是30mA，流过TL431的电流IKA可以按照最小值1mA计算，那么输入电流Iin=Iout+IKA=31mA，那么电流电阻R≤（Vin-Vout）/Iin≈280Ω，可以取220欧姆，此时电阻功率P≈344mW，电阻可取3/4W的2010封装贴片电阻。
TL431
TL431
TL431是可控精密稳压源。
它的输出电压用两个电阻就可以任意的设置到从Verf（2.5V）到36V范围内的任何值。
该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，在很多应用中用它代替稳压二极管，例如，数字电压表，运放电路，可调压电源，开关电源等。
TL431可等效为一只稳压二极管，其基本连接方法如下图所示。
下图a可作2.5V基准源，下图b作可调基准源，电阻R2和R3与输出电压的关系为
U0=(1+R2/R3)2.5V
具体工作原理：
当输入电压增大，输出电压增大导致了输出采样增大，这时内部电路通过调整使得流过自身的电流增大，这也就使得流过限流电阻的电流增大，这样限流电阻的压降增大，而输出电压等于输入电压减限流电阻压降，输入电压增大与限流电阻压降增大使得输出电压减小，实现稳压。
TL431在电路中的反馈作用：
经常用到TL431做开关电源。
请记住以下的公式，其实电源产品不难开发。
关健是自己举一反三的理解能力！欢迎常一起交流！
TL431是一个电压基准器件。
工作特点就是3脚电压达到2.5V时，1，2脚导通的。
那个点的电压是R1,R2分压而来的，V0*R1/(R1+R2)TL431的基准电压是2.5V 的，它是运放 - 输入那里是2.5V，所以R端输入必须是2.5V或更高，否则就如你所说，TL431不通，PWM处于失控状态，所以通过分析你就会明白即使它的R端直接接输出电压，R端也不能低于2.5V，所以它使用限制是输出电压最低不可以低于2.5V，高于2.5V的输出电压通常是通过电阻分压之后提供给R端的，当输出电压稳定时R端的电压也是2.5V左右。
TL431计算
对于图1的电路，就是要确定R1、R3、R5及R6的值。
设输出电压Vo，辅助绕组整流输出电压为12V。
该电路利用输出电压与TL431构成的基准电压比较，通过光电耦合器PC817二极管－三极管的电流变化去控制TOP管的C极，从而改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。
因为被控对象是TOP管，因此首先要搞清TOP管的控制特性。
从TOPSwicth的技术手册可知流入控制脚C的电流Ic与占空比D成反比关系。
如图2所示。
可以看出，Ic的电流应在2－6mA之间，PWM会线性变化，因此PC817三极管的电流Ice也应在这个范围变化。
而Ice是受二极管电流If控制的，我们通过PC817的Vce与If的关系曲线(如图3所示)可以正确确定PC817二极管正向电流If。
从图3可以看出，当PC817二极管正向电流If在3mA左右时，三极管的集射电流Ice在4mA左右变化，而且集射电压Vce在很宽的范围内线性变化。
符合TOP管的控制要求。
因此可以确定选PC817二极管正向电流If为3mA。
再看TL431的要求。
从TL431的技术参数知，Vka在2.5V－37V变化时，Ika可以在从1mA到100mA以内很大范围里变化，一般选20mA即可，既可以稳定工作，又能提供一部分死负载。
不过对于TOP器件因为死负载很小，只选3-5mA左右就可以了。
确定了上面几个关系后，那几个电阻的值就好确定了。
根据TL431的性能，R5、R6、Vo、Vr有固定的关系：V o=(1+ R5/R6) Vr式中，Vo为输出电压，Vr为参考电压，Vr＝2.50V，先取R6一个值，例如R6＝10k，根据Vo的值就可以算出R5了。
再来确定R1和R3。
由前所述，PC817的If取3mA，先取R1的值为470Ω，则其上的压降为Vr1＝If* R1,由PC817技术手册知，其二极管的正向压降Vf典型值为1.2V，则可以确定R3上的压降Vr3＝Vr1+Vf，又知流过R3的电流Ir3＝Ika－If，因此R3的值可以计算出来：R3= Vr3/ Ir3= (Vr1+Vf)/( Ika－If)根据以上计算可以知道TL431的阴极电压值Vka，Vka＝Vo’－Vr3，式中Vo’取值比Vo 大0.1－0.2V即可。
LED电源次级利用TL431恒流方法总结
LED电源次级利用TL431恒流方法总结随着LED照明现在越来越热，作为LED的生命支柱--LED驱动电源也越来越受到人们的关注。
一直听到有很多人这么说：LED电源是个特殊的电源，跟普通电源有很大的不同，所以做LED电源要找专业的LED电源工程师。
这种说法给LED电源蒙上了一层神秘的面纱，但作为做电源的专业人士，我们都知道LED电源其实没什么特别，其特点就是需要恒流限压，况且长期工作在满载情况下，所以对效率的要求比较高；有些电源由于结构尺寸的限制，对高度有要求。
下面我就试着就目前中小功率的LED照明电源，谈谈次级恒流的一些常见的方法来一个总结；不一定很全面，也不一定很深入，不过总算能对一些初入行的工程师有些帮助。
可以毫不夸张的说，LED驱动电源将直接决定LED灯的可靠性与寿命；作为电源工程师，我们知道LED的特性需要恒流驱动，才能保证其亮度的均匀，长期可靠的发光。
我们来谈谈比较流行的TL431的几种恒流方式。
1、单个TL431恒流电路如上图，即是利用单个TL431恒流的示意图原理：此电路非常简单，利用了431的2.495V的基准来做恒流，同样限制了LED上面的压降，但优点与缺点同样明显。
优点：电路简单，元器件少，成本低，因为TL431的基准电压精度高，R12,T13只要采高精度电阻，恒流精度比较高缺点：由于TL431是2.5V基准，故恒流取样电路的损耗极大，不适合做输出电流过大的电源此电路的致命缺陷是不能空载，故不适合做外置式的LED电源。
这个电路的恒流点计算相信大家都知道：ID=2.495/(R12//R13)取样电阻R12，R13的功率为PR=2.495*2.495/R13)，对于小功率电源来说，这个功率的损耗相当可观，所以不建议采用此电路做电流大于200mA的产品2、单个TL431恒流改进型电路如上图，即是利用单个TL431恒流的改进型示意图原理：此电路同样是利用了TL431的2.495V的基准来做恒流，跟上面的电路不同点在于减少了电流取样电路的电压，只要合计设计R12,R13,R14的值，可以限制LED上面的压降优点：电路简单，元器件少，成本低，跟上面电路相比，显著降低了取样电阻的功耗，恒流精度很高，克服了上面的电路不能空载的致命缺陷，当有个别LED击穿时，可以自动调整输出电压缺点：当输出空载时，输出电压会有上升，上升幅度由电流取样电路电阻与R12,R13的比值决定。
TL431反馈参数计算(精)
关于参数的选择各种意见:一、这是CMG大师的论述:R6的取值,R6的值不是任意取的,要考虑两个因素:1431参考输入端的电流,一般此电流为2uA左右,为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响,一般取流过电阻R6的电流为参考段电流的100倍以上,所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K. 2待机功耗的要求,如有此要求,在满足《12.5K的情况下尽量取大值.431要求有1mA的工作电流,也就是R1的电流接近于零时,也要保证431有1mA,所以R3<=1.2V/1mA=1.2K即可.除此以外也是功耗方面的考虑.R1的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流,假设用PC817A,其CTR=0.8-1.6,取低限0.8,要求流过光二极管的最大电流=6/0.8=7.5mA,所以R1的值<=(15-2.5-1.2/7.5=1.5K,光二极管能承受的最大电流在50mA左右,431为100mA,所以我们取流过R1的最大电流为50mA,R1>(15-2.5-1.3/50=226欧姆.要同时满足这两个条件:226R5的取值上面的计算没有什么问题.R5C4形成一个在原点的极点,用于提升低频增益,来压制低频(100Hz纹波和提高输出调整率,即静态误差,R4C4形成一个零点,来提升相位,要放在带宽频率的前面来增加相位裕度,具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少,R4C4的频率越低,其提升的相位越高,当然最大只有90度,但其频率很低时低频增益也会减低,一般放在带宽的1/5初,约提升相位78度.这就是431取样补偿部分除补偿网络以外其他元件值的完整的计算方法,对初级任何控制IC都使用,补偿网络的计算会在15号的研讨会上讲解.希望对大家有益!!!!!!二、 V o的接法.反馈电压V o的接法基本上有2种.A 从最终输出段子接;B在输出的LC滤波前接. 采用接法A,可以直接反应输出电压,但是却在整个系统中引入了一个LC 的二阶系统,不利于反馈调节,而且也会减缓对输出负载变换的动态响应.采用接法B,避开了这个LC的二阶系统,简化了整个系统.而通过L之后,电压降一般都很小,所以通常采用的方法是把V o接在输出的LC滤波器前面.至此,这个由光耦和TL431组成的反馈系统直流偏置部分就分析计算完毕. 三、动态工作点小信号分析以及计算.当电源工作在一个稳定的状态的时候,就可以进行小信号的交流分析.1.基本传递函数的推导及说明.根据TL431的规格书描述,可以把TL431描述为图三所示器件组合从图三所示,可以把TL431的内部看成一个高阻抗输入的运放.则可以把图一的TL431部分用图四来表示则小信号波动时候,从图一中可以得到可以表示为以下等式:这是一个由着一个零点,2个极点的,典型的II类系统.2.零极点和原点增益的安排规则,及各参数的确定.确定反馈系统的零极点以及增益,需要首先知道功率部分的传递函数,然后才能做补偿.功率部分的传递函数可以通过计算或者测量得出,可以参见(B.Erickson,D.Maksimovic,”Fundamentals of Power Electronic”, Kluwers Academic Publishers,ISBN0-7932-7270-02.1 穿越频率(cross over frequencyfc 的确定.穿越频率越高,系统就有越大的带宽,对负载响应和线电压响应就越快.由奈奎斯特(Nyquist采样定理可得,穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍.带宽越宽,越容易引入噪声,系统的稳定性越差,在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k赫兹.本例中设定fc为2kHz.2.1 穿越频率(cross over frequencyfc 的确定.穿越频率越高,系统就有越大的带宽,对负载响应和线电压响应就越快.由奈奎斯特(Nyquist采样定理可得,穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍.带宽越宽,越容易引入噪声,系统的稳定性越差,在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k赫兹.本例中设定fc为2kHz.2.2 反馈系统设计反馈系统设计,要使得整体的开环系统的增益曲线从反馈系统的平台中间过零,即穿越频率要落在反馈系统的平台中间.(PS:这个就是设计反馈回路的重要点了.。
由TL431组成的高精度的恒流源
恒流方案大全恒流源是电路中广泛使用的一个组件，这里我整理一下比较常见的恒流源的结构和特点。
恒流源分为流出(Current Source)和流入(Current Sink)两种形式。
最简单的恒流源，就是用一只恒流二极管。
实际上，恒流二极管的应用是比较少的，除了因为恒流二极管的恒流特性并不是非常好之外，电流规格比较少，价格比较贵也是重要原因。
最常用的简易恒流源如图(1) 所示，用两只同型三极管，利用三极管相对稳定的be电压作为基准，电流数值为：I = Vbe/R1。
这种恒流源优点是简单易行，而且电流的数值可以自由控制，也没有使用特殊的元件，有利于降低产品的成本。
缺点是不同型号的管子，其be电压不是一个固定值，即使是相同型号，也有一定的个体差异。
同时不同的工作电流下，这个电压也会有一定的波动。
因此不适合精密的恒流需求。
为了能够精确输出电流，通常使用一个运放作为反馈，同时使用场效应管避免三极管的be电流导致的误差。
典型的运放恒流源如图(2)所示，如果电流不需要特别精确，其中的场效应管也可以用三极管代替。
电流计算公式为：I = Vin/R1这个电路可以认为是恒流源的标准电路，除了足够的精度和可调性之外，使用的元件也都是很普遍的，易于搭建和调试。
只不过其中的Vin还需要用户额外提供。
从以上两个电路可以看出，恒流源有个定式（寒，“定式”好像是围棋术语XD），就是利用一个电压基准，在电阻上形成固定电流。
有了这个定式，恒流源的搭建就可以扩展到所有可以提供这个“电压基准”的器件上。
最简单的电压基准，就是稳压二极管，利用稳压二极管和一只三极管，可以搭建一个更简易的恒流源。
如图(3)所示：电流计算公式为：I = (Vd-Vbe)/R1TL431是另外一个常用的电压基准，利用TL431搭建的恒流源如图(4)所示，其中的三极管替换为场效应管可以得到更好的精度。
TL431组成流出源的电路，暂时我还没想到:)TL431的其他信息请参考《TL431的内部结构图》和《TL431的几种基本用法》电流计算公式为：I = 2.5/R1事实上，所有的三端稳压，都是很不错的电压源，而且三端稳压的精度已经很高，需要的维持电流也很小。
TL431工作电流 哪个电阻说了算？
TL431工作电流哪个电阻说了算？TL431在电路当中经常被用来替代稳压二极管使用，由于仅用两个电阻就可以对其输出电压进行任意调节，所以TL431得到了广泛的应用。
相对的，TL431的效率问题就成为了人们较为关心的话题，那么在TL431当中工作电流是由哪个电阻来决定的呢？图1如图1所示，TL431的工作电流是1--100mA，既然光耦串联电阻不能决定TL431的工作电流，那TL431的工作电流是由谁决定的呢？都说TL431最小工作电流不能小于1mA，那是哪个电阻决定这个电流的呢？TL431正常工作时电流的大小是由光耦决定的，光耦是串联在TL431上的，所以光耦流过多少，TL431就流过多少！光耦流多少是整个电源决定的，多少的电流产生的占空比能使输出为12V，那就流多少电流。
因此可以认为是原边IC决定的！TL431的最小工作电流是1mA，电阻也决定了流过TL431最大的电流！简单点理解，12V相当于给TL431供电，限制流过TL431最大的电流，同时提供TL431所需要的最小电流，至少TL431到底要多少电流，要保证输出稳定，那么就是要多少给多少的。
因为TL431的工作电流，也就是1mA电流，对电路时不起作用的，所以理论上不应该让他参与环路调整，而光耦原边二极管压降1.1V，R209选择1K，就会有1mA左右电流不流过二极管而提供给TL431。
R209就是这个作用。
至于R208的选择，首先确定光耦副边需要的最大电流，然后根据最小传输比计算光耦原边电流，就可以根据R208上的压降选择电阻了。
R208上的压降是输出电压-1.1V-2.5V。
1.1V是二极管压降，2.5V 是TL431ak之间最低电压。
都说TL431的最小工作电流是1mA，既然这个电流跟任何电阻都无关，那如何保证TL431的电流达到了1mA了呢？只要保证流过TL431的最大电流超过1mA，自然就可以保证了。
R208选择的时候考虑。
12V输出选择20K的208，肯定就不满足了，但选择2K的不就满足了？本篇文章探讨了究竟哪个电阻是决定TL431工作效率的关键，对一些关键的恶电阻进行了分析，希望大家在阅读过本篇文章之后能够得到启发，从而对TL431有更进一步的理解。
TL431工作条件
TL431工作条件：在选择电阻时必须保证通过阴极的电流要大于1MA图(1)是TL431的典型接法，输出一个固定电压值，计算公式是：V out = (R1+R2)*2.5/R2，R2<12.5K欧。
R2的取值，R2的值不是任意取的，要考虑两个因素：1）431参考输入端的电流，一般此电流为2uA左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R6的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K. 2)待机功耗的要求，如有此要求，在满足《12。
5K的情况下尽量取大值。
同时R3的数值应该满足1mA < (Vcc-V out)/R3 < 500mA参考链接：/news/2008-01/2778.htm在TOP 及3842等单端反激电路中的反馈电路很多都采用TL431,PC817作为参考、隔离、取样。
现以TOPSwicth典型应用电路来说明TL431,PC817的配合问题。
其电路如图1所示。
500) {this.resized=true; this.width=500;this.alt='这是一张缩略图，点击可放大。
\n按住CTRL，滚动鼠标滚轮可自由缩放';this.style.cursor='hand'}">对于图1的电路，就是要确定R1、R3、R5及R6的值。
设输出电压Vo，辅助绕组整流输出电压为12V。
该电路利用输出电压与TL431构成的基准电压比较，通过光电耦合器PC817二极管－三极管的电流变化去控制TOP管的C极，从而改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。
因为被控对象是TOP管，因此首先要搞清TOP管的控制特性。
从TOPSwicth的技术手册可知流入控制脚C的电流Ic与占空比D成反比关系。
如图2所示。
可以看出，500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='这是一张缩略图，点击可放大。
TL431计算范文
TL431计算范文为了理解如何计算TL431，我们需要考虑以下参数：1. 参考电压（Vref）：这是TL431的基准电压，通常为2.5V。
2. 输出电流（Iadj）：这是TL431的调整电流，通常为100μA。
3. 最小输入电压（Vref_min）：这是TL431的最小工作电压，通常为2.5V。
4. 最大输入电压（Vref_max）：这是TL431的最大工作电压，通常为36V。
5. 最大输出电流（I_max）：这是TL431能够提供的最大电流，通常为100mA。
下面是计算TL431的步骤：1. 确定所需的输出电压（Vout）。
2. 选择参考电压（Vref）和输出电流（Iadj）。
3. 根据Ohm定律计算调整电阻（Radj），公式为Radj = Vref / Iadj。
4. 计算最小输入电压（Vref_min），公式为Vref_min = Vout + Vref。
5. 计算最大输入电压（Vref_max），公式为Vref_max = Vref_min + 3V。
这里增加3V是为了保持一个足够的电压差和线性工作的边际。
6. 根据最小输入电压（Vref_min）和最大输入电压（Vref_max）选择一个合适的输入电压范围，确保输入电压在这个范围内。
7. 根据所需的输出电流（I_out）选择合适的负载电阻（R_load），并计算其值。
8.确定电压电流传输系数（ΔV/ΔI），通过选择合适的电阻值来调整。
9. 确定输入电流（I_in）：通常我们希望输入电流（I_in）远小于输出电流（I_out），可以通过选择合适的电阻值来实现。
需要注意的是，这些计算只是基本计算，实际的设计可能还需要考虑其他因素，如电源稳定性、负载变化等。
在实际应用中，还需要进行电路仿真和测试来验证设计的正确性。
TL431应用计算
TL431应用计算TL431取样补偿当中的原件值计算TL431作为一种可控的精密稳压源，具有价格低、性能高的特点，因此被大量应用在各种电子电路当中。
本篇文章将为大家介绍TL43取样补偿当中的原件值计算。
以下面的电路图为例，其中R6的数值并不是随便决定的。
R6的参数主要取决于两个因素：第一个是TL431参考输入端的电流，一般此电流为2uA左右，为了避免此端电流影响分压比，以及避免噪音的影响，一般取流过电阻R6的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K。
第二个是待机功耗的要求，如有此要求，在满足<12.5K的情况下尽量取大值。
熟悉电源设计的各位一定都知道，TL431需要1mA的工作电流，这就意味着当R1的电流接近于零时，也要保证TL431有1mA，所以R3≤1.2V/1mA=1.2K即可。
另一方面也是出于功耗方面的考虑。
所以对电路的设计而言，R1的取值非常重要，它必须确保TOP控制端能够得到足够的电流。
假设用PC817A，其CTR=1.6-0.8，取低限0.8，要求流过光二极管的最大电流为6/0.8=7.5mA，所以R1的值≤(15-2.5-1.2)/7.5=1.5K，光二极管能承受的最大电流在50mA 左右，TL431为100mA，所以取流过R1的最大电流为50mA，R1>(15-2.5-1.3)/50=226欧姆。
在上图当中，我们可以看到R5与C4形成了在原点当中的极点，被用来对低频增益进行提升，来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率，即静态误差。
R4C4形成一个零点，来提升相位，要放在带宽频率的前面来增加相位裕度，具体位置要看其余功率部分再设计带宽处的相位是多少，R4C4的频率越低，其提升的相位越高，当然最大只有90度，但其频率很低时低频增益也会减低，一般放在带宽的1/5处，约提升相位78度。
至此，就是TL431的取样补偿中原件值的完整计算方法。
tl431和光耦计算
TL431和光耦的参数计算涉及多个方面，包括输出电压、电流和电阻等。
首先，关于TL431，其典型的应用是通过配置不同的R1和R2的值得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出（Vo<Vin）。
输出电压的公式是Vout=(R1+R2)*2.5/R2。
特别地，当R1=R2时，Vo=5V。
需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，即通过阴极的电流要大于1mA。
另外，为了保证TL431的R端吸取电流对R3和R4分压影响最小，可以设置R4的电流大于TL431的R端吸取电流的100倍。
R4的电流最小为2uA*100=200uA，因R端电压为基准2.5V，所以R4最大为2.5V/200uA=1.25KΩ。
对于光耦PC817，其线性工作区在电流范围为5mA到20mA时，传输比始终处于120%-140%范围内。
在光耦的发光二极管正向压降未达到开启阈值情况下，R2承担保证431正常工作的重任。
此时光耦电流近似为0，R1压降为0，所以R2两端电压最大为1.2V。
但是，如果R2过大可能会使TL431不能正常工作。
总之，这些计算需要根据具体的使用环境和电路需求来进行微调。
以上内容仅供参考，如需更准确的信息，建议咨询专业的电子工程师。
TL431计算范文
TL431计算范文TL431是一种可调节精准电压参考源，常用于控制回路中的电压稳定器、电流模式稳压器以及过压保护回路等。
它的特点是具有高精度、低成本、低功耗和广泛的应用范围。
本文将详细介绍TL431的计算原理及其在实际电路设计中的应用。
一、TL431的基本原理TL431的输入引脚标有Anode（阳极）、Cathode（阴极）和Ref（参考电压）。
阳极和阴极之间的电压差称为参考电压。
当Anode引脚的电压高于Cathode引脚时，输出电压将增加；反之，当Anode引脚的电压低于Cathode引脚时，输出电压将降低。
通过调节Ref引脚的电压，可以实现对输出电压的精确控制。
二、TL431计算公式在实际应用中，我们需要根据具体电路的要求来计算TL431的参数。
TL431的输出电压计算公式如下：Vout = Vref * (1 + R2 / R1)其中，Vout为输出电压，Vref为TL431的参考电压（通常为2.5V），R1和R2为外部电阻。
在计算TL431参数时，我们通常通过R1、R2和Vout三个参数来确定。
首先，我们需要根据电路要求确定所需的输出电压Vout；然后，根据Vref的取值，选择合适的R2电阻值；最后，通过计算R1的值，以使公式成立。
由于TL431的参考电压Vref为2.5V，我们以Vout = 5V为例，假设选择R2为2.2kΩ，计算R1的值如下：5=2.5*(1+R2/R1)将已知值代入以上公式，可以求解R1的值。
三、TL431在实际电路设计中的应用1.电压稳压器TL431常被用作电压稳压器，用于控制输入电压的波动在一定范围内。
通过调节Ref引脚的电压，可以实现对输出电压的精确控制。
在设计电压稳压器电路时，我们可以根据所需的输出电压和稳定性要求来选择合适的外部电阻。
2.电流模式稳压器TL431还常被用作电流模式稳压器，用于保持输出电流不变。
通过在TL431的阳极和阴极之间接入限流电阻，可以实现对输出电流的精确控制。
TL431反馈参数计算
关于参数的选择各种意见：一、 这是CMG大师的论述:R6的取值,R6的值不是任意取的,要考虑两个因素:1)431参考输入端的电流,一般此电流为2uA左右,为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响,一般取流过电阻R6的电流为参考段电流的100倍以上,所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K. 2)待机功耗的要求,如有此要求,在满足《12.5K的情况下尽量取大值.431要求有1mA的工作电流,也就是R1的电流接近于零时,也要保证431有1mA,所以R3<=1.2V/1mA=1.2K即可.除此以外也是功耗方面的考虑.R1的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流,假设用PC817A,其CTR=0.8-1.6,取低限0.8,要求流过光二极管的最大电流=6/0.8=7.5mA,所以R1的值<=(15-2.5-1.2)/7.5=1.5K,光二极管能承受的最大电流在50mA左右,431为100mA,所以我们取流过R1的最大电流为50mA,R1>(15-2.5-1.3)/50=226欧姆.要同时满足这两个条件:226R5的取值上面的计算没有什么问题.R5C4形成一个在原点的极点,用于提升低频增益,来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率,即静态误差,R4C4形成一个零点,来提升相位,要放在带宽频率的前面来增加相位裕度,具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少,R4C4的频率越低,其提升的相位越高,当然最大只有90度,但其频率很低时低频增益也会减低,一般放在带宽的1/5初,约提升相位78度.这就是431取样补偿部分除补偿网络以外其他元件值的完整的计算方法,对初级任何控制IC都使用,补偿网络的计算会在15号的研讨会上讲解.希望对大家有益!!!!!!二、 V o的接法.反馈电压V o的接法基本上有2种.A) 从最终输出段子接;B)在输出的LC滤波前接. 采用接法A,可以直接反应输出电压,但是却在整个系统中引入了一个LC的二阶系统,不利于反馈调节,而且也会减缓对输出负载变换的动态响应.采用接法B,避开了这个LC的二阶系统,简化了整个系统.而通过L之后,电压降一般都很小,所以通常采用的方法是把V o接在输出的LC滤波器前面.至此,这个由光耦和TL431组成的反馈系统直流偏置部分就分析计算完毕. 三、 动态工作点小信号分析以及计算.当电源工作在一个稳定的状态的时候,就可以进行小信号的交流分析.1.基本传递函数的推导及说明.根据TL431的规格书描述,可以把TL431描述为图三所示器件组合从图三所示,可以把TL431的内部看成一个高阻抗输入的运放.则可以把图一的TL431部分用图四来表示则小信号波动时候,从图一中可以得到可以表示为以下等式:这是一个由着一个零点,2个极点的,典型的II类系统.2.零极点和原点增益的安排规则,及各参数的确定.确定反馈系统的零极点以及增益,需要首先知道功率部分的传递函数,然后才能做补偿.功率部分的传递函数可以通过计算或者测量得出,可以参见(B.Erickson,D.Maksimovic,”Fundamentals of Power Electronic”, KluwersAcademic Publishers,ISBN0-7932-7270-0)2.1 穿越频率(cross over frequency)fc 的确定.穿越频率越高,系统就有越大的带宽,对负载响应和线电压响应就越快.由奈奎斯特(Nyquist)采样定理可得,穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍.带宽越宽,越容易引入噪声,系统的稳定性越差,在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k赫兹.本例中设定fc为2kHz.2.1 穿越频率(cross over frequency)fc 的确定.穿越频率越高,系统就有越大的带宽,对负载响应和线电压响应就越快.由奈奎斯特(Nyquist)采样定理可得,穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍.带宽越宽,越容易引入噪声,系统的稳定性越差,在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k赫兹.本例中设定fc为2kHz.2.2 反馈系统设计反馈系统设计,要使得整体的开环系统的增益曲线从反馈系统的平台中间过零,即穿越频率要落在反馈系统的平台中间.(PS:这个就是设计反馈回路的重要点了.)。
tl431计算公式
tl431计算公式TL431计算公式是一种应用于电源管理和检测电路中的三端参考芯片。
它在电源管理和检测电路中起着重要的作用，它可以提供准确的比较电压及恒定的输出精度，可以用于检测电源的输出电压，在没有输出电压的情况下，它还可以用于参考电源的控制，并在需要时保护电源电路。
TL431计算公式的基本原理是，当输入电压在一定的阈值之上时，TL431内部的比较电压会被激活，从而导致它产生恒定的输出电压。
这就是TL431计算公式的基本原理。
对于TL431计算公式来说，有三个参数需要考虑，它们分别是输入电压，比较电压和输出电压。
输入电压是TL431内部的比较电压，也是TL431内部恒定输出电压的基础，TL431内部比较电压一般在2.5V到36V之间，输出电压通常介于2.5V到36V之间。
这三个参数都需要考虑，以确定TL431的输出电压。
TL431计算公式的公式如下：V_OUT = V_REF * (1 + R3/R2) + (V_IN - V_REF) * (R4/R2)其中，V_OUT是TL431芯片的输出电压；V_REF是TL431芯片的比较电压，一般介于2.5V到36V；V_IN是TL431芯片的输入电压；R2，R3，R4是TL431内部电阻的值。
根据TL431计算公式，我们可以通过调整R2，R3和R4的值来调整TL431芯片的输出电压。
如果要将输出电压提高，可以适当减小R2的值，以增加比较电压；反之，如果要降低输出电压，可以增加R2的值，以降低比较电压。
TL431计算公式的应用范围很广泛，它可以用于监测电源输出电压，精确控制电源线路调出，以及电源电路保护等多种电源管理和检测电路应用。
目前，TL431计算公式已广泛应用于电源管理和检测电路和智能控制系统中。
TL431计算公式是一种应用于电源管理和检测电路中常用的参考芯片，它可以根据输入电压、比较电压和内部电阻值的调整，产生准确的恒定输出电压，从而提高精度，并可以用于电源的输出电压检测和电源线路的精确控制。
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众所周知，TL431在开关电源(SMPS)反馈环路中是参考电压。
该器件结合了参考电压与集电极开路误差放大器，具有操作简单和成本低廉等优点。
虽然TL431已在业内被长期广泛采用，但一些设计人员仍会忽略它的偏置电流，以致在无意间降低产品的最终性能。
TL431的简化电路图如图1所示，图中包括了驱动NPN
晶体管的参考电压和误差放大器，在该封闭的电源系统中，一部分输出电压一直与TL431的Vref(参
考电压)进行比较。
图1 TL431等效电路图
转换器简化直流模型如图2所示，Vout与Vref通过受传输率影响的电阻分压器进行比较，可得到输出电压的理论值为Vref/α。
然而，整个增益链路和各种阻抗均会影响输出电压，如下式所示，其中每个希腊字母均表示一个增益，RSOL表示开环输出阻抗。
Vout=(Vref-α×Vout) ×β×G- RSOL×Vout / RL (1)
Vout= Vref×β×G/(1+α×β×G+ RSOL / RL) (2)
静态误差=Vref/α- Vout= Vref×(RSOL+ RL)/ [α×(RSOL+α×β×G×RL+RL)] (3)
从式(3)中可看出，增大增益的值有助减小静态误差，提高输出电压精度。
受增益环路影响的另一个重要参数是输出阻抗，系统的输出阻抗可用不同的计算方法得出。
任何发生器均可简化为它的Thevenin等效，即一个电压电源Vth
(空载时测得的Vout，即令式2中的RSOL / RL
=0)与一个输出阻抗Rth的串联电路。
设当负载电阻RL为闭环输出阻抗Rth时，输出电压Vout可减小至Vth/2，以此来计算输出阻抗Rth，也可将其表示为RSCL。
令Vth/2
= Vout求RSCL，由式(2)可得：
Vref×β×G/(1+α×β×G)/2=Vref×β×G/(1+α×β×G+ RSOL/Rth) (4)
RSCL = RSOL/(1+α×β×G) (5)
由式(5)可得出如下结论：
如果直流误差放大器的增益较大，且DC 较高，则RsCL接近于零；
由于对反馈返回路径进行了补偿，所以，当增益随频率增大而减小时，RSCL开始增大。
阻抗模块随频率增大而增大，说明该阻抗类似于电感；
当增益降至零时，系统输出阻抗与无反馈时的阻抗相同，均为RSOL。
此时，系统开环工作。
因此，为了减小静态误差，并降低转换器的动态输出阻抗，大多数SMPS
设计人员会在设计中保持较大的直流增益值。
这里的直流增益由TL431提供，可以采用如图3所示的纯积分器配置进行连接。
图3 使用传统的分流稳压器配置连接TL431
假设图3中的Rbias不存在。
首先计算分压器网络Rupp和Rlow，桥接电流Ib应大于TL431参考引脚的偏置电流6.5A(最大值)，以减小因偏置而引起的Rupp误差。
对于12V输出电压，假设
Ib=1mA。
由于TL431通过Rlow施加的电压为2.5V，而Rupp施加的电流为1mA，因此可以计算出Rlow为 2.5 / 1m =
2.5k，而Rupp则等于(12-2.5)/
1m=9.5k。
可进一步选择更小的偏置电流，以减小空载条件下的待机能耗。
桥接电流值确定后，即可计算RS。
RS必须能提供足够的电流，使光耦合器集电极(或反馈引脚)小于1.2V，以启动
空载工作状态下的跳周期。
在NCP1200中，引脚2和内部5V参考电压间有一个8k的上拉电阻。
如果反馈电流为475A，可将引脚2拉至1.2V
(VPIN2=5-475×8k)。
考虑到光耦合器在较差情况下有50%的电流转换比例(CTR)，则RS必须小于(Vout-2.5-1V) /
950<8.94k，假设为8.2k。
在CTR为150%的较差情况下，表示LED中需要的电流较小，如果将8.2k电阻与TL431串联，则会发生以下情况：
1. 轻负载情况：IFB = 475A，则IL = 475/ 1.5 = 316A
2. 中负载情况：VFB = 2.3V，IFB = 337.5A，则IL = 337.5/
1.5=225A
3. 重负载情况：VFB = 3V，IFB = 250A，则IL = 250/1.5 =
166A
在这种情况下，TL431的偏置电流不仅随着负载电流而变化，而且也随着光耦合器CTR的变化而变化。
此外，减小RS也不起任何作用，应该通过调节LED的内部电流，来调整控制器端的正确反馈电压。
这种情况的设计问题源自TL431的数据表：必须插入大于1mA的偏置电流，才能从不同规格的TL431增益中获益。
如果不能正确偏置TL431，就会降低开环增益，导致增大，RSCL也随之增大。
这一问题可通过增加偏置电阻Rbias，在外部施加一个偏置电流而解决。
由于最缺少电流，所以必须计算此电阻在较差情况下，也就是重负载情况和最高CTR时的值。
这时IL
= 166uA。
因此，RS上的电压为166×8.2k = 1.36V。
假设LED的正激压降为1V，则阴极电压为12 -1.36-1 =
9.64V。
已知Vout恒定为12V，通过Rbias施加1mA电流得到，Rbias = (12-9.64) / 1m = 2.36k，或用
2.2k得到归一化值。
因此，在TL431上施加的最小电流为1mA + 166uA = 1.16mA。
在空载情况下，IL=316 uA
，阴极电压为12-(8.2k×316)-1 = 8.4V，因此，流经TL431的总偏置电流为(12-8.4)/2.2k=
1.63mA，加上实际的反馈电流值316uA，总偏置电流为1.95mA，应处于安全电流范围内。
在NCP1200构成的电源上进行了有偏置电阻和无偏置电阻的实验，结果如图4所示。
没有偏置元件时，输出阻抗测量值为57m；连接偏置电阻(阻值为3.3k)后，输出阻抗值降至4m。
图4 TL431偏置电流过低时性能将明显下降
总之，通过外部电阻对TL431进行正确偏置是非常重要的。
如果无法承受额外的1mA输出电流的预算(由于要尽量降低空载待机能耗)，就应使用TLV431
(Vref = 1.24V) 或NCP100 (Vref =
0.7V)，因为它们只需要100A的最小偏置电流，且击穿电压更小。
此外，8.2k的串联电阻RS极为罕见，因为该电阻结合光耦合器的集电极上拉电阻可以产生直流增益。
如果电阻值约为1k或稍大于1k，则更接近标准值。
0。