应用于混合频率综合器的耦合微带线带通滤波器

0引言
滤波器广泛用于通信链路、信号处理和电子线路中,
一般作为电子系统的末级,用来滤出所需频率,抑制无
关频率[1-5]。

而在频率综合器中,滤波器可以应用于频率综合器DDS输出、PLL输出和环内滤波以及频率综合器
的输出级等,抑制无关频率成分,提高输出频率性能[6]。

常用的微波段滤波器形式有声表面滤波器、微带线
滤波器、同轴腔体滤波器、波导滤波器等,而微带线滤波
器可以减少电路的复杂性,并且可以减少无源器件的使
用[7]。

微带线滤波器的带宽可以做到中心频率的20%,而且线线之间弱耦合,带宽可以设计得很窄[1,8]。

平行耦合微带线是比较常见的形式,其他形式有各自的优缺点,比如设计复杂、制作困难等[8]。

1频率综合器介绍
PLL+DDS环外混频混合频率综合器是利用PLL和DDS的输出信号直接混频后经带通滤波器得到所需频率,系统可以通过调节DDS的输出频率来调节系统输出频率,故其输出频率分辨率由DDS决定。

系统结构图如图1所示,其输出频率为:
f out=f PLL±f DDS=Nf ref1±Mf ref22N(1)
在此结构中,带通滤波器作为最后一级,直接决定输出信号的频率、频率范围和杂散、谐波抑制性能。

此设计的频率综合器的输出中心频率为2350MHz;频率范围为2340MHz~2360MHz;杂散≤-30dBc(±50MHz内);谐波<-50dBc的频率综合器中,要求带通滤波器的带宽在20MHz以上,但从抑制杂散的角度考虑,通带也应设计得很窄,便于滤除混频后的杂散分量和谐波。

应用于混合频率综合器的耦合微带线带通滤波器∗
柴晓荣,雷雪梅,程少庭
(内蒙古大学电子信息工程学院,内蒙古呼和浩特010021)
摘要:设计了一种应用在PLL+DDS环外混频混合频率综合器系统末端的平行耦合微带线带通滤波器,用于抑制频率综合器输出频谱中的杂散和谐波分量。

带通滤波器采用平行耦合微带线形式,实现了中心频率2350MHz,带宽50MHz,带内最大损耗为-5dB,带外在2225MHz损耗为-47.7dB、在2285MHz损耗为-29.0dB的指标。

通过对此滤波器及此混合频率综合器输出信号的测试,验证了滤波器可以有效抑制此结构的频率综合器输出频谱中的杂散和谐波分量。

关键词:平行耦合带通滤波器;混合频率综合器;杂散;谐波;损耗
中图分类号:TN713+.5文献标识码:A DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.173315
中文引用格式:柴晓荣,雷雪梅,程少庭.应用于混合频率综合器的耦合微带线带通滤波器[J].电子技术应用,2018,44
(4):104-107,112.
英文引用格式:Chai Xiaorong,Lei Xuemei,Cheng Shaoting.Coupling microstrip line bandpass filter applied to hybrid frequency synthesizers[J].Application of Electronic Technique,2018,44(4):104-107,112.
Coupling microstrip line bandpass filter applied to hybrid frequency synthesizers
Chai Xiaorong,Lei Xuemei,Cheng Shaoting
(School of Electronic Information Engineering,Inner Mongolia University,Hohhot010021,China)
Abstract:This paper designs a parallel coupled microstrip bandpass filter at the ends of the hybrid frequency synthesizer of PLL+ DDS mixing in the outside of the feedback loop systems.This filter is used to suppress the frequency synthesizer′s spurs and har⁃monic in the output spectrum.The band pass filter is designed by the parallel coupled microstrip line.The measuring results show the center frequency is2350MHz and the bandwidth is50MHz.And the maximum loss is-5dB in the passband.In the exter⁃nal bandpass,the loss of2200MHz is-47.7dB,while at the2285MHz,the loss is-29.0dB.By measuring the filter and the output signals of the hybrid frequency synthesizer,it is proved the effectivity of the filter to suppress spurs and harmonic in the output spectrum of the frequency synthesizer.
Key words:parallel coupled microstrip bandpass filter;hybrid frequency synthesizers;spurs;harmonic;loss
∗基金项目:国家自然科学基金(61640011)
图1PLL+DDS 环外混频混合频率综合器模块图
此混合频率综合器中,混频不仅将DDS 输出的频谱进行搬移,而且还会产生新的杂散频率。

混频后输出2345MHz 时的频谱分布如图2所示,从图中可以看出,混频后的频谱分布复杂,故系统需要带内衰减小、过渡带
陡峭的输出带通滤波器来滤除杂散分量。

此系统设计输出信号的中心频率为2350MHz ,频率变化范围为20MHz ,由于系统的杂散抑制度要求大于30dB ,且应有效抑制载波(2225MHz ,功率为-13dBm),故滤波器带外抑制大于40dB ;为使输出频谱附近受杂散影响小,要求在离中心频率65MHz 的两边滤波器带外衰减大于30dB ,即可抑制载波和输出频率附近较大功率的杂散。

所需带通滤波器指标如图3所示。

2基本原理
从集总带通滤波器到微带线带通滤波器的转换过程中,不能直接等效为微带线形式,由于串联谐振器无法直接等效,故需利用阻纳逆变器(包含阻抗逆变器和导纳逆变器),如式(2)所示,将串联谐振器转化为并联
谐振器,进而实现微带线带通滤波器[1,9]。

Z eq =K 2/Z
Y eq
=J 2
/Y
{(2)
平行微带线耦合带通滤波器的基本结构如图4所示,该种滤波器的基本谐振单元是λ/4长的耦合微带线组,如图5所示[5]。

当两条微带线彼此接近时,存在同相激励(偶模激励)和反相激励(奇模激励),通过选择合适
的线与线间的耦合量以及这些微带线的特征阻抗,利用两个或更多的谐振系统耦合时产生的模分裂(奇模和偶模),来实现具体的响应[1,10-11]。

耦合微带线可以等效为两条λ/4长传输线和一个导纳逆变器,如图6所示[5]。

为了使这些耦合单元级联成多级滤波器,各个单元的两个端口需与相邻单元的端口阻抗相匹配,即求解镜像阻
抗(image impedance),其计算如下[5,10-11]。

Z in =
1
2sin(βl )
(Z 0e -Z 0o )2-(Z 0e -Z 0o )2cos 2(βl )
√(3)
从式(3)中可以看出,其输入阻抗具有带通滤波器。

平行微带线耦合滤波器中的每一段耦合单元都相当于一个1/4中心频率工作波长的谐振器,而耦合的平行
间
图2系统输出2345MHz 不经带通滤波器时的频谱分布图
(a)混频后输出整体频谱分布图(SPAN 1000MHz
)
(b)混频后输出局部频谱分布图(SPAN 100MHz
)图3带通滤波器性能示
意图
图4五阶耦合微带线带通滤波器结
构
图5耦合微带线单元
隙相当于导纳逆变器,微带线耦合间隙在谐振线边缘可实现宽带耦合
[2-3,11]。

设计平行微带线耦合带通滤波器的步骤为
[1-2,6,10]
:
(1)根据所需滤波器的阻带抑制和波纹指标,选择滤波器的响应类型和阶数,从滤波器设计表中查找出对应低通原型器件的归一化参数g 0,g 1,g 2,…,g N -1,g N 。

(2)根据所设计带通滤波器的下边频ωL 、上边频ωU
和中心频率ω0=(ωL +ωU )/2,可计算出滤波器归一化带宽BW=(ωU -ωL )/ω0。

根据归一化带宽BW ,计算以下参数,
如式(4)所示。

J 0,1=1
Z 0
πBW 2g 0g 1
√
J i ,i +1=1
Z 0πBW 2g i g i +1√J N ,N +1=1
Z 0
πBW 2g N g N +1
√
⎧⎩
⏐⏐⏐⏐⏐⏐⏐⏐⏐⎨⏐⏐⏐⏐⏐⏐⏐⏐⏐(4)
这些参数可用于计算微带线的奇模和偶模特性阻抗,奇模特性阻抗如式(5)所示,偶模特性阻抗如式(6)所示[1,3,7-8]。

Z 0o i ,i +1=Z 0[1-Z 0J i ,i +1+(Z 0J i ,i +1)2]
(5)Z 0e
i ,i +1
=Z 0[1+Z 0J i ,i +1+(Z 0J i ,i +1)2
]
(6)
其中,下标i 、i +1表示图4中所示的耦合微带线单元。

Z 0是耦合微带线带通滤波器输入和输出端口的微带线特性阻抗(一般为50Ω)。

(3)根据计算的特性阻抗,将每组耦合单元的奇模特性阻抗和偶模特性阻抗转变为对应耦合微带线的间距、长度和宽度等物理尺寸。

工程中可使用ADS 的LineCalc 工具计算。

转换中需要设计板材的介电常数、正切损耗、厚度等板材信息。

每段耦合微带线的长度必须是中心频率工作波长λ的1/4。

(4)对微带线耦合带通滤波器进行初步设计后,还需
通过设计仿真软件(如ADS)进一步优化设计,防止微带线边缘效应等因素的影响。

3微带线带通滤波器设计
微带线滤波器设计中,所选板材的介电常数εr 和正
切损耗对微带线的特性和尺寸有很大关系。

对于本文中的平行微带线耦合带通滤波器,板材介电常数减小,带通滤波器(在不改变微带线尺寸的条件下)的中心频率会偏大,回波损耗会减小。

正切损耗越小,带通滤波器的插入损耗会减小。

板厚增大,滤波器的带内损耗会小。

为满足本次设计要求,板材应介电常数小,以便于可以工作在较高的频率;正切损耗小,以减少带内损耗。

故选取板材罗杰斯RO4003C ,仿真设置的板材参数为:介电常数为3.65,
正切损耗为0.0021,铜厚35μm ,板厚1.524mm
所设计微带线带通滤波器中心频率定为2350MHz ,
带宽为60MHz ,且过渡带衰减大,故选取低通原型为
0.5dB 纹波的五阶切比雪夫(第一类)滤波器[2]。

其归一化参数为g 0=1,g 1=1.6703,g 2=1.1926,g 3=2.3661,g 4=0.8419,g 5=1.9841。

根据设计目标的中心频率、上下边频和带宽可计算出归一化带宽BW=(2380-2320)/2350=
0.0255,根据式(4)计算相关参数J i ,i +1,利用式(5)和式(6)计算奇模和偶模的特性阻抗,算值如表1所示。

最后利用LineCalc 工具计算得到微带线的物理尺寸,最后将
得到的微带线尺寸输入到ADS 仿真原理图中,进行S 参
数仿真,并利用ADS 对其进行设计优化,微带线优化后的尺寸如表2所示。

经过优化后,滤波器最终采用五阶平行微带线耦合的形式,根据仿真所得的尺寸进行PCB 设计,所得PCB 图和对应的PCB 板实物如图7所示。

对所设计的滤波器进行S 参数仿真,仿真结果为:中心频率为2350MHz ,带内衰减4.7dB ,带宽40MHz ,在2285MHz 处衰减31dB ,在2225MHz 处衰减58dB ,满足设计指标要求。

仿真所得S 参数如图8所示。

4微带滤波器的测试
利用矢量网络分析仪(安捷伦E5062A )对所设计的滤波器实物进行参数测量,测量结果如图9所示。

该带通滤波器的中心频率为2354MHz ,带宽为50MHz ,带内
图6耦合微带线单元等效模型
i ,i +10,11,22,33,44,5
J i ,i +1
0.00310.0005680.0004780.0005680.0031
Z 0/Ω5050505050Z 0o /Ω
43.452848.619648.834848.619643.4530Z 0e /Ω
58.948351.461251.222251.461258.9479表1微带滤波器相关参数计算值
表2优化前微带滤波器尺寸
耦合单元
Z 012345
Z 0W /mm 3.1153.1153.4523.4563.4523.1153.115
S /mm -0.7555.4857.5095.4850.755-L /mm 4.385
18.62518.29017.48918.29018.6254.385(a)ADS 版图(b)PCB 实物图
图7平行微带线耦合带通滤波器PCB 版图及实物图
图10系统接带通滤波器时的频谱分布图
最大损耗为-5.0dB ,带外在2225MHz 处损耗为-47.7dB ,在2285MHz 损耗为-29.0dB ,有载品质因素Q LD 为47.15,具有很陡的过渡带。

将微带线带通滤波器接入到混合频率综合器中,频
率综合器输出频谱如图10所示(输出2345MHz )。

可以看出,带通滤波器可滤除绝大部分的杂散分量,但近端杂散分量无法完全滤除,但都将其抑制到33dB 以下。

因为这些杂散点随着输出频率变化而变化,杂散频率处在带通滤波器的过渡带或者是通带内。

5结论
从图2和图10的对比可以看出,本文设计的带通滤波器可以有效抑制PLL+DDS 环外混频混合频率综合器混频后产生的杂散。

此结构微带线耦合带通滤波器具有良好的窄带特性,适用于PLL+DDS 环外混频混合频率综合器中。

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(a)平行微带线耦合带通滤波器S11参数图
(b)平行微带线耦合带通滤波器S21参数图
图8平行微带线耦合带通滤波器仿真结果图
图9平行微带线耦合带通滤波器测试结果
图
(下转第112页)
(上接第107页)
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(收稿日期:2017-07-28)
作者简介:
柴晓荣(1992-),男,硕士研究生,主要研究方向:电路与系统。

雷雪梅(1972-),通信作者,女,博士,副教授,主要研究方向:电路系统、无线通信技术,E -mail :13928097@qq.
com 。

程少庭(1991-),男,硕士研究生,主要研究方向:电路
与系统。

路径传输问题,但是视频帧丢失后需要重新搭建虚拟路径,因此会影响视频帧的传输延迟。

图6所示为[30,80]s 时间段内的有效损失率指标对比情况,需注意视频传输过程中的PSNR 值不但与损失率有关联,同时还和视频帧丢失情况有关,因此该指标可一定程度上体现视频传输过程的质量变化。

根据图6所示可知,在有效损失率指标上,本文算法要小于选取的VPS 及MFRA 算法,MFRA 因为采用了视频分流传输技术,导致其在损失率上要高于VPS 及本文SCLQ-JSCC 算法。

上述实验结果验证了所提算法在视频数据传输质量和传输速度上的优势。

4结束语
本文提出基于晶格量化的异构网络视频联合信源信道编码方法,建立高斯视频源传输的多描述独立并行信道传输框架,采用晶格尺度量化方法实现模拟映射带宽降低,通过带宽扩展来提高异构网络视频传输性能。

今后将主要针对多接入中继信道或多跳网络MD -JSCC
方案模拟网络拓扑结构进行研究。

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(收稿日期:2017-06-24)
作者简介:
王强(1984-),男,硕士,讲师,主要研究方向:光学传感器设计与传感器信号检测、滤波器设计与应用。

杨俊波(1976-),男,博士,副教授,主要研究方向:微纳器件设计与制备。

冉耀宗(1981-),男,硕士,副教授,主要研究方向:基于
FPGA 的系统开发与应用。

图5传输延迟累积分布
图6有效损失率指
标。