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微波工程论文微带滤波器与放大器原理及设计
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微带滤波器与放大器原理及设计
摘要：本文简要介绍了宽阻带低通滤波器的设计，微带线功率放大器的设计和制作，微带线E类功率放大器的设计。

并简单介绍了S参数。

关键词：微带线，滤波器，放大器，S参数
一、微带滤波器设计
微波滤波器是一种重要的微波元件，种类繁多，按照传输线类型来分，包括波导滤波器、同轴线滤波器、带状线滤波器和微带滤波器，并且由于其具有的选频功能，即通过所需频率信号而抑制不需要频率的信号，得到了广泛的应用。

微带带通滤波器是微带滤波器的一种，根据不同带宽、结构需求，目前已发展了宽带、超宽带、小型化、缺陷地等多种技术。

HPM短电磁脉冲检波器的输入电路，要求对低频和高频干扰信号进行抑制，同时信号通带要能够尽量宽。

超宽带滤波器，性能优良、易于集成，在微波电路中有着重要的实用价值。

宽阻带低通滤波器设计
低通滤波器在射频电路设计中应用非常广泛，其基本作用是抑制高频信号，使所需要的低频信号无损耗的通过。

检波器后端的低通滤波器，主要目的是滤掉前端耦合的高频信号（9.7GHz），设计目标是截止频率低于3.5GHz的低通滤波器。

尝试了平行耦合线等形式低通滤波器后，发现一般的低通滤波器的会存在寄生通带，比如截止频率3GHz的低通滤波器，在3.5～5GHz的频带内衰减能大于20dB，但在9GHz左右反而成了通带。

HPM短电磁脉冲载频约为9.7GHz，脉冲的占空比很小，即脉冲调制频率很低，要求低通滤波器通带带宽尽量窄，同时有较宽的阻带。

DGS低通滤波器和谐振加载耦合带线低通滤波器是宽阻带低通滤波器两种常用形式。

带阻滤波器可以通过低通滤波器原型变换得到，如图所示。

图 1 低通滤波器原型的梯形电路（a）并联模型（b）串联模型
用逆变换获得带阻响应。

ω←∆(ω
ω0−
ω0
ω
)
−1
(1−1）
从而低通原型的串联电感变化到并联LC电路，元件值为
L k′=∆L k
ω0
(1−2)
C k′=
1
ω0∆L k
(1−3)
低通原型的并联电容变换到串联LC电路，元件值为
L k′=
1
ω0∆C k
(1−4)
C k′=∆C k
ω0
(1−5)
表1.1为从低通滤波器原型变换到高通、带通和带阻滤波器时的元件参数。

表格 1 原型滤波器变换一览表
其中∆=ω2−ω1
ω0
，ωc为截止频率，ω0=√ω1ω2为几何均值。

宽阻带滤波器研究现状
各种结构形式的微带滤波器的设计理论与方法在过去几十年里得到了广泛而深入的研究。

对比带通滤波器和带阻滤波器的频率响应，可以发现带阻滤波器的带内抑制与带通滤波器的损耗对应，带阻滤波器的阻带与带通滤波器的通带，带阻滤波器的反射零点也相对应于带通滤波器的反射零点。

实际应用中，也广泛采用带通滤波器耦合拓扑结构来设计带阻滤波器。

宽阻带滤波器有多种实现形式，典型研究结果包括以下一些。

有学者提出了采用T形和十字形短截线构造基于光子带隙的宽阻带低通滤波器。

滤波器在0.5～3GHz通带内插损小于1dB，3～20GHz阻带抑制优于20dB。

有学者使用等效的T形节替代低通滤波器中的串联传输线以实现在低通滤波器中嵌入带阻滤波器，这种滤波器可以实现3.6～12GHz的带外抑制，但尺寸偏大。

相关学者提出了一种新型的阶梯结构周期性紧凑型微带谐振器单元（CMRC）低通滤波器。

还有相关研究人员采用了一种新型的缺陷地结构，用该结构设计了一个低通滤波器，其20dB阻带宽度约为截止频率的3.7倍。

有学者提出了一种半圆缺陷地微带线，该结构比传统的正方形DGS微带线有更好的带阻特性和等效Q值。

从国内外研究进展来看，宽阻带滤波器实现方式主要有，通过在低通滤波器进行谐振加载的方法，利用晶体带隙的方法以及缺陷地结构方法等。

基于谐振加载的低通滤波器设计
利用短路谐振加载的非对称耦合线可以获得多个传输零点。

因此，可以视为一种频率选择的耦合结构，如图2、图4.13所示。

将1/4波长的开路谐振单元与1/4波长的频率选择耦合单元组合就可以在阻带包含3个传输零点。

1/4波长的开路谐振单元可视作是半波长短路谐振器的等效。

实际上，电长度等效为1/4波长的任意开路支节都可以用作串联谐振单元。

由于传输零点的增多，低阶的带阻滤波器在尺寸小，损耗小的优势之外，也实现了宽阻带特性。

利用经典的奇偶模分析方法可以对这种谐振加载结构进行分析。

图 2 频率选择耦合结构
图 3 滤波器传输线模型
若与耦合微带线长度l c相对应的电角度为θ，则奇模单端口输入阻抗Z ino与偶模单端口输入阻抗Z ine等效电路计算公式如下：
Z ino=jZ0o tanθ (1−6)
Z inc=j Z0e tanθ−2Z r cotθ
1+
2Z r
Z0e
(1−7)
式中，Z r为微带开路谐振器的特性阻抗，Z0o，Z0e为平行耦合微带线的奇、偶模特性阻抗。

两者的电角度θ相同。

该结构单元的传播常数可根据Bloch周期结构理论和奇偶模分析方法与双端口网络参数关系得到：
coshγl c=Z inc+Z ino
Z inc−Z ino
=
1−(
Z0e+Z0o
2Z r+
Z0o
Z0e)tan
2θ
1−(
Z0e−Z0o
2Z r−
Z0o
Z0e)tan2θ
(1−8)
其中，γ是该结构的复传播常数，其实部表示衰减特性，虚部表示传播特性。

根据上式可以计算在无限长周期时，该谐振单元结构具有两个传输零点的电角度为：
θa1,a2=π
2
±arctan(√
Z0e−Z0o
2Z r
−
Z0o
Z0e
) (1−9)
两个传输零点之间的区域定义为该谐振单元的阻带。

二、微带线功率放大器的设计和制作
对于20MHz以上频段，微带线功率放大器具有下述优点：重复特性好，便于工厂生产，效率高一般可达到43%以上（C类放大器），稳定性高，结构尺寸小。

缺点是设计计算繁琐，制作有其特殊性。

通常有两种方法可以设计制作微带线功率放大器。

一种是采用Smith圆图法，根据等效电路，计算各级的匹配网络，从而完成设计制作微带线功率放大器。

另一种方法是通过晶体管的S参数，应用各种计算公式来设计和制作，后者采用计算机辅助设计，可将设计计算的结果直接通过打印机打印出来，显然，此法更胜一筹。

下面主要介绍用Smith圆图法来设计制作微带线功率放大器。

微带线功率放大器的设计准则
•功率晶体管的选择
总的原则是根据电源电压、输出功率大小、所要求的功率增盆和最高工作频率来选取晶体管。

由于激励级、级间级和输出功放级所要求的噪声系数、激励电平、匹配阻抗和功率增益不同，须查阅晶体管手册，可选择适合各级技术指标的晶体管，既要考虑经济成本，又要做到量才录用。

选用微带线的材料和宽度，计算其特性阻抗和有效波长
微带线的材料选用原则是要求损耗角正切值小，相对介电常数要大，易于散热，便于加工，视频段的不同可选用不同材料。

印制板的介质厚度与微带线的宽度之比决定了微带线的特性阻抗。

若电路板已选定，该电路微带线的特性阻抗由下式可得：
Z0=
377ℎ
√εW e[1+1.753ε−0.0724(Wε∙ζ
ℎ)
−0.836
]
(2−1)
式中：W e=W+(tπ⁄)[l n(2n t⁄)+1]
W为微带线的宽度
t为导体的厚度
ℎ为介质的厚度
ε为介电常数
按下式计算某频段的中心频率和微带线的有效波长：
λ‘=k∙λTEM (2−2)
式中：λTEM=λ0/√ε
k=[ε
1+0.63(ε−1)(W e
ℎ)
0.1225
]
1
2
.
λ0=cζ
⁄.
c为自由空间的光速
ζ0为某频段的中心频率。

•利用Smith圆图来计算匹配网络各元件参数值
按照微带线功放电路图，分别画出输入级、级间级、输出功放级的等效电路图。

根据等效电路，利用Smith圆图分别计算出各级匹配网络的各元件参数值。

微带线功率放大器的制作技术和技巧
射频功率放大器用于高工作频率、高输出功率、高工作温度环境，因此晶体管在结构上有如下特性：有对称的两片发射极片，如果发射极接地，使得集电极和基极具有良好的隔离，晶体管底座常用氧化铍材料制作，导热性好，铜螺杆与底座相连，也可用法兰盘相接，便于晶体管散热和机械安装，金属化的引线与氧化铍连接，管帽用陶瓷封装。

晶体管与印刷电路板的不合理安装，会使晶体管散热性能差，降低输出功率甚至会烧坏晶体管，正确的安装图示于图4。

图5（见下页）表示典型螺杆式结构晶体管。

图 4 晶体管、印制地板和散热槽的正确安装图
为了使印制板具有良好的接地性能，须在印制板上合理分布小孔眼，并用镀银线穿过小孔眼将上下两铜箔焊接在一起。

各级晶体管基极到地串接一个低Q的扼流圈和一头接地的小磁环线圈，以提高电路的稳定性。

为防止自激，各元件引线尽可能短，以减小分布电感和电容。

在激励级基极
串接一个10Ω、1
2W的电阻，在输出级基极串接一个1Ω、1
2
W的电阻，以提高电
路稳定性，但会降低0.1~0.2dB 的增益。

图 5 螺杆式结构晶体管 微带线功率放大器的技术指标
可调频率范围：220~225MHz
最小功率输出：13 W
最小功率增益：19.5dB
在滤波器输出端为12W 时输入功率：12.5mW
电源电压：12.5V
各级晶体管参数
表格 2 各级晶体管参数
图6：功率放大器方框图及各级功率电平
微带线E 类功率放大器的设计
在通信系统中，所应用的功率放大器，其效率都皆为偏低。

大部分所消耗的功率是由功率放大器而来，为了延长系统使用时间，在不需要拥有高线性度的恒包络调制系统，譬如电子干扰、FM
系统中都可以使用高效率放大器。

在高效率功率放大器范围内，E 类功率放大器不仅电路结构简单，而且在理论上具有集电极效率为100%的优点。

对于一般E 类功率放大器电路，输出负载回路是由并联电容、剩余电感以及基频谐振回路组成。

这种特殊负载网络使晶体管上电压和电流不同时出现而使其功耗为零，因而理想的E 类功率放大器效率为100%，其设计公式为：
R L=8V cc2
P o(π2+4) (2−3)，C sℎunt=1
5.4466R L
(2−4)，
V ds=3.647V cc (2−5)，X=πV cc2(π2−4)
2ωP o(π2+4)
(2−6)。

微带线E类功率放大器电路的实现。

在转换为微带线负载网络,必须满足：•基频上所要求的理想化最佳阻抗：
Z=R(1+jtan49.052°)
⁄ (2−7)；
•负载网络应该提供在谐波分量上的高阻抗，理论上抑制所有的谐波分量；
•负载电阻应该被转换到一个合理的值，以使功率最大化，峰值电压和电流不应该超出有源器件的反向击穿电压；
•电路拓扑结构应该尽可能简单，便于转换到微带网络。

根据Kee的谐波负载回路理论，E类功率放大器电路的输出负载拓扑结构结合F类功率放大器工作模式，实现电压逼近方波，电流近似为半正弦波的条件，效率会更高。

对于方波电压，其傅里叶级数是奇次谐波的总和，而基波与偶次谐波的总和近似为半正弦波。

根据对F类放大器分析，在电路中对二次和三次谐波的负载阻抗进行控制，就可额外提高漏极效率。

因此，这样一种谐波控制网络可由λ/4微带线构成，实现在偶次谐波短路和三次谐波峰化的条件。

T.Made对微带线实现E类放大器做了研究，本文在他研究的基础上，就f=1GHz频率段，给出具体电路的实现方法，并在此基础上改进电路实现方式，更好地提高了效率。

下边介绍拓扑结构。

首先确定集总参数的电路参数结构。

假设要求输出功率为4 W，这里有源器件选用MRF281场效应管，反向击穿电压为65V，因此根据公式V ds=3.647V cc，可知供电电压选择为18V。

根据上述公式得出R L取50Ω，C shunt为0.6 pF。

根据所选择MRF281的资料，在这个频率段其寄生输出电容为3pF左右。

上述计算出的并联电容小于MRF281场效应管的寄生输出电容，导致功率不能输出。

因此，根据MRF281的场效应管的寄生输出电容以及可实现性来决定负载阻抗的值，由此得出R L取10Ω，C shunt约为3pF，而场效应管的寄生输出电容已经足够满足E类放大器最佳工作模式所需的并联电容，因此不需加外部的并联电容。

电路还需阻抗转换网络，实际的输出功率负载为50Ω，需要把10Ω的阻抗转换到50Ω。

由于阻抗转换的比例比较大，达到5，因此采用2节的LC转换网络。

剩余电抗的参数也可根据公式：X=πV cc 2(π2−4)
2ωP o(π2+4)
，计算得X=11.5，由此可得所需剩余电感值为1.83 nH。

集总参数电路确定之后，需要再把集总参数电路转换为微带线的电路形式。

在微波频段，并联电容用低阻抗短截线实现，串联电感可以用小于1/8波长的传输线来替代。

本电路电容实现用开路短截线，根据公式
tanθ
Z0
⁄=ωC，先确定电长度，其特性阻抗也就确定了。

其电长度选择要结合考虑对高阶谐波开路条件，来自傅里叶分析表明，E类电路模式的开关电压波形比较好，只需取前几次谐波即可。

因此，每个电容的具体微带线实现，用两截开路线来实现，分别对前4个谐波进行抑制，开路线的电长度分别被选择为在频率2f0、3f0、4f0、5f0的1/4波长，这表明这4个短截线在这些谐波点呈现为低阻抗，而在电路终端很好地抑制了这些谐波点。

事实上，电长度为f x频率的1/4波长，也在f x（1+2k）（k为0、1、2...）频
率点呈现低阻抗。

即，电长度为2f0频率的1/4波长的开路短截线，也同时抑制了6f0、10f0频率点;电长度为3f0频率的1/4波长的开路短截线，也同时抑制了
9f0、15f0频率点；电长度为4f0频率的1/4波长的开路短截线，也同时抑制了12f0、20f0频率点；电长度为5f0频率的1/4波长的开路短截线，也同时抑制了15f0、25f0频率点。

这样的设计电路额外地抑制了其他谐波分量，使基频信号更好地输出到负载。

图7 微带线负载网络图
如上所述的匹配网络称之为谐波抑制短截线匹配拓扑网络，这样的拓扑网络优点很明显，既实现了阻抗转换，又抑制了谐波成分，同时，也保证了E类放大器的最佳工作模式。

三、S参量简介
微波晶体管通常用散射参量（S参量）来表征。

在微波频段，用S参量来表征晶体管比中频时常用的y、h参量有很特出的优点。

目前不仅在微波而且频率往下直到几十兆赫都有推广S参量的趋势。

y、h参量是基于电压和电流的概念，测量y、h参量时要求晶体管的输入、输出端短路或开路。

在分布参数传输线系统中，理想短路或开路不容易实现，因为短路面或开路面无法接近管子的端面，特别是要求不包括封装在内的管芯的端口处。

这样就不能准确测量y、h参量。

同时当晶体管短路、开路时很容易发生振荡，从而根本破坏了测量。

S参量是基于波沿传输线入射和反射的概念，在微波时物理意义确切。

测量时晶体管接于传输线的匹配负载上，这样参考面可以任意延长，为测试带来很大的方便，同时不容易发生振荡。

因此S参量得到日益广泛的推广。

参考文献：
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[4]郝新慧，纪学军.微带线E类功率放大器的设计与实现[J].无线电通信技术，2007，33(3):39-41.。