基于NMOS管的H桥铁氧体移相与开关驱动电路

基于NMOS管的H桥铁氧体移相与开关驱动电路
王浩先，高黎文，殷齐声，刘颖力
（电子科技大学电子科学与工程学院，四川成都610054）
摘要：介绍了一种铁氧体开关以及铁氧体移相器控制的新方案。

方案基于传统的H桥驱动电路，采用了NMOS 管构建了NMOSH桥，这种H桥较传统H桥驱动电路具有更快的开关速度、更大的功率容量和更小的能量损失。

控制端采用FPGA进行控制信号的产生及输出，具有脉冲宽度调整功能，可根据不同的实际工程需求改变控制参数。

驱动端电压可以在0～60 V之间进行调整，可以控制负载电流方向，可实现大功率下最快频率600 kHz的开关切换速度，通过电平兼容处理，兼容2～6 V的控制信号输入。

该驱动电路系统对磁调微波铁氧体器件具有很高的通用性。

关键词：波导开关；铁氧体移相器；驱动电路；NOMS管；现场可编程逻辑阵列(FPGA)
中图分类号：TN623; TM131.3 文献标识码：A 文章编号：1001-3830(2019)04-0030-06 DOI: 10.19594/ki.09.19701.2019.04.008
H-bridge ferrite phase shifting and switch driving circuit based on NMOS WANG Hao-xian, GAO Li-wen, YIN Qi-sheng, LIU Ying-li
School of Electronic Science and Engineering, University of Electronic Science
and Technology of China, Chengdu 610054, China
Abstract：A new control scheme of ferrite switch and ferrite phase shifter is introduced. The scheme is based on the traditional H-bridge drive circuit. NMOS H-bridge is constructed by using NMOS transistor. Compared with the traditional H-bridge drive circuit, this NMOS H-bridge has faster switching speed, higher power capacity and lower energy loss. The scheme uses FPGA to control the signal generation and output, and has pulse width adjustment function. According to different actual engineering requirements, it can change the control parameters. The new scheme can adjust the driving voltage between 0 and 60 V. The switching speed of the fastest frequency 600 kHz can be realized in high power state, and control signal input from 2 V to 6 V by processing. The direction of the load current can be controlled. The driving circuit system has high versatility for magnetically modulated microwave ferrite devices.
Key words: waveguide switch; ferrite phase shifter; driver circuit system; NOMS; FPGA
1 引言
铁氧体移相器以及铁氧体开关，因其具有极大的功率容量、良好的工作稳定性以及低插入损耗等特性，一直在国防、军事有很重要的应用[1]。

在铁氧体移相器以及铁氧体开关中，除器件部分外，还需要一个外加的驱动电路，实现对铁氧体的磁化控制，从而改变铁氧体移相器或开关的工作状态[2]。

与传统的铁氧体移相器和开关相比，闭锁式铁氧体移相器以及开关工作在剩磁状态，因此驱动电路只需能够产生脉冲电压即可，通过脉冲电压驱动改变移相器的相移量以及开关的的工作状态，降低功率损耗。

为铁氧体器件提供驱动电压的驱动电路常见的有H 桥电路和双MOS电路两种。

双MOS电路转换时间长，需要两根激励线，灵活性差；H桥电路转换时间快，只需要一根激励线就可以实现电路的正向和反向功能，从而改变铁氧体的磁化状态，大大减少了系统连线的复杂程度[3]。

与传统H桥相比，本设计采用NMOS管构建H桥驱动系统，具有更高的开关速度以及更大的功率容量，同时提高了电路的安全性。

2 系统设计
系统输入是外部对H桥的状态控制触发信号，输出是H桥中负载两端的电压。

外部输入的信号需要经过一定的处理，使其转化为能被控制系统识别的信号，因此需要逻辑处理模块。

H桥必须由正确
收稿日期：2018-05-02修回日期：2018-08-28 通讯作者：刘颖力 E-mail：lyl@
图1系统原理
的电压控制才能正常工作，因此需要一个专门对H 桥驱动的模块，系统必须有稳定的电源才能安全稳定地运行，电源模块也是必须的。

考虑到逻辑处理模块的输出与H桥驱动模块的输入电源可能不同，还需要电压兼容模块。

所以，系统原理如图1所示。

系统首先接受外部控制信号，可以由按键触发，也可以由外部控制信号触发，可根据实际情况进行控制接口修改。

逻辑处理模块使用FPGA来实现，FPGA收到外部控制信号后，进行逻辑运算处理，将产生对应的3.3 V的脉冲控制信号送给电压兼容模块，电压兼容模块将 3.3 V拉升至 5 V电压，对HIP4082H全桥驱动进行逻辑控制，通过HIP4082，控制N沟道MOS管H桥的工作状态。

电源稳压模块产生5 V的电压提供给电压兼容模块，同时产生12 V的电压提供给HIP4082。

N沟道MOS管H桥由独立电源进行供电，N沟道功率MOS管采用MT3256S，一种电压60 V、最大通过电流50 A的N 沟道功率MOS管。

通过调整H桥电源电压，可在0～60 V范围内控制H桥的输入电压，达到控制线圈两端的电压和线圈的电流大小的目的，最终改变线圈的驱动能力。

3 驱动电路构建
3.1 MOS管H桥电路
H桥结构两种电路如图2所示。

传统的MOS管H桥由两个PMOS与NMOS构成(图2a)。

PMOS管栅极为高电平时关断，低电平时导通。

NMOS管栅极为高电平时导通，栅极为低电平时关断。

G1、G2、G3、G4分别为MOS管M1、M2、M3、M4的栅极。

从图2a中可以看出，当G1、G3为高电平，G2、G4为低电平时，H桥关断。

当G1、G4为低电平，G2、G3为高电平时，形成一条电流从Vcc经M1流向点a，由点a向点b方向流过激励线圈，最后经M2流向AGND，此时正向导通。

当G1、G4为高电平，G2、G3为低电平时，形
(a)传统型(b) NMOS管型
图2 H桥结构
成一条电流从Vcc经M3流向点b，由点b向点a方向流过激励线圈，最后经M4流向AGND，此时反向导通。

MOS管导通时电阻很小，因此H桥禁止单臂导通，单臂导通将会导致Vcc直接接入AGND，导致短路，电流过大，使电路发生损坏。

传统的H桥开关切换时间较长，并且能量损耗较大。

因为P沟道MOS晶体管的空穴迁移率低，所以在MOS晶体管的几何尺寸和工作电压绝对值相等的情况下，PMOS晶体管的跨导小于N沟道MOS晶体管，即电阻大于N沟道MOS管。

此外，P沟道MOS晶体管阈值电压的绝对值一般偏高，要求有较高的工作电压。

PMOS因逻辑摆幅大，充放电过程长，加之器件跨导小，所以工作速度较低。

NMOS 管载流子的迁移率较高，频率响应较好，内阻较小，可通过电流较大，适合作为开关使用。

综合考虑系统功率和可靠性要求，以及N沟道MOS功率管的优点，本设计采用4个增强型N沟道功率MOS管构成H桥，如图2b所示，因为NMOS管的栅极需要高电平才能导通，对于高端的两个NMOS管的栅极电平需要电荷泵的升压处理，才能控制其导通。

对于H 桥的控制采用H桥专用控制芯片HIP4082实现。

3.2 电荷泵驱动NMOS管H桥驱动电路设计
NMOS管H桥驱动选择HIP4082控制芯片，该芯片是一种NMOS管H桥专用控制驱动器，但它的内部不包含电荷泵，需要外部链接。

为了实现对NMOS管H桥的驱动控制，必须配合电荷泵。

芯片对H桥上部电路控制采用非闩锁式电平转换来实现，使其基准电平随H桥外接电源电平浮动，然后通过电荷泵的作用，实现浮动栅驱动。

图3为
图3电荷泵原理
HIP4082管脚分布。

根据芯片工作原理，ALI为高电平、BLI为低电平时，H桥负载中的电流为正向；ALI为低电平，BLI为高电平时，H桥中负载电流为反向；当ALI 与BLI同为高电平和低电平时，H桥整体处于关断状态。

这种设计从根本上杜绝了H桥单臂导通这种情况的发生，使电路更加安全可靠。

为此需要电荷泵提供12 V的上浮电压来保证N沟道功率MOS管处于完全导通状态。

H桥工作时，NMOS功率管必须处于完全导通状态，此时NMOS管导通电阻才会降至最小，产生的压降V ds最小，一般情况下V gs=10 V左右。

对于图2b中M2与M4两个N沟道MOS管来说，只需要在G2与G4加10 V左右的电压就可完全导通。

但是对于M1和M3两个N沟道MOS管，G1与G3必须保证大于V cc大约10 V电压才能保证G1与G3导通，即驱动电路必须能提供高于电源电压V cc，这就要求驱动电路中增设升压电路，提供高于栅极10 V左右的电压。

一般MOS管完全导通时V gs为10 V 左右，也就是需要控制门极电压随栅极电压的变化而变化，即为浮动栅驱动。

因此在驱动控制电路中需要设计电荷泵电路，用于提供高于V cc的电压V h，使N沟道功率NMOS管导通。

电荷泵原理如图3所示，当V in为方波信号且处于低电平时，V cc向C1电容充电，A点电位为V cc时，C1充电完成。

当V in电压为高电平时，因为C1的电压不能发生突变，此时A点电压为V in+V cc，即V out=V in+V cc。

对A点方波信号进行整流滤波后，可得到高于V cc的电压V out。

3.3 电平兼容模块
HIP4082逻辑电平输入为5～15 V，FPGA的IO 口输出为3.3 V，因此需要将3.3 V输出转化为5 V，而又不改变电平逻辑。

设计采用74HC08与门集成模块来实现，74HC08识别2～6 V为高电平，输出为5 V，0～2 V为低电平，输出为0 V。

一个单独的与门结构如图4所示。

图4与门结构
图5电源稳压模块原理图
将B端固定接入5 V电压，将FPGA的IO输出口接入A端。

若A输入高电平为2～6 V，则Y输出高电平5 V；若A输入为0～2 V，则Y输出0 V。

通过这种方式实现电平兼容，方法简单，成本低，可靠性高，兼容性好，只需要一个5 V的稳压电源即可。

3.4 电源稳压模块
根据设计需求，电路需要一个5 V的DC电源提供给电平兼容模块，同时需要一个12 V的DC电源提供给HIP4082。

考虑成本、可靠性以及电路复杂程度，设计采用LM78M12和LM78M05来提供12 V 与5 V的稳压DC电压源。

原理如图5所示。

只要Vin输入14～35V，电源稳压模块都可以获得稳定的12 V与5 V的直流电压。

从而保证整个系统安全稳定运行。

3.4 FPGA逻辑控制模块
FPGA(现场可编程逻辑阵列)是在CPLD（复杂可编程逻辑器件）基础上发展起来的新型高性能可编程逻辑器件，多为 LUT 加寄存器结构，大部分为SRAM工艺，也有一些专用器件采用 Flash 工艺或反熔丝工艺。

FPGA 逻辑复杂度很高，器件密度从数万系统门到数千万系统门不等，可以完成复杂的时序与组合逻辑电路功能[4]。

采用黑金AX301开发板， FPGA芯片采用Altera公司的CYCLONE IV系列，型号为EP4CE6F17C8，256个引脚的FPGA封装，系统时钟为50 MHz。

实现原理如图6所示。

考虑到一些波导开关可能有两个激励线圈，因此设计了两路控制信号PA与PB、PC与PD、PA与PC功能相同，PB与PD功能相同，因此对PC、PD 不再叙述，若不需要两路驱动，PC与PD管脚悬空
图6 FPGA模块原理
（a）正向触发波形
（b）反向触发波形
（c）脉冲调整后正向波形
（d）脉冲调整后反向波形
图7 FPGA控制信号输出波形输入分别为复位、正向、反向、周期调整。

设计中即可。

设计中控制信号由按键触发，因此必须使用按键消抖模块消除按键抖动。

从图中可以看出，4个的一个触发周期为2 ms，复位按钮控制所有模块的复位与清零，复位按钮触发后，脉冲宽度置为初始脉冲宽度0.3 ms，此时PA、PB、PC、PD均为0的初始状态，H桥处于关断状态。

正向按钮触发后，PA=1，PB=0，此时H桥的激励线圈处于正向导通状态，并于0.3 ms后PA重新置为0，H桥重新处于关断状态。

当反向按钮触发后，PA=0，PB=1，此时H 桥的激励线圈处于反向导通状态，并于0.3 ms后PB 重新置为0。

当周期调整按钮触发后，加法器对可编程计数器进行一次加法运算，使触发脉冲宽度增加0.1 ms。

设计中的触发时间在程序中均设计成变量，可以根据不同的工程要求，更改文件中触发周期时间time_cnt，初始时间time_initial和脉冲变化时间time_plus参数即可。

进行Modelsim仿真后，使用LA2016逻辑分析仪对输出IO口进行测试，测试结果如图7所示。

图中自上而下的4条波形分别为PA、PB、PC、PD。

从图7a可看出，系统复位后，当正向按钮触发时PA与PC产生了一个0.3 ms的脉冲；从图7b可看出，当反向按钮触发时，PB与PD产生了一个0.3 ms的脉冲，从而产生了正向和反向的脉冲控制信号；从图7c可看出，当触发一次脉冲宽度调整之后，再次触发正向按钮，PA与PC产生一个0.4 ms的脉冲周期，与上次触发相差0.1 ms；由图7d可知，触发一次脉冲宽度调整之后，再次触发反向按钮，PB与PD产生一个0.4 ms的脉冲，与上次触发相差0.1 ms。

实验结果与逻辑设计相符合。

图8 HIP4082与NMOS管H桥连接的原理
4 驱动电路设计
4.1 原理图
驱动电路原理图如图8所示，12 V 的电荷泵连接在HIP4082上，提供上浮电压，HIP4082按要求连接在NMOS 管H 桥的相关位置，完成驱动功能。

4.2 PCB 版图
NMOS 管H 桥部分在工作状态下电流较大，因此H 桥端电源和地线要使用大线宽。

HIP4082模块、电源兼容模块和电源稳压模块工作状态电流较小，布线时可使用小线宽。

大容量滤波电容应放在驱动场效应管附近，以降低驱动噪声。

考虑到波导开关可能存在两个激励线圈，所以对两路H 桥进行了布线，两路是独立的，可以独立进行控制，PCB 版图如图9所示。

实物如图10所示。

图9 H 桥驱动部分PCB 版图
图10驱动电路实物照片
5 实验结果与分析
我们将系统按顺序连接，将逻辑控制端输入接入16 V 电压，为了安全起见，将H 桥端接入3 V 电压，H 桥驱动负载接入一个100 Ω的电阻，将示波器探针加在电阻两端进行测试，结果如图11所示：
从图11中可以看出，系统可以实现电阻两端电压的反向，由于内阻只有0.6 m Ω, 导通时负载两端电压基本等于输入电压3 V 。

从图11a 、c 可以看出，电压方向的转换并趋于稳定所需最短时间为1.5 μs ，因此最短开关频率为600 kHz 左右。

从图11b 、c 可以看出，FPGA 触发一次正向脉冲控制信号后，产生0.3 ms 宽度的正向脉冲；触发一次脉冲宽度调整后，再次触发一次正向脉冲控制信号，可观察到正向脉冲宽度变为0.4 ms ，实验结果符合预期。

在实际使用中，负载处接入的是激励线圈，线圈不仅存在电阻，还存在电感。

电感电流具有记忆
图11驱动电路系统测试波形
（a ）正向跳变波形（b ）正向触发脉冲（e ）脉冲宽度调整后反向脉冲
（c ）脉冲宽度调整后正向脉冲
（c ）反向跳变波形（d ）反向触发脉冲
所以电感增大会使时间常数τ增大，导致开关时间延长。

在实现相同磁场强度的情况下，根据公式H=NI，线圈匝数增加则电流减小，反之匝数减少则所需电流增大。

因此，采取减小激励线圈匝数N的措施可以降低线圈的电感，只要相应地增大电流I即可达到磁场要求，这样可以有效缩短开关时间、提高开关速度，本驱动电路可以实现0～50 A的电流输出，可以满足高速开关的要求。

对于电感导致的信号控制电压与驱动电路实际产生脉冲电压之间的脉冲宽度误差，可以使用示波器测试后，通过修改脉冲产生参数进行校准。

从图11a、c还可以看出，在开关正反向切换时，先出现了一个尖峰，之后又出现振荡，其原因是开关电源在以较快的频率进行开关工作时，电流和电压在开关的过程中会发生急剧的变化。

因此，许多因素都会使开关电源产生噪声，如开关管通断时产生的高频噪声和电磁辐射。

用MOSFET(VF1)开关管通断控制电感L的典型电路及产生的浪涌电压，基本上所有的开关电源的电路中都是分布电容和分布电感构成的负载。

这样，开关电源工作时，其电路内部的电压与电流均快速变化，因此，分布电感要产生噪声，即U L＝L d i/d t。

另外，功率MOS管中高速二极管的电流急剧变化时也会产生噪声。

产生噪声的可能原因还有PCB布线等，消除这些噪声可以综合以下方面：使用EMI滤波器进行滤波，但是相应的开关时间会延长；优化PCB布线，降低不同线之间的干扰；根据设计需求选用性能更好的NMOS管等。

6 结论
驱动电路系统充分运用了NMOS管H桥及其驱动原理，以及FPGA可编程的灵活性，构建了一种适合大部分波导开关以及铁氧体移相器的驱动电路。

因为采用了H桥电路结构，一条激励线圈即可以产生正反两种电流方向，可以降低系统连线复杂度。

设计具有脉冲宽度可调、激励线圈功率可调、安全、可靠等优点，系统可以实现最快600 kHz的转换频率，同时HIP4082对控制电路与驱动电路进行了隔离，提高了电路的抗干扰能力。

HIP4082的逻辑控制从根本上消除了H桥单臂导通的可能性，使电路安全性提高。

FPGA使脉冲产生具有很高的编程灵活性。

改进的NMOS管H桥在完全导通的情况下，内阻只有0.6 mΩ，能量损失非常小，H桥驱动端电压可以根据功率需求在0～60 V之间进行调整。

系统可以对铁氧体移相器进行脉冲宽度调制，控制相移量的连续控制；也可以通过改变电流方向与大小来驱动铁氧体开关控制微波开关的工作状态；还可以用于驱动其他复杂器件，同时对脉冲宽度与电流状态进行调整，对磁调微波铁氧体器件具有很高的通用性。

参考文献：
[1] 庄亚明. Ka波段LiZn铁氧体移相器设计研究[D]. 成都：
电子科技大学, 2011: 2-3.
[2] 郑向闻. 基于LiZn铁氧体的闭锁式移相器研究[D]. 成
都：电子科技大学, 2017: 47-48.
[3] 文昱. 基于CPLD的Ka波段铁氧体移相器驱动电路设计
[D]. 成都：电子科技大学, 2013: 20-21.
[4] 刘武. 全定制FPGA设计技术研究[D]. 成都：电子科技
大学, 2010: 1-2.
作者简介：王浩先(1994—)，男，硕士研究生，研究方向为微波铁氧体器件与驱动电路。

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度，极大减少主配方优化的试验强度，显著加快新材料开发的进度。

对于其它试验室、生产线或者其他配方范围，可以参照本文第二节的方法，根据一组大范围的实验数据，计算模拟出经验公式的各项系数，从而得出适用的二峰温度计算公式。

参考文献：
[1] 张有刚，黄永杰，罗迪民．磁性材料[M]．成都：成都
电讯工程学院出版社，1988.
[2] 黄爱萍，谭福清，豆小明．二峰计算公式在MnZn铁氧
体主配方设计中的应用[J]．磁性材料及器件，2012，43(2): 49-51.
[3] 周志刚等．铁氧体磁性材料[M]．北京：科学出版社，
1981.
[4] TDK产品目录，http://www.tdk.co.jp.
[5] A-CORE产品目录，.
[6] 东磁产品目录，.
作者简介：黄爱萍(1980－)，女，博士，教授级高级工程师，主要从事高性能磁性材料及生产技术研究。