线性系统原理

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自动控制原理第第四章 线性系统的根轨迹法

自动控制原理第第四章 线性系统的根轨迹法

2
自动控制原理
§4.1 根轨迹的基本概念
例:开环传递函数
Gs
k1
ss
a
开环系统两个极点为:P1 0, P2 a R(s)
闭环传递函数为:
GB s
s2
k1 as
k1
-
k1
C(s)
ss a
闭环特征方程: s2 as k1 0
闭环特征根:s1,2
a 2
a 2
2
k1
(闭环极点)
3
自动控制原理
在p5附近取一实验点sd, 则∠sd-p5可以认为是p5点的出射角 Sd Z Sd P1 Sd P2 Sd P3 Sd P4 Sd P5 1800
近似为 P5 Z P5 P1 P5 P2 P5 P3 P5 P4 p 1800
p Sd P5 1800
法则4 实轴上存在根轨迹的条件——
这些段右边开环零极点个数之和为奇
数。
m
n
证明:根据相角条件 S Z j S Pi 18002q 1
j 1
i 1
p4
j s平面
例:sd为实验点
p3
z2 sd
p2 z1 p1
p5
① 实验点sd右侧实 轴上零极点提供 1800相角
③ 共轭复零点,复极点提供的相角和为 3600。
2
s1=-1.172,s2=-6.828
33
自动控制原理
法则6 开环复数极点处根轨迹出射角为
p 1800
开环复数零点处根轨迹入射角为:
Z 1800
其中 z p(不包括本点)
34
自动控制原理
j p5
p5
p3 p3
p2

《自动控制原理》线性系统的可控性与可观测性

《自动控制原理》线性系统的可控性与可观测性

将状态 x(t0 ) = 0 转移到 x(t f ) =x f 的控制作用,则称状态 x f 是 t0 时刻 可达的。若x f 对所有时刻都是可达的,则称状态x f 为完全可达或 一致可达。若系统对于状态空间中的每一个状态都是时刻 t0 可达的, 则称该系统是 t0 时刻状态完全可达的,或简称该系统是 t0 时刻可达
可观测性问题: 相应地,如果系统所有状态变量的任意形式 的运动均可由输出完全反映,则称系统是状态可观测的,简称为系 统可观测。反之,则称系统是不完全可观测的,或简称为系统不可 观测。
可控性与可观测性概念,是卡尔曼于20世纪60年代首先提出 来的,是用状态空间描述系统引伸出来的新概念,在现代控制理论 中起着重要的作用。它不仅是研究线性系统控制问题必不可少的重 要概念,而且对于许多最优控制、最优估计和自适应控制问题,也 是常用到的概念之一。
在研究可观测性问题时,输出 y 和输入 u 均假定为已知,只有初始
状态 x0 是未知的。因此,若定义
t
y(t) = y(t) − C(t) (t, )B( )u( )d − D(t)u(t) t0
则式(9-79)可写为
y(t) = C(t)(t,t0 )x0
(9-80)
这表明可观测性即x0 可由 y 完全估计的性能,由于 y 和 x0 可任意取
y = −6x2
这表明状态变量 x1 和 x2 都可通过选择控制量 u 而由始点达到原
点,因而系统完全可控。 如何判别?
但是,输出 y 只能反映状态变量 x2 ,而与状态变量 x1 既无直
接关系也无间接关系,所以系统是不完全可观测的。如何判别?
变化:(1)b1=0 ? (2)a12≠0 ? (3) a21≠0 ?
值,所

自动控制原理课件:线性系统的校正

自动控制原理课件:线性系统的校正
1 s


U i (s) 1 ( R1 R2 )Cs 1 s
➢在整个频率范围内相位都
滞后,相位滞后校正。
滞后环节几乎不影响系统的高频相位;
但使系统的高频幅值衰减增大
19
01 滞后校正装置的频率特性:
20 lg Gc ( j )
1

m
j 1
Gc ( j )
线性系统的校正
CONTENTS


6.1
校正的基本概念
6.2
线性系统的基本控制规律
6.3
常用串联校正及特性
6.4
期望特性串联校正
6.5
MATLAB在线性控制系统校正
中的应用
6.1
校正的基本概念
为某种用途而设计的控制系统都必须满足一定的性能指标,如时域指标、
频域指标及广义的误差分析性能指标。
自动控制系统一般由控制器及被控对象组
m sin 1

1
1
1 sin m
1 sin m
11
03
小结
1.相位超前校正装置具有正的相角特性,利用这个特性,
可以使系统的相角裕量增大.
2.当 m 时,相角超前量最大.
3.最大超前角 m仅与 有关, 越小, m 越大.其关系可用
曲线表示.
13
02
3.选用相位超前校正装置.根据对相角裕量的要求,计算需
产生的最大相角超调量
0 40 15.52 5.52 30
4.
根据 m 确定 值
1 sin 30

0.333
1 sin 30
14

自动控制原理课件 第二章 线性系统的数学模型

自动控制原理课件 第二章 线性系统的数学模型



c(t ) e
dt Leabharlann t

c( s )
g ( ) r ( ) d e s ( ) d 0 0 g ( )e s r ( )e s d d 0 0





0
g ( )e
5) 闭环系统传递函数G(s)的分母并令其为0,就是系统的特征方 程。
• 涉及的是线性系统 非线性系统必须 进行线性化处理
§2-6 信号流程图
系统很复杂,为方便研究,也为了与 实际对应,通常将复杂系统分解为 若干典型环节的连接
数学模型的定义 数学模型: 描述系统变量间相互关系的动态性能的运动方程 建立数学模型的方法:
解析法: 依据系统及元件各变量之间所遵循的物理或化学规律列写出相 应的数学关系式,建立模型。 自动控制系统的组成可以是电气的,机械的,液压的,气动的等等,然 而描述这些系统的数学模型却可以是相同的。因此,通过数学模型来研 究自动控制系统,就摆脱了各种类型系统的外部关系而抓住这些系统的 共同运动规律,控制系统的数学模型是通过物理学,化学,生物学等定 律来描述的,如机械系统的牛顿定律,电气系统的克希霍夫定律等都是 用来描述系统模型的基本定律。 实验法: 人为地对系统施加某种测试信号,记录其输出响应,并用适当 的数学模型进行逼近。这种方法也称为系统辨识。 数学模型的形式 时间域: 复数域: 频率域: 微分方程 差分方程 传递函数 结构图 频率特性 状态方程
1 例1 : F ( s) ( s 1)(s 2)(s 3) c c c 1 2 3 s 1 s 2 s 3
1 1 c1 [ ( s 1)]s 1 ( s 1)(s 2)(s 3) 6 1 1 c2 [ ( s 2)]s 2 ( s 1)(s 2)(s 3) 15 1 1 c3 [ ( s 3)]s 3 ( s 1)(s 2)(s 3) 10 1 1 1 1 1 1 F ( s) 6 s 1 15 s 2 10 s 3 1 1 1 f (t ) e t e 2t e 3t 6 15 10

《自动控制原理》第4章 线性系统的根轨迹法

《自动控制原理》第4章 线性系统的根轨迹法
s=-2 分离角=±90。 o 与虚轴的交点
68
4.5 广义根轨迹
根轨迹部分是个半圆,半径是 k *
证明:根轨迹上一点S满足相角条件
s (s j2) (s j2)
代入s j
( j) ( j( 2)) ( j( 2))
arctan arctan 2 arctan 2
K* G(s)
s(s 2)(s 1)
26
法则五:根轨迹的分离点与分离角
分离点:几条根轨迹在[s]某一点相遇后又分开 的点。
说明有重根
27
实轴上的分离点(常见)
如果根轨迹位于实轴上相邻的两个开环极点之间, 其中一个可以是无限极点,则在这两个极点之间至 少存在一个分离点;
如果根轨迹位于实轴上相邻的两个开环零点之间, 其中一个可以是无限零点,则在这两个零点之间至 少存在一个分离点;
开环极点:
p1 0 p2 0 p3 2 p4 5
(2)实轴上的根轨迹 (3)根轨迹分支数
4
59
G0 ( s)
s2(s
k* 2)(s
5)
(4)渐近线
4条
渐近线与实轴的夹角
a
4
3
4
3
4
4
渐近线与实轴的交点(σa , 0)
4
pi
a
i 1
4
1.75
60
G0 ( s)
s2(s
k* 2)(s
法则二:根轨迹的分支数,对称性和 连续性
• 根轨迹的分支数与开环有限零点数m和有限 极点数n中的大者相等,它们是连续的并且 对称于实轴。
22
法则三:根轨迹的渐近线(n>m)
• 当开环有限零点数m小于有限极点数n时, 有n-m条根轨迹分支沿着与实轴交点 ,

自动控制原理-第3章

自动控制原理-第3章

响应曲线如图3-2所示。图中
为输出的稳态值。
第三章 线性系统的时域分析 法
图 3-2 动态性能指标
第三章 线性系统的时域分析 法
动态性能指标通常有以下几种:
延迟时间td: 指响应曲线第一次达到稳态值的一半所需的时间
上升时间tr: 若阶跃响应不超过稳态值, 上升时间指响应曲线从 稳态值的10%上升到90%所需的时间; 对于有振荡的系统, 上升时 间定义为响应从零第一次上升到稳态值所需的时间。上升时间越 短, 响应速度越快。
可由下式确定: (3.8)
振荡次数N: 在0≤t≤ts内, 阶跃响应曲线穿越稳态值c(∞)次 一半称为振荡次数。
上述动态性能指标中, 常用的指标有tr、ts和σp。上升时间tr 价系统的响应速度; σp评价系统的运行平稳性或阻尼程度; ts是同
时反映响应速度和阻尼程度的综合性指标。 应当指出, 除简单的一 、二阶系统外, 要精确给出这些指标的解析表达式是很困难的。
中可以看出, 随着阻尼比ζ的减小, 阶跃响应的振荡程度加剧。 ζ =0时是等幅振荡, ζ≥1时是无振荡的单调上升曲线, 其中临界阻尼 对应的过渡过程时间最短。 在欠阻尼的状态下, 当0.4<ζ<0.8时过
渡过程时间比临界阻尼时更短, 而且振荡也不严重。 因此在 控制工程中, 除了那些不允许产生超调和振荡的情况外, 通常都希
第三章 线性系统的时域分析法 4. 脉冲函数 脉冲函数(见图3-1(d))的时域表达式为
(3.4)
式中,h称为脉冲宽度, 脉冲的面积为1。若对脉冲的宽度取趋于 零的极限, 则有
(3.5) 及
(3.6)
称此函数为理想脉冲函数, 又称δ函数(见图3-1(e))。
第三章 线性系统的时域分析 法

自动控制原理-线性系统的根轨迹法1

自动控制原理-线性系统的根轨迹法1

16
规则4:实轴上的根轨迹 规则 若实轴的某一个区域是一部分根轨迹,则必有:其右边 (开环实数零点数+开环实数极点数)为奇数。 这个结论可以用相角条件证明。 由相角条件
∑ ∠(s − z ) −∑ ∠(s − p ) = (2k +1)π
j =1 j i =1 i
m
n

× × × ×
σ
17
规则5:根轨迹渐近线 规则 当 n>m 时,则有(n-m) 条根轨迹分支终止于无限零点。 这些根轨迹分支趋向无穷远的渐近线由与实轴的夹角和 交点来确定。 与实轴夹角

K →∞
K = 2.5
2
稳态性能 开环传递函数在坐标原点有
一个极点,系统为1型系统,根轨迹上 的K值就是静态速度误差系数。如果给 定系统的稳态误差要求,则由根轨迹图 可以确定闭环极点位置的容许位置。 由开环传递函数绘制根轨迹,通常 采用根轨迹增益 根轨迹增益,根轨迹增益与开环增 根轨迹增益 益之间有一个转换关系。
o o
与实轴交点
σa =
i =1
∑ pi − ∑ z j
j =1
n
m
n−m
( 0 − 4 − 1 + j − 1 − j ) − ( − 1) = = − 1 .67 4 −1
23
24
规则6:根轨迹分离点和会合点 规则 两条或两条以上的根轨迹分支在 s 平面上相遇又立即 分开的点称为分离点(会合点)。 分离点(会合点)的坐标 d 由下列方程所决定:
K =1
1
K =0
−2
−1
0
σ
K = 0.5
−1
−2
动态性能
由K值变化所对应的闭环极 点分布来估计。

自动控制原理-胡寿松-第四章-线性系统的根轨迹法.详解

自动控制原理-胡寿松-第四章-线性系统的根轨迹法.详解

系统的信号流图见图4-28,从信号流图中看出,系统中含有一个积分环节, 因此为1型系统,因此系统对阶跃输入信号的稳态误差为0。
K m 变化时系统的根轨迹, 2)为了绘制电动机传递系数(含放大器附加增益) 可将有关参数代入传递函数中,并将系统的特征方程进行整理,等价根轨迹增 益方程为:
1 K* P( s ) ( s 6.93 j 6.93)( s 6.93 j 6.93) 1 K * Q( s ) s 2 ( s 13.86)
当所有根轨迹分支都在左半平面时,系统稳定。 2) 稳态性能:
回忆:稳态性能主要取决于系统的开环增益和积分环节个数。
由根轨迹图不仅可以方便的确定开环增益和积分环节个数,而且可以根据给定系统 的稳态误差要求, 确定闭环极点位置的容许范围。
3)动态性能: 回忆:动态性能形态主要取决于系统的——闭环极点。 从根轨迹图上,可以直观地看到特征根随着参数的变化情况,从而,可以方便地 确定动态性能随着参数的变化情况。
K * lim
s

j 1 i 1 m
n
s pi s zj
lim s
s
nm
, 0 ,
nm nm
(无穷零点)
(无穷极点)
(n m 1)
(续)
且均为实数开环零、极点。
(续)
(续)
小结论: 由两个极点(实数极点或者复数极点)和一个有限零点组成的开环系 统,只要有限零点没有位于两个实数极点之间,当 K * 从零变化到无穷时, 闭环根轨迹的复数部分,是以有限零点为圆心,以有限零点到重根点的距 离为半径的一个圆,或圆的一部分。这在数学上是可以严格证明的。
例如,在上列程序之后增加语句: [k,p]=rlocfind(num,den)

自动控制原理第五章线性系统的频域分析法

自动控制原理第五章线性系统的频域分析法

自动控制原理第五章线性系统的频域分析法1、基本内容和要点(l)频率特性系统的稳态频率响应,频率响应的物理概念及数学定义;求取频率特性的分析法和实验法。

(2)典型环节的频率特性比例、惯性、积分、微分、振荡、延迟环节的频率特性和对数频率特性。

非最小相位环节的频率特性。

(3)反馈控制系统的开环频率特性研究系统开环频率特性的意义。

单环系统开环对数频率持性的求取与绘制。

最小相位系统开环对数幅频特性与相频特性间的对应关系。

(4)奈奎斯特稳定判据幅角定理。

S平面与F平面的映射关系。

根据开环频率特性判别闭环系统稳定性的奈氏判据。

奈氏判据在多环系统中的应用和推广。

系统的相对稳定性。

相角与增益稳定裕量。

(5)二阶和高阶系统的频率域性能指标与时域性指标。

系统频率域性能指标。

二阶和高阶系统暂态响应性能指标与频率域性能指标间的解析关系及近似关系。

(6)系统的闭环频率特性开环频率特性与闭环频率特性间的解析关系。

用等M圆线从开环频率特性求取闭环频率特性。

用尼氏图线从开环对数频率特性求取闭环频率特性。

2、重点(l)系统稳态频率响应和暂态时域响应的关系。

(2)系统开环频率特性的绘制,最小相位系统开环频率特性的特点。

(3)奈奎斯特稳定判据和稳定裕量。

5-1引言第三章,时域分析,分析系统零、极点与系统时域指标的关系;典型二阶系统极点或和n与时域指标tp、和t、tr及稳态误差等的关系,及高阶系统的近似指标计算;第四章,根轨迹分析,研究系统某一个参数变化对系统闭环极点的影响;本章讨论系统零、极点对系统频率域指标的关系,频域指标又分开环频域指标和闭环频域指标,它们都是在频域上评价系统性能的参数。

频域分析是控制理论的一个重要分析方法。

5-2频率特性1.频率特性的基本概念理论依据定理:设线性定常系统G()的输入信号是正弦信号某(t)某int,在过度过程结束后,系统的稳态输出是与输入同频率的正弦信号,其幅值和相角都是频率的函数,即为c(t)Y()in[t()]。

线性系统的校正方法自动控制原理

线性系统的校正方法自动控制原理

便. 由于上述不足, 实际中常用阻容电路和线性集成运放的组合
构成校正装置, 这种装置叫调节器. 例如工业上常用的PID调节
器. 现仅对有源调节器的基本原理作一简单介绍.
在下面的介绍中, 为讨论问题方便起见, 均认为运算放大器

是理想的, 即其开环增益无穷大, 输入阻抗无穷大, 输出阻抗等
于零.
(1) 反向端输入的有源调节器
反向端输入有源调节器的电路如下图:
Z2
u1
Z1
u2
R0
图中: Z1是输入阻容网络的等效阻抗, Z2 是反馈阻容网络的等效
阻抗, 传递函数为:
GC
(s)
U 2 (s) U1(s)
Z2 (s) Z1(s)
用不同的阻容网络构成 Z1﹑Z2 就可得到不同的调节规律. 可见教材
P.233表6-2典型的有源调节器.
幅频和相频特性曲线见下图:
C1
L() db 1
T2
u1
R1 R2
u2
0
20db/ dec
C2
()
1 T2 T1
1
T1
20db / dec
90
j
1 1 1 0
T1 T1 T2 T2
0 90
领先 滞后
网络传递函数为:
GC
(s)
U 2 (s) U1(s)
(T1s
1)(T2
s
1)
(T1s 1)(T2s 1)
(2) 同向端输入的有源调节器
Z2
同向端输入有源调节器的电路 如右图:
Z1
u1
u2
其传递函数为:
GC
(s)
U2 U1
(s) (s)

自动控制原理_第4章_线性系统的根轨迹法

自动控制原理_第4章_线性系统的根轨迹法

4.2 绘制根轨迹的依据--根轨迹方程
R(s)
G ( s) H ( s)
C(s)
一、闭环零极点与开环零极点的关系
* KG
* KH d
G( s)
Π ( s z j )
j 1
a
( s pi ) Π i 1
* a
b

* KG A( s)
B( s)
c
H ( s)
Π ( s zl )
K* G( s) s( s 1)(s 2)
试绘制系统的概略根轨迹。 解:开环极点 p1=0, p2=-1, p3=-2,无开环零点。
实轴上的根轨迹 (-∞,-2], [-1,0]。 渐进线 n=3,m=0,有三条渐进线。
0 1 2 1 交点 a nm 3
i 1
pi
1/4<K<∞时,s1,s2为一对共轭复根; K=1/2时,s1,2=-1/2±j0.5。
注意:一组根对应同一个K;K 一变,一组根变;K一停, 一组根停;
K=0.5 K=0 -1

j0.5 0
σ
-j0.5 根轨迹:简称根迹,它是指系统中某一 K=0.1875 K=0.25
参数在可能的取值范围内连续变化时, 闭环系统特征根在s平面上的变化轨迹。
a
pi z j
i 1 j 1
n
m
nm
a
(2k 1) nm
k 0,1,2,, 直到获得(n m)个夹角为止 .
开环传递函数
G ( s) H (s) K * Π ( s z j )
j 1 m
( s pi ) Π i 1
n
K*

线性系统与非线性系统

线性系统与非线性系统

线性系统与非线性系统线性系统和非线性系统是控制理论中重要的概念,它们对于描述和分析物理系统的行为具有重要意义。

本文将探讨线性系统和非线性系统的定义、特点以及在实际应用中的区别和应用。

一、线性系统线性系统是指具有线性特性的系统,其中输入和输出之间存在线性关系。

线性系统的特点是具有叠加原理和尺度不变性。

叠加原理指的是当输入信号为x1(t)和x2(t)时,对应的输出分别为y1(t)和y2(t),则输入为x1(t)+x2(t)时,对应的输出为y1(t)+y2(t)。

即系统对输入信号的响应是可加性的。

尺度不变性指的是当输入信号为kx(t)时,对应的输出为ky(t),其中k为常数。

即系统对于输入信号的放大或缩小,输出信号也相应地放大或缩小,但形状保持不变。

线性系统的数学模型可以用线性常微分方程表示,常见的线性系统包括线性电路、线性网络等。

线性系统的分析和控制较为简单,可以使用线性代数和转移函数的方法进行建模和求解。

二、非线性系统非线性系统是指输入和输出之间不存在线性关系的系统,其特点是叠加原理和尺度不变性不成立。

非线性系统具有复杂的动态特性,可能存在混沌现象、周期解、稳定解等。

非线性系统的行为难以预测和描述,经常需要借助数值方法和仿真模拟进行研究。

非线性系统广泛应用于生物、经济、环境等领域,例如生物系统的行为建模、经济市场的预测分析、气候模拟等。

非线性系统的研究和控制涉及到多个交叉学科,是当前的热点和挑战之一。

三、线性系统与非线性系统的区别1. 输入输出关系:线性系统的输入和输出之间存在线性关系,而非线性系统的输入和输出之间不存在线性关系。

2. 叠加原理:线性系统满足叠加原理,输入信号的响应是可加性的;而非线性系统不满足叠加原理,输入信号的响应不可加性。

3. 尺度不变性:线性系统满足尺度不变性,输入信号的放大或缩小会相应地改变输出信号的幅度,但形状保持不变;而非线性系统不满足尺度不变性,输入信号的放大或缩小可能改变输出信号的形状。

线性系统原理及应用

线性系统原理及应用

线性系统原理及应用线性系统原理及应用线性系统是一类重要的数学模型,其原理基于线性方程组的理论,在工程、物理、经济等领域有广泛的应用。

本文将介绍线性系统的基本原理,并讨论其在不同领域中的应用。

一、线性系统的原理线性系统是指满足线性性质的系统,其特点是符合叠加原理和比例原理。

1. 叠加原理:对于任意输入信号,线性系统的输出等于各个输入信号分别作用于系统时的输出之和。

即系统对于输入信号的响应是可相加的。

数学表示为:y(t) = k1*x1(t) + k2*x2(t) + ... + kn*xn(t),其中y(t)为系统的输出,x1(t)、x2(t)、...、xn(t)为不同的输入信号,k1、k2、...、kn为对应的系数。

2. 比例原理:线性系统对于输入信号的放大或缩小会使得输出信号也按相同的比例放大或缩小。

即系统对于输入信号的响应是可比例的。

数学表示为:y(t) = a*x(t),其中y(t)为系统的输出,x(t)为输入信号,a为比例系数。

线性系统满足叠加原理和比例原理的特性,可使其在分析和处理复杂问题时更加灵活和方便。

二、线性系统的应用线性系统在各个领域中都有广泛的应用,以下将分别介绍其在工程、物理和经济领域的应用。

1. 工程领域的应用线性系统在工程领域中广泛应用于控制系统、通信系统、信号处理等方面。

在控制系统中,线性系统被用于描述系统的动态特性和稳定性,通过对系统输入信号和输出信号的分析和处理,实现对系统的控制和稳定。

在通信系统中,线性系统被用于信号传输和调制解调过程的分析和设计,通过对信号的处理和传输,实现高质量的通信。

在信号处理中,线性系统被用于对信号进行滤波、降噪、增强等处理,提高信号的质量和可靠性。

2. 物理领域的应用在物理领域中,线性系统被广泛应用于描述和分析力学、电磁学、声学等问题。

在力学中,线性系统被用于描述刚体和弹性体的振动特性、动力学过程和结构响应等问题。

在电磁学中,线性系统被用于描述电路元件、天线、传感器等的电特性、电磁场分布和辐射特性等问题。

线性系统的叠加原理

线性系统的叠加原理

第一章 自动控制系统
8
例1-2 蒸汽机转速控制系统1769
输出信号 测得的速度
输入信号 测量驱动 杆的转速
并利用飞
控制装置 球的转动 来控制阀
门,从而
控制进入
蒸汽机的
被控对象
蒸汽流量, 保证蒸汽
机的转速。
第一章 自动控制系统
9
例1-3 水钟

被控对象:水箱2 控制装置: 浮球
水箱1
间 刻 度
输入: 给定液面 浮球

输出: 实际液面 实际水位 水箱2 水
控制滴水孔的速度,

保证水钟的准确度。
水箱3
第一章 自动控制系统
10
例1-4 压力调节器
被控对象:横隔板 控制装置: 阀门 输入: 给定输入压力 输出: 实际输出压力
横隔板因压力差而运动, 阀门将调节横隔板的压力 差,最终达到压力差为零 的平衡位置。
第一章 自动控制系统
第一章 自动控制系统
13
控制方式-复合控制
按偏差控制和按扰动控制相结合的控制方式
按扰动控制
扰动
补偿器
输入
控制器
-
输出
对象
测量装置 按偏差控制
第一章 自动控制系统
14
控制方式-复合控制
按偏差控制和按给定量控制相结合的控制方式
按给定量控制 补偿器
输入
-
第一章 自动控制系统
控制器
输出
对象
测量装置
按偏差控制
第一章 自动控制系统
20
控制系统的分类
判断下列系统的线性/非线性、定常/时变
2x(t) 3x(t) 4x(t) r(t)

自动控制原理-线性系统的根轨迹法 (2)

自动控制原理-线性系统的根轨迹法 (2)

閉環控制系統的動態性能與閉環極點在S平面上的 分佈位置是密切相關的,分析系統的性能時,往往要求 確定系統閉環極點的位置.另一方面,在分析和設計系 統時,經常需要研究一個或幾個參量變化時,對系統的 極點和系統性能的影響。
採用分解因式的古典方法求特徵方程式的根通常不容 易,特別是當某一參量發生變化(靈敏度)時,需要反復進 行計算,這時採用上述方法就顯得十分煩瑣,難以在實際 中應用。
K=0.5 K=0
該系統對於所有的K都是穩定的 穩態性能:
-1 0
原點處有一個極點 Ⅰ型系統
根軌跡上的K值就 是靜態誤差係數
0 K 0.5 : 过阻尼系 ,階统 躍回應為非週期過程
動態 K=0.5:临界阻尼 ,階系 躍回统應為非週期過程
性能:
K
0.5:欠阻尼,階系躍统 回應為阻上尼頁振盪下過頁程
返回
根據相角條件,在同一分離點分離的各條根軌跡 分支,它們的切線將均分360度。2條根軌跡在分離 點相隔180度,4條根軌跡在分離點相隔90度。
分離點的座標為:
m
1
n
1
i1 d zi
j1 d p j
分離角:根軌跡進入分離點的切線方向與離開分離點的切 線方向之間的夾角
(2k 1)
l
l-進入並立即離開分離點的 根軌跡條數
根軌跡:當系統某一參數在規定範圍內變化時,相應的系
統閉環特徵方程根在s平面上的位置也隨之變化移動,一個
根形成一條軌跡。
系統特徵根的圖解方法!!!
廣義根軌跡:系統的任意一變化參數形成根軌跡。
狹義根軌跡(通常情況):
變化參數為開環增益K,且其變化取值範圍為0到∞。
自動控制原理
一 根軌跡的概念
根軌跡法:系統某一參數變化時,繪製特徵方程的根在 S平面的位置變化軌跡的圖解方法。 根軌跡法的優點: 1:從已知的開環零、極點的位置及某一變化參數來求 取閉環極點的分佈,即解決閉環特徵式的求根問題。

自动控制原理 典型系统及线性化

自动控制原理 典型系统及线性化

1 G1(s)G2 (s)H (s)
1 G1(s)G2 (s)H (s)
六、闭环系统的特征方程式
无论是系统传递函数还是误差传递函数,它们都有一
个共同的特点,拥有相同的分母,这就是闭环系统的 本质特征,我们将闭环传递函数的分母多项式称为闭 环系统的特征方程式。
它与输入无关,仅与系统本身的结构和参数有关。
此时令n(t)=0,则结构图如下所示
en (s)
E(s) N (s)
G2 (s)H (s) 1 G1(s)G2 (s)H (s)
3. 系统总误差
N
R
E
B
G1(s) H(s )
C G2(s)
E(s) er (s)R(s) en (s)N (s)
1
R(s) G2 (s)H (s) N (s)
注:传递函数简称传函(下同)
2-6 典型反馈系统传递函数
R
E
B
N G1(s)
H(s )
C G2(s)
输 入: 控制输入 干扰输入
输 出:
由控制作用产生的输出 由干扰作用产生的输出
一、系统开环传递函数
闭环系统的开环传递函数为:
G(s) G1(s)G2(s)H(s) 它是当主反馈回路断开 时反馈信号B(s)与输入 信号之间的传递函数。 NN NhomakorabeaR
E
B
G1(s) H(s )
C G2(s)
• 按上图规定误差为:
e(t) = r(t) - b(t)
E(s)=R(s)-B(s)
1. r(t)作用下的系统误差传递函数 er (s)
此时令n(t)=0,则结构图如下所示
er (s)
E(s) R(s)

工程控制原理 第5章 线性系统理论

工程控制原理 第5章  线性系统理论
《工程控制原理》(现代部分)
第5章 线性系统理论
《现代控制理论》课程
本章重点
线性系统统一描述 等价、互质等分析方法 通用控制器设计方法
5.1 多项式矩阵描述与分析工具
多项式矩阵描述 等价变换与规范型 因式分解与互质分析
部分状态方程描述
n1 a1n1 a0n1 1n2 0n2 b1U1 b0U1 n2 a1n2 a0n2 1n1 0n1 b1U2 b0U2
需要构建多项式矩阵的分析工具;状态空间描述、左右分式 描述、部分状态方程描述相互等价转换的工具。
多项式矩阵的初等变换
(1)行(列)对换

I

0
1
i
变 E1(s)
换 矩
I
1
0
I
j

det(E1(s)) 1
是 单 模
I
0
E11 ( s)
1
I
1 0
i j

I
行变换左乘 Ei (s)M (s) M (s)
m1(s)
mi (s) i (s)m1(s) mˆi (s)
mˆ 2
(s)
阶次至少
deg(mˆi (s)) deg(m1(s)) 1
降低1阶
mˆ k
(
s)
(2) m(s)V (s) m1(s) m2(s)
ml (s)V (s) d1(s) 0
m11 m12
(3)U (s)M (s)V (s) U (s) m21 m22
k (s) k (s), k 1, 2
初等变换不改变各阶子式的最大公因子
多项式矩阵的初等变换 初等变换将化简矩阵但保留特性
初等变换的三个基本应用

线性系统原理

线性系统原理

结论8.31:给定传递函数矩阵G(s)的所有不 −1 ( s ) D H ( s ) ,均具有相同的 可简约右MFD N H 列埃尔米特形MFD,G(s)的所有不可简约 左MFD,均具有相同的行埃尔米特形MFD
D
−1 LH
( s ) N LH ( s )
证明:N 1(s) D1 ( s)
−1

N 2( s ) D 2 ( s )
−1
为G(s)的任意两个不可简
约右MFD 必存在:D1(s) = D2(s)U(s), N1(s) = N2(s)U(s) 所以D1(s)和D2(s)具有相同的列埃尔米特形 D 导出
−1 −1 −1
H
(s)

−1
N 1(s) D1 (s) = N 1H (s) D H (s), N 2(s) D 2 (s) = N 2 H (s) D H (s)
N 1H (s) = N 1(s) D1 (s) D H (s) = N 2(s) D 2 (s) D H (s) = N 2 H (s)
−1 −1 −1
得到 基于 N 1H ( s) = N 2 H ( s) = N H (s)
−1
−1
N 1(s) D1 (s) = N 2(s) D 2 (s) = N H (s) D H (s)
C.将上式等式两边乘以1/d(s),可以导出
s 2 2 (s +1) (s + 2) Λ( s) M (s) = = U ( s)G ( s)V ( s) = d ( s) 0 2 2 ( s + 2) s (s +1) 2 2 (s +1) (s + 2) 0
B.取单模阵对{U(S),V(S)}
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d11(s) d21(s) d22 (s) DH (s) = M M O d p1(s) d p2 (s) L d pp (s)
d L11(s) d L12 (s) L d L1q (s) d L22 (s) L d L2q (s) DLH (s) = O M d Lqq (s)
−1
为G(s)的任意两个不可简
约右MFD 必存在:D1(s) = D2(s)U(s), N1(s) = N2(s)U(s) 所以D1(s)和D2(s)具有相同的列埃尔米特形 D 导出
−1 −1 −1
H
(s)

−1
N 1(s) D1 (s) = N 1H (s) D H (s), N 2(s) D 2 (s) = N 2 H (s) D H (s)
9.1 史密斯-麦克米伦形
实质:有理分式矩阵的一种重要的规范型, 是在多项式矩阵的史密斯型基础上提出的。 作用:为定义和分析多输入多输出线性时不 变系统传递函数矩阵的极点和零点提供重 要概念性和理论性工具。
9.1 史密斯-麦克米伦形
史密斯-麦克米伦形及其构造原理
结论9.1 G(s)为q×p有理分式矩阵, rankG(s)=r≤min{q,p},则必存在q×q和p×p单 模矩阵U(s)和V(s),使
C.将上式等式两边乘以1/d(s),可以导出
s 2 2 (s +1) (s + 2) Λ( s) M (s) = = U ( s)G ( s)V ( s) = d ( s) 0 2 2 ( s + 2) s (s +1) 2 2 (s +1) (s + 2) 0
导出任一不可简约MFD: ( s) = N ( s) D −1 ( s ) G
D (s ) 列既约? Y D(s) = D(s), N(s) = N (s)
N
D(s) = D (s)V (s)为列既约 , N (s) = N (s)V (s)
化多项式矩阵为波波夫形,确定DE(s) 计算NE(s) = G(s)DE(s),则所要求波波夫形 即为NE(s)DE-1(s)
ε i ( s) det G ( s ) = α ∏ ψ i (s)
令M(s)=U(s)G(s)V(s)为史密斯-麦克米伦形,则M(s) 的一个右MFD可表为
M ( s ) = E ( s )Ψ −1 ( s )
ε1(s) ψ1(s) O 0 O 0 , Ψ(s) = E(s) = ε r (s) ψ r (s) 0 0(q−r)×( p−r) 0 I p−r
B.取单模阵对{U(S),V(S)}
2 1 0 1 − (s +1) ,V ( s) = U ( s) = 2 (s +1) 1 0 1
化N(s)为史密斯形
Λ ( s ) = U ( s ) N ( s )V ( s )
2 1 0 s s(s +1) 1 −(s +1) 2 = 2 2 2 (s +1) 1 − s 1 (s +1) − s(s +1) 0 0 s = 2 0 s 2(s +1) ( s + 2)
谢谢
(s ε1 (s ) ψ ( s ) 1 0 O U ( s )G ( s )V ( s )∆M ( s ) = ε r (s) ψ r (s) 0 0
其中,{εi(s),ψi(s)}为互质,且满足整除性ψi+1(s)|ψi(s)和 εi(s)|εi+1(s)。M(s)为传递函数矩阵G(s)的史密斯-麦克米 伦形。 史密斯-麦克米伦形的基本特性 对于给定的G(s),其史密斯-麦克米伦形M(s)是唯一的。 但是单模阵对{U(s),V(s)}则不是唯一的; 即使G(s)是严格真的,其史密斯-麦克米伦形M(s)也可 能不是真的。即单模阵对{U(s),V(s)}的引入,会可能 附加引入乘子sk; 如果G(s)为方的且非奇异,α为非零常数,则必成立
N 1H (s) = N 1(s) D1 (s) D H (s) = N 2(s) D 2 (s) D H (s) = N 2 H (s)
−1 −1 −1
得到 基于 N 1H ( s) = N 2 H ( s) = N H (s)
−1
−1
N 1(s) D1 (s) = N 2(s) D 2 (s) = N H (s) D H (s)
其中
当取 N(s) = U-1(s)E(s),D(s) = V(s)Ψ(s) 时,N(s)D-1(s)为G(s)的一个不可简约右MFD。
例题分析
导出2×2严真有理分式矩阵G(s)的史密斯-麦克米伦型: s s G(S)= (s +1) (s + 2) (s + 2)
2 2 2
线性系统理论
8.6 规范矩阵分式描述 9.1 史密斯-麦克米伦型
埃尔米特形MFD
给定q×p传递函数矩阵G(s),则称NH(s)DH-1(s)为 它的列埃尔米特形MFD,如果DH(s)具有列埃 尔米特形。而称DLH-1(s)NLH(s)为G(s)的行埃尔 米特形MFD,如果DLH(s)具有行埃尔米特形。

结论8.31:给定传递函数矩阵G(s)的所有不 −1 ( s ) D H ( s ) ,均具有相同的 可简约右MFD N H 列埃尔米特形MFD,G(s)的所有不可简约 左MFD,均具有相同的行埃尔米特形MFD
D
−1 LH
( s ) N LH ( s )
证明:N 1(s) D1 ( s)
−1

N 2( s ) D 2 ( s )
D.消去上式中各对角元有理分式的公因子,就即得到G(s)的 史密斯-麦克米伦形M(s):
s 2 2 (s +1) (s + 2) M ( s ) = U ( s )G ( s )V ( s ) = 0
0
s (s + 2)
2

结论: 由上式可以看出,得出的史密斯-麦克米伦形M(s) 不再保持为严重。


s
(s + 2)
2
− 2 (s + 2) s
解:A.定出G(S)各元有理分式最小公分母d(s)和相应分子 多项式矩阵N(S),有: d(s)= (s +1) ,+ 2) (s
2 2
N(s)=
2 s s(s +1) 2 2 − s(s +1) − s(s +1)
证明完成
波波夫形MFD
给定q×p传递函数矩阵G(s),称NE(s)DE-1(s) 为它的波波夫形右MFD,如果DE(s)具有波 波夫形。而称DLE-1(s)NLE(s)为波波夫形左 MFD,如果DLE(s)具有波波夫形。
结论8.32:给定传函矩阵G(s)的所有不可简约右MFD, 均具有相同的波波夫形右MFD NE(s)DE-1(s);G(s)的 所有不可简约左MFD,均具有相同的波波夫形左 MFD DLE-1(s)NLE(s) 。
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