一种基于功率补偿器的多电平逆变器直流电压平衡的控制方法

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多电平逆变器主要控制策略综述

多电平逆变器主要控制策略综述( 本站提供应用行业：阅读次数：1082) 【字体：大中小】1 引言多电平逆变器具有谐波小、共模电压小、电压变化率小、电磁干扰小、开关频率低、系统效率高、适合中高压大容量变频器应用等特点，近十年得到广泛的研究[1]。

研究主要集中在拓扑结构、控制策略两方面。

图1是多电平逆变器的主要研究内容。

图1 多电平逆变器主要研究内容由于多电平逆变器拓扑结构的多样性，且涉及到直流电压的均衡、开关频率的合理分配、冗余状态的利用等特殊要求，使得对多电平逆变器的控制具有一定的挑战性。

2 载波调制方法(Carrier-based Modulation)载波调制是最常用的多电平控制方法之一，其特点是通过载波和调制波(或参考波)间的比较而获得器件的开关状态。

载波调制按其采样方法可分为:自然采样和规则采样，自然采样一般用于模拟电路实现，规则采样用于数字实现。

规则采样又分对称和不对称采样。

在载波调制中，对于m电平逆变器，常定义幅度调制比ma和频率调制比mf分别为:其中Ac为载波峰峰值，fc为载波频率，Am为调制波峰值，fm为调制波频率。

多电平载波调制由于载波个数的增加，而变得较复杂，但也给控制提供了更多的自由度。

2.1 子谐波脉宽调制SHPWM(SubHarmonic PWM)由Carrara[2]提出的SHPWM的基本原理是:对m电平逆变器，将m-1个具有相同频率fc和峰峰值Ac的三角载波集连续分布。

频率为fm、幅值为Am的正弦调制波置于载波集的中间。

将调制波与各载波信号进行比较，得到逆变器的开关状态。

在载波间的相位关系方面，Carrara考虑了三种典型配置方案:(1) PD—所有载波具有相同相位;(2) POD—正、负载波间相位相反;(3) APOD—相邻载波间相位相反。

图2是SHPWM采用PD配置的波形图。

SHPWM的最大线性幅度调制比ma为1。

对SHPWM的研究有如下一些重要结论[3]:·对于三相系统，频率比mf应为取3的倍数;·单相逆变器，APOD配置电压谐波最小;·三相逆变器，PD配置线电压谐波最小。

statcom原理及控制方法

1、前言静止同步补偿器(Static Synchronous Compensator, STATCOM)，是目前最先进的无功补偿技术，近年来随着电力电子开关技术的进步而逐渐兴起。

STATCOM的原理是利用全控型大功率电力电子器件构成可控的电压源或电流源，使其输出电流超前或滞后系统电压90 ，从而对系统所需的无功进行动态补偿。

早期有文献称之为静止无功发生器(Static Var Generator, SVG) 。

利用电力电子变流器进行无功补偿的可能性虽然早在20 年前就已经为人们所认识，但限于当时电力电子器件的耐压和功率水平，无法制造出输电系统中具有实用价值的装置。

直到近年来，尤其是高压大功率的门极可关断晶闸管GTO 的出现，才极大的推动了STATCOM 的开发和应用。

STATCOM 是并联型FACTS 设备，它同基于可控电抗器和投切电容器的传统静止无功补偿器SVC 相比，性能上具有极大的优越性，越来越得到广泛的重视，必将取代SVC 成为新一代的无功电压控制设备。

目前，世界上已有多台投入运行的大容量STATCOM 装置，如表1-1 所示。

由此可见，目前为止国际上只有美、日、德、中、英等少数几个国家掌握了STATCOM 的应用开发技术。

2006 年2 月28 日，由上海电力公司、清华大学、许继集团公司等单位共同研制的±50Mvar STATCOM 在上海黄渡分区西郊变电站并网试运行。

表1-1 国内外已在输电系统投运的STATCOM 装置（UPFC 并联部分为STA TCOM）表1-1 中除最后一项外，全部采用了变压器多重化的主电路方案，主电路拓扑为图1-1。

变压器多重化方式可成倍增加装置容量并降低输出谐波。

然而，多重化变压器的引入带来了很多问题：首先，它的价格非常昂贵，约为成本的1/3～1/4；其次，它使装置增加了50％左右的损耗和40％左右的占地面积；第三，变压器的铁磁非线性特性给控制器设计带来了很大的困难，同时也是引发装置故障的重要原因。

现代多电平逆变器的控制策略_彭方正

为了使谐波畸变最小，并且达到基波分量幅度可调的目的，ｍ－１次以下的谐波分量均可从电压波形中消除掉。通常，通过适当地选择不同电平逆变器中的开
４
现代多电平逆变器的控制策略
４／２００６
图７
十一电平逆变器产生的负载电压空间矢量
图８（ａ）示出一个十一电平多单元逆变器中的一个单元产生的电压，该逆变器每相有５个单元，输出频率为５０Ｈｚ。同样频率、调制因数为０．９９的逆变器的负载电压波形如图８（ｂ）所示。图６一个具有不同调制因数的七电平阶梯波形的正半周通过数学计算和对图６（ａ）到图６（ｃ）的观察，可以得出一个多电平阶梯电压的通用谐波表达式［７］： 4 hn = [V1 cos( nα1) ± V 2 cos( nα2 ) ± K ± Vm cos( nαm ) ] n π …………………………………………………（３）式中：正号表示上升沿，负号表示下降沿。１．４低开关频率空间矢量控制基于空间矢量理论，文献［２］介绍了一个不同概念的多电平逆变器控制方式。这种控制策略，称为空间矢量控制（ＳＶＣ），它工作于低的开关频率，并且在每一个开关期间不会产生预期负载电压的平均值，这和空间矢量调制（ＳＶＭ）的原理是一样的。图７示出了一个十一电平逆变器产生的３１１个不同的空间矢量，其中也包含了参考负载电压矢量Ｖｒｅｆ。空间矢量控制的主要思想是传送给负载一个电压矢量，这个矢量可使空间误差或与参考矢量Ｖｒｅｆ的距离最小。十一电平逆变器产生的高密度的矢量（图７）与参考矢量的偏差很小，因此就没有必要再应用对参考矢量邻近的３个矢量进行相应计算的更复杂的调制方案。图７中带阴影的六角形表示最大接近度的边界，意为当参考电压Ｖｒｅｆ处于这一区域时，矢量Ｖｃ必须被选取，因为它最接近该参考值。图９示出参考矢量和应用于ＳＶＣ的逆变器产生的矢量［２］。在电平数较多时，这种方式既简单又具有吸引力。当电平数减少时，逆变器所产生的矢量与参考矢量之间的误差将会较大，这将使负载电流纹波增加。１．５直接转矩控制为了有效地控制交流传动装置的转矩和磁通，作为取代磁场定向控制方式的另一种选择，在低压二电平逆变器中发展了直接转矩控制（ＤＴＣ）技术［２０］。同图８应用于ＳＶＣ的１１电平逆变器产生的电压波形

NPCH桥五电平逆变器直流侧电容电压平衡控制

position vector and
balance v
in the prediction
were selected，and then the
optimal vector was selected according
value. However，compared with the traditional MPCalgorithm，the voltage-jDrediction algoritlim has ad
vantages of simple structure&small computation and no more than 7 voltage vectors selected at each time.
The simulation andexperiment both demonstrate the voltage-prediction proposed has a very good effect on
收稿日期：2 0 1 7 - 0 3 - 0 6 基金项目：国家自然科学基金项目（5 1 7 0 7 0 8 6 ) 作者简介：戴鹏（1 9 7 3 — ），男，博士，教授，硕士生导师，研究方向为电力电子与电力传动、电机控制与保护 ;
was proposed tobalance the DC-side capacitor voltages based on M P C . The S V P W M algorithm was used
to determine the reference
voltage vector position，and the

级联STATCOM直流侧电压平衡控制方法

关键诃：移载波；联多电平；ＴＴＯ相级ＳＡＣＭ；直流侧平衡
中图分类号：Ｍ４４Ｔ６文献标志码：Ａ文章编号：１０－４Ｘ（００１一０ｌ００７４９２１）１ｏ３一６
ＢａａｃｎｏｔｏｅｈｄｏｌｎｉｇｃｎｒｌｍｔｏｆＤＣｏｔｇｆｖｌｅｏａ
ｔｅｃｒｉｒｐａｅｓｉｅＷＭ．ＣｎｒｌａｇｒｈｉｓｍｐｅｓｎｅｔｅｂａｃｎｔｏｅａａｅｈｈａｒｅｈｓｈｆｄＰｔｏｔｏｌｏｔｍｓｉｌｉｃａｎｉｇｍｅｈｄｓｐｒｔｄｔｅＤＣｉｈｌ
压高于平均值且变高的模块的驱动信号与直流电压低于平均值且变低的模块的驱动信号交换，以
载波相位差造成的直流侧不平衡来补偿开关损耗等造成的不平衡。该方法将直流侧平衡和静止同
步补偿系统控制分开，法简单，算省略了直流侧辅助直流电源，Ｈ桥模块更加间单，使ｘ－节省了成本。ａ－通过仿真分析和实验结果证实了该方法的正确性、效性和实用性。有
ｄｖｎｉｎｌｆｔｅｍｏｕｅｗｈｓｏｔｇｓｄｃｅｓｎｎｏｒｔａｈｖｒｇ．ＴｈｎａａｃｉｒｉｇｓｇａｓｏｈｄｌｏｅＤＣｖｌａｅｉｅｒａｉｇａｄｌｗｅｈｎｔｅａｅａｅｅｕｂｌｎｅｏｈｆｔｅＤＣｉｅｃｕｓｄｂｈｗｉｈｎｏｓａｄｏｈｒｌｓｅｏｌｏｅａｅｔｅｕｂｌｎｅｃｕｅｙｓｄａｅｙｔｅｓｔｉｇｌｓｎｔｅｏｓｓｃｕｄｃｍｐｎｓｔｈｎａａｃａｓｄｂｃ

微电网系统中多种逆变器的并联组网控制策略

微电网系统中多种逆变器的并联组网控制策略张明光;张义娜;孙慧丽;郭得政【摘要】采用氢燃料蓄电池单体的串并联组成的电池模块作为储能系统中的主要储能装置,多种逆变器连接在同一条公共线上.在微电网处于孤岛运行模式时,考虑到储能单元的逆变器间环流的存在、不同设备控制器的不同工作特性、低通滤波嚣存在的影响,提出新的下垂控制理论.利用逆变器模拟同步发电机的频率调节特性,保证负荷发生变化时微电网频率的稳定性;利用静止无功补偿器SVC补偿系统无功,以保障系统电压的稳定,进而实现多种逆变器的组网运行.利用PSCAD仿真软件进行仿真,验证对所建立的模型采取的一系列控制策略的有效性和正确性.【期刊名称】《兰州理工大学学报》【年(卷),期】2014(040)004【总页数】6页(P86-91)【关键词】孤岛运行;下垂控制;频率调节;SVC;PSCAD/EMTDC【作者】张明光;张义娜;孙慧丽;郭得政【作者单位】兰州理工大学电气工程与信息工程学院,甘肃兰州730050;兰州理工大学电气工程与信息工程学院,甘肃兰州730050;河南省濮阳供电公司,河南濮阳457000;新疆神火炭素制品有限公司,新疆乌鲁木齐830000【正文语种】中文【中图分类】TM76随着资源的紧缺、负荷的持续增加，风能、太阳能等可再生能源的分布式发电技术已在世界各国得到迅猛发展.微电网是将分布式发电、负荷、储能设备及控制装置等结合，形成的一个单一可控的控制系统.微电网可以运行于孤岛／并网模式，大电网出现严重故障时，微电网孤岛运行，储能系统作为主供电电源来维持系统的正常稳定运行.无疑储能逆变器的控制策略是微电网电能质量综合考究的问题.目前，对逆变器控制策略研究已相当成熟.文献［1］在虚拟同步发电机（VSG）一次电压控制器的基础上，提出了一种在线计算电压控制新算法，但VSG的同步电抗不能无限制增加.文献［2］采用传统的PQ下垂控制理论，该方法对于多台逆变器并联运行时，输出电压频率和幅值精度不能得到很好的保障.文献［3］提出了基于虚拟频率-电压的下垂控制，这种方法要求多个并联逆变器转换角相同，其实现条件苛刻.文献［4］通过引入感性虚拟阻抗，提出一种适合微电网多逆变器并联的电压电流双环下垂控制策略；但文中在多个逆变器并入系统的瞬间逆变器间所产生的环流较大，其消除时间也较长.文献［5］对于多逆变器提出了环链控制法，下级逆变器的电流参考信号由上级逆变单元提供；然而，链环的存在使得该控制策略不能实现热插拔.基于上述情况，有必要研究如何更为全面地建立储能系统逆变器的控制策略.本文针对大电网出现故障时，建立基于微电网孤岛运行时的模型.通过引入新的功率变量，实现多逆变器间的控制解耦；再次考虑到逆变器之间环流、不同设备的不同工作特性、低通滤器的影响，设计出新的下垂控制方案；模拟同步发电机的频率调节特性，增添静止无功补偿器SVC，实现微电网的频率无差调节、电压的调整.最后通过PSCAD／EMTDC仿真软件搭建仿真模型来验证提出的控制策略.1 储能系统的构成及燃料电池的数学模型分布式发电并网方式运行时，一般不需要储能系统，但在孤岛运行时，为保持小型供电系统的频率和电压的稳定，储能系统往往是必不可少的.分布式发电的储能技术主要包括蓄电池储能、飞轮储能、超级电容储能、压缩空气储能和蓄水储能等. 电池类储能装置自损耗小，能量存储时间长；但响应速度慢，循环寿命短.在大量储存可再生能源发电时，作为备用电源对负荷进行供电.本文采用蓄电池储能，同时小型汽轮发电机作为微电源对能量进行即时补偿.对于蓄电池储能，采用氢燃料电池单体的串并联来组成一个电池模块.氢作为重要的二次能源，燃烧时不会释放CO x、NO x、SO x气体和粉尘等污染物.氢通过可再生能源产生，整个循环过程实现了无有害物质排放、清洁无污染.在储能系统中，由于氢燃料电池输出的直流电压一般不高且变化范围较大；而燃料电池分布式并网发电系统中，需要采用电力电子变换电路实现由不稳定直流电能向稳定交流电能的转换.本文氢燃料电池发电系统采用两级结构——DC／DC变换和DC／AC变换，如图1所示.氢燃料电池输出的直流电压一般不高，采用Boost直流升压变换器（如图2所示）来提升氢燃料电池输出电压.图1 氢燃料电池两级并网发电系统结构Fig.1 Two-stage grid-connected power generation system structure with hydrogen fuel cell图2 Boost直流升压变换器Fig.2 Boost converter for DC voltage boosting2 蓄电池多储能系统接入微电网的组网控制策略研究2.1 储能系统中三相逆变器的建模与设计单台三相逆变器结构如图3所示，图中C f和L f分别为滤波电容和电感，r为线路电阻.图3 三相逆变器主电路Fig.3 Main circuit of three-phase inverter由图3得三相逆变器的模型：式中：i＝A，B，C，分别指 A、B、C相；u k i为滤波前的逆变器输出电压；u o i为滤波后逆变器的输出电压；i L i和i o i分别指电感电流和输出电流.经过派克变换，式（1）在旋转坐标系下的表达式如下式所示：此处采用电压外环、电流内环的双闭环控制方式，所以三相逆变器在dq旋转坐标系下是耦合的，经过解耦的双闭环控制框图如图4所示.图4 三相逆变器电压电流双闭环解耦控制框图Fig.4 Block diagram of decoupling control of voltage-circuit dual-loop with three-phase inverter 根据储能系统中逆变器在孤网模式下工作时的特点，孤网运行时，储能系统作为主力供电单元为负载提供电能，对频率的保持和电压的稳定有更高的要求，故此处选用电压外环电感电流内环的双闭环控制方式［6-7］.ωL f i Ld和ωL f i Lq作为解耦项使得无功电流和有功电流可以实现独立的控制.电压电流双环控制充分利用了系统的状态信息，不仅动态性能好，稳态精度也较高.2.2 两储能单元的逆变器并联模型对于多个储能单元的系统，采用多逆变器连接在同一条公共线上.以两个储能单元的逆变器并联为例，其结构图如图5a所示，等效电路如图5b所示.图5 逆变器并联主电路Fig.5 Main circuit of parallel-connected inverters在计算逆变器的功率时采用逆变器输出端电压.根据基尔霍夫定律，由图6可以推导出负载端的电压利用式（3）可以得出第一台逆变器输出电流的向量表达形式：由此可以得到第一台逆变器发出的复功率：其中：a、b、c、d是由线路阻抗组成的参数表达式.由式（5）可以看出，逆变器的有功功率P和无功功率Q不仅与E 1和E 2有关，也与θ1和θ2有关.说明多逆变器的控制之间存在着耦合关系.2.3 改进的下垂控制理论下垂控制是对系统中每个供电电源进行实施的，可以在电源电压最小限度偏离参考电压的情况下实现电源按额定功率比例分配给负载.功率下垂控制是实现多机稳定并网的主要控制策略.1）为了有类似于分别单台非并联逆变器的控制特性，引入新的变量［8-9］.定义如下：通过做差得到：为明确控制量与被控制量之间的关系，实现P 1t和P 2t的差值只与两台逆变器输出电压的相位差有关，Q1t和Q2t的差值只与电压的幅值差有关.令根据上述推导，确定下垂控制方式为2）由于上述控制量是新定义的下垂控制量，则无法保证电源按额定功率比例分配给负载，不能消除逆变器之间环流的流动.不同额定容量微电源的微网中，环流大小是衡量系统功率分配精度的重要指标.若逆变器间环流为零，根据基尔霍夫定律有：由式（11）可知，逆变器的各个输出阻抗与连线阻抗不同时，希望通过下垂法将该逆变器的输出电压也做相应调整；将输出功率小的逆变器的电压幅值下垂系数减小，可以增大其输出压降.由此出发，把功率的一次方引入到下垂系数.同时，储能系统除蓄电池蓄能外，还包括飞轮储能、超级电容储能，以及小型汽轮发电机等为电源.综合考虑到微电网中不同设备控制器的工作特性，把二阶功率引入下垂系数中.还要对低通滤波进行补偿，加入微分环节来提高系统响应速度［10-11］，来更好地实现微网的精确、稳定运行.由此出发，提出新的下垂控制方程：改进后的下垂算法实现了系统运行的自适应调整.当检测到功率变化时，根据实际输出功率的大小自动对下垂量进行动态调节.2.4 频率、电压的调整多个储能单元同时大量投入运行时，多数情况微电网处于孤岛运行模式.此时，为保持微电网的正常运行，要保证微电网电压和频率在要求范围内.1）频率的调整.对于改进后的逆变器的下垂控制特性，当负荷功率发生变化时，逆变器被分配的功率发生了变化，此时逆变器的频率将不再是额定频率，这说明上述下垂控制方式不能保持频率的稳定性.借鉴同步发电机的频率调节特性曲线［12］，设置逆变器的控制特性曲线如图6所示.其调节过程为：逆变器初始工作点为A点，当负荷增加时，逆变器工作点沿曲线1移动至B点；此时如果将曲线保持斜率不变向右平移，使逆变器工作点变为C点，则可使频率回复至f ref，即逆变器工作在曲线2，功率缺额由小型汽轮发电机来提供，实现了储能逆变器的无差调频.图6 逆变器的频率调整曲线Fig.6 Frequency adjusting curve of inverter2）电压的调整.上述改进的下垂控制理论中，逆变器阻抗大的端电压大些，这也导致了逆变器间电压的差值.通过静止无功补偿器SVC补偿无功，来达到逆变器间电压差值为零的目的［13-15］.逆变器容量足够大时，在发送一定有功功率的情况下，无功功率受到有功功率和传输线路的限制.氢燃料储能蓄电池组逆变器发送的有功功率与氢燃料电池的单元数、串并联方式等因素有关.当有功功率满足负荷要求时，SVC补偿的无功功率Qj为其中：Q o1、Q o2分别为氢燃料蓄电池的逆变器提供的有功功率，Qq为小型汽轮发电机发出的有功功率.则SVC补偿能量极限为选取SVC的容量范围为3 仿真与实验为进一步验证所提出控制策略的正确性，本文设计开发了实验平台，实验平台配置如图7所示.储能系统包括两组不同的氢燃料蓄电池组组成的子系统、一台微型汽轮机、静止无功补偿装置SVC.氢燃料蓄电池组通过氢燃料蓄电池单体的串并联组成.负荷主要包括一台感应电机、阻抗负载、卸荷负载与无限大电网共同构成.图7 实验平台配置图Fig.7 Arrangement of experiment platform本文采用仿真软件PSCAD／EMTDC对前面改进的下垂控制策略以及系统频率、电压的稳定性所采取措施的可行性和正确性进行仿真验证.具体参数如表1所示.表1 系统参数设置Tab.1 Setting of system parameters电网线电压运行频率滤波电抗滤波电容额定功率400 V 50 Hz L 1＝1.2 m H L 2＝0.6 m H C1＝C2＝1 500μF P o1＝200 W P o2＝400 W仿真过程为：两个储能单元的逆变器并网、离网、满载动态改变过程.釆用传统下垂控制和改进的一系列控制策略进行两次仿真.观测单台逆变器的频率输出、电压输出和功率输出动态特性.逆变器在t＝2 s时并入电网，t＝5 s时发出有功功率120 W，无功功率50 W，在t＝10 s时电网电压下降5%，在t＝15 s时联网模式转为孤岛模式，控制方式由并网运行时的电流控制转为电压电流双闭环控制.t＝20 s半载加至满载.随后采用改进后的一系列控制策略重复上述步骤.仿真结果如图8所示.由图8a可见，当t＝20 s半载加至满载时，逆变器被分配的功率发生了变化，逆变器的频率将不再是额定频率，加入虚拟同步发电机的控制环节，频率的稳定性有了很大改进.由图8b可见，在t＝15 s时并网模式转为孤岛模式，t＝20 s半载加至满载，当检测到功率变化时，根据实际输出功率的大小自动对下垂量进行动态的调节；加之通过静止无功补偿器SVC补偿无功，实现了逆变器的电压基本稳定的目的，同时，也保证了多个逆变器间电压差值近乎为零的要求，进而进一步确保了逆变器间无环流的流动.图8c中，在t＝15 s时，微电网由并网转为孤岛模式运行，此时逆变器间的有功、无功要进行重新分配，由于SVC的加入，逆变器无功波动有所减少，使得逆变器对无功的输出明显减少，这也进一步削弱了逆变器间无功电流的流动.由于有功、无功的相对稳定，根据改进的新的下垂控制方程，进而确保了当大电网发生故障时，微电网进入孤岛模式的稳定运行，保证了微电网额定的电压和频率.图8 传统、改进下垂控制下逆变器输出系列仿真波形Fig.8 Serial simulation waveforms of inverter output with traditional and improved droop controls 由图8d可见，虚拟同步发电机控制模型和改进下垂控制器的采用使得环流抑制效果更好，模式切换和负荷变动条件下环流问题得到了改善，证明没有过多的潮流消耗在两逆变器连接线路阻抗上，改善了负荷功率分配，保障了微电网的供电质量.4 结论采用氢燃料蓄电池单体的串并联组成的电池模块作为储能系统中的主要储能装置.根据微电网自治运行时并联系统的特点，得出了改进后的下垂控制算法，该算法在微电网处于孤岛运行模式时，去除了储能逆变器间存在的环流，避免了不同设备控制器的不同工作特性、低通滤波器存在的影响.通过逆变器模拟同步发电机的频率调节特性，添加静止无功补偿器SVC补偿系统无功，确保了负荷发生变化时微电网频率的稳定、系统电压的稳定，进而实现了多储能逆变器的并联组网运行.仿真和实验结果表明，改进后的多储能逆变器的并联组网控制策略可有效避免微电网中新能源发电间歇不稳定的问题，从而提升了其供电质量和能量利用效率.参考文献：［1］杨向真，苏建徽，丁明.面向多逆变器的微电网电压控制策略［J］.中国电机工程学报，2012，32（7）：7-13.［2］ ZHONG 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多电平逆变器的工作原理、控制方法以及仿真

目录第一章绪论 (1)1.1多电平逆变器的背景 (1)1.2多电平逆变器的研究现状 (2)1.3多电平逆变器的应用 (3)第二章多电平逆变器的种类介绍 (6)2.1二极管箝位式多电平逆变器及其优缺点 (6)2.2电容箝位式多电平逆变器及其优缺点 (6)2.3H桥级联式多电平逆变器及其优缺点 (7)第三章多电平变换器PWM调制策略 (8)3.1多电平变换器PWM调制策略的分类 (8)3.2多电平SPWM调制策略 (9)3.2.1 SPWM调制策略 (9)3.2.2 载波垂直分布多电平调制策略 (9)3.2.3 载波水平移相多电平调制策略 (10)3.2.4多载波SPWM调制策略谐波分析 (10)3.3多电平SVPWM调制策略 (46)3.3.1 SVPWM调制策略 (46)第四章多电平逆变器中的电压平衡技术 (48)第五章三电平中点箝位型逆变器SPWM控制策略与仿真 (53)5.1三电平NPC逆变器SPWM方法 (53)5.2基于MATLAB的三电平NPC逆变器SPWM仿真 (54)5.2.1仿真系统整体框图 (54)5.2.2 基于载波反向SPWM带电机负载的仿真模块 (55)5.3基于载波同向SPWM带电机负载的仿真模块 (57)5.3.1 SPWM开关信号的发生模块 (57)5.3.2仿真结果与分析 (57)5.4基于注入三次谐波的SPWM带电机负载的仿真模块 (58)5.4.1 SFOPWM开关信号的发生模块 (58)5.4.2仿真结果与分析 (58)5.5三电平NPC逆变器SPWM的实验结果 (59)5.6小结 (59)第六章总结展望 (60)第一章绪论1.1 多电平逆变器的背景电力电子技术自二十世纪50年代诞生以来,经过近半个世纪的飞速发展,至今已被广泛应用于需要电能变换的各个领域。

在低压小功率的用电领域,电力电子技术的各个方面己渐趋成熟,将来研究的目标是高功率密度、高效率、高性能;而在高压大功率的工业和输配电领域,各个方面的技术正成为当今电力电子技术的研究重点。

多电平逆变器简介

多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较多电平逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。

二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平电路为主，一般不超过五电平。

飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。

级联型多电平逆变器，又称链式逆变器，以普通的单相全桥（H桥）逆变器为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电平数也越多。

它的优点是不存在电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合7电平、9电平及以上的多电平应用，是目前应用最广的多电平电路。

缺点是需要多路独立的直流电源且不易实现四象限运行。

多电平逆变器的PWM控制策略可分为：在上述的多电平逆变器的PWM控制法中，空间电压矢量控制法适用于三-五电平的逆变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢量数目较多，控制算法复杂，不适合用该方法。

对于五电平以上的多电平逆变器，适合采用载波调制PWM控制法。

载波层叠PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，既可用于二极管箝位型和飞跨电容型逆变器，也可以应用于具有独立直流电源的级联型逆变器。

载波移相PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，则适合于级联型多电平逆变器。

开关频率优化PWM控制法由于正弦调制波中加入了三次谐波，因而只适用于三相多电平逆变器。

对于三相具有独立直流电源的级联型多电平逆变器，载波移相和开关频率优化结合的PWM控制法，可提高等效开关频率，控制效果更好。

多电平三相逆变器中，空间矢量密集，可供选择的矢量模大小种类很多，电压合成更加接近正弦波，所以多电平的空间电压矢量法控制进度高，输出电压的谐波含量小。

但在电平数在5电平以上的多电平逆变器中，此时空间电压矢量PWM法控制算法非常复杂。

一、NPC型多电平逆变器优点：1）可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2）电平数越大，输出电压的谐波含量就越少，输出电压波形与正弦波就越接近；3）可直接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。

一种级联H_桥多电平逆变器故障诊断方法

第27卷㊀第9期2023年9月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.9Sep.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀一种级联H 桥多电平逆变器故障诊断方法于晶荣,㊀张刚,㊀邱均成,㊀王益硕,㊀孙健文(中南大学自动化学院,湖南长沙410083)摘㊀要:为了诊断级联H 桥多电平逆变器的开关管开路故障,提出一种基于载波层叠调制(LSP-WM )技术的故障诊断方法,直接对H 桥输出电压㊁负载电流和驱动信号的输出特性曲线进行分析㊂当部分驱动信号断开后,相应的电流和电压出现部分缺失和波动,从而推出故障情况下三者之间的对应关系㊂依据调制波和负载电流的方向,将系统运行分为4种工作模式,并在特定模式下诊断故障㊂对故障情况下负载电流过零处的特性曲线进行分析,用以识别H 桥中对角开关故障㊂与现有方法相比,该方法扩展基于LSPWM 下的故障范围为双管故障,诊断逻辑易于理解且不需要添加额外的硬件电路㊂通过仿真证明了所提故障诊断方法的正确性和有效性㊂关键词:级联H 桥;多电平逆变器;故障诊断;开路故障;载波层叠调制DOI :10.15938/j.emc.2023.09.013中图分类号:TM464文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)09-0119-07㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2021-12-07基金项目:湖南省自然科学基金(2022JJ30742);长沙市自然科学基金(kq2202103)作者简介:于晶荣(1981 ),女,博士,副教授,研究方向为电能质量分析与控制技术;张㊀刚(1995 ),男,硕士研究生,研究方向为多电平逆变器故障诊断和容错策略等;邱均成(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为电能质量治理和逆变器故障穿越等;王益硕(1998 ),女,硕士研究生,研究方向为新能源电能质量控制策略;孙健文(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为电网阻抗的系统辨识㊂通信作者:张㊀刚Fault diagnosis method for cascaded H-bridge multilevel inverterYU Jingrong,㊀ZHANG Gang,㊀QIU Juncheng,㊀WANG Yishuo,㊀SUN Jianwen(College of Automation,Central South University,Changsha 410083,China)Abstract :A fault diagnosis method based on level-shifted pulse width modulation (LSPWM)technique was proposed to diagnose the switch open circuit fault of cascaded H-bridge multilevel inverter.The out-put characteristic curves of H-bridge output voltage,load current and driving signal were analyzed direct-ly.When part of the driving signal is disconnected,the corresponding current and voltage have partial loss and fluctuation so as to deduce the corresponding relationship among the three in the case of failure.According to the direction of modulation wave and load current,the system was divided into four working modes,and faults were diagnosed in the specific mode.The characteristic curve of load current crossing zero was analyzed in order to identify the fault of diagonal switch in pared with the existing methods,the fault range of the proposed method is extended to double tube fault based on LSPWM,and by the diagnostic logic it is easy to understand without additional hardware circuits.Simulation resultsshow correctness and effectiveness the proposed fault diagnosis method.Keywords :cascaded H-bridge;multilevel inverter;fault diagnosis;open-circuit fault;level-shifted pulse width modulation0㊀引㊀言级联H桥多电平逆变器(cascaded H-bridge multilevel inverter,CHBMLI)因其具有易于模块化㊁高压大容量和谐波失真低等优点,已广泛应用于电气化铁路与城市轨道交通的牵引系统㊁电动汽车㊁光伏并网发电系统㊁高压直流输电㊁交流电机驱动和无功补偿等场合[1-4]㊂由于CHBMLI采用了大量的半导体开关来获得高质量的输出功率,因此它面临的主要困境是开关失效的概率升高[5]㊂根据相关统计和调查,开关故障大约占整个逆变器系统故障的近三分之一[6]㊂开关管的故障通常可以分为开路故障(open-circuit fault,OCF)和短路故障(short-circuit fault,SCF)㊂SCF造成的影响非常迅速,通常由硬件方案解决[7]㊂在OCF情况下,由于固有的开关冗余,CHBMLI可以继续运行,但其输出质量降低㊂然而,这可能使其他健康开关的电压应力增加,并可能导致整个系统损坏㊂所以,OCF诊断速度与准确性对于系统持续可靠运行十分关键[8-9],也直接关系到容错控制策略的选择㊂近些年,OCF故障诊断方法被广泛研究[10-18]㊂现有多电平逆变器的OCF故障诊断方法包括基于模型㊁基于智能算法和基于信号三类方法㊂文献[10]中每个CHB支路都用一个电流传感器和一个电压传感器监测支路的电流和输出电压,将测量的电压与预期的电压进行比较,并根据偏差的大小和电流流向确定开路故障的位置㊂文献[11]基于计算的平均桥臂极电压与误差自适应阈值,将平均桥臂极电压偏差作为故障检测与识别的诊断变量,实现电压源逆变器单㊁多管开路故障诊断㊂文献[12]采用一个电压传感器测量CHB的网侧电压,通过对CHB网侧电压估计值与实测值的比较来定位故障㊂基于此类方法的开关故障诊断,由于开关器件多且非线性的影响导致建模较为困难㊂为了避免建模带来的困难,相关学者采用基于智能算法的故障诊断方法㊂文献[13]通过特征分析选取正常模式和8种故障模式下的7个电压谐波参数作为故障特征向量,构造一个三层神经网络,其中7个特征向量为神经网络的输入层,从而可以在一个调制周期内准确地识别故障位置㊂文献[14]利用d-q变换将三相电压信号转换为两相来减少故障信息的维数,建立一个4层的神经网络进行故障诊断㊂文献[15]提出一种基于小波包变换和支持向量机的故障诊断方法,提取小波包能量作为故障特征向量,并把该故障特征向量作为支持向量机的输入量㊂该类方法虽然能够避免诊断精度对系统模型的依赖性,但是计算量大且不能用于实时的在线诊断㊂为了实现实时的在线诊断,相关学者采用基于信号的故障诊断方法㊂文献[16]介绍了一种CHB 三电平逆变器故障诊断方法,该方法利用输出电压和负载电流对应的波形特征进行故障诊断,解决了H桥中对角开关因故障特征相似难以识别的问题㊂文献[17]中的故障诊断不仅考虑单管故障,也考虑了单个二极管故障以及开关管和对应二极管同时故障的情况㊂文献[18]中将电平数增加至五电平,提出了一种精确识别8个开关管的单管故障诊断方法㊂这类方法与前两类方法相比,实现简单且容易理解,并且不需要额外的硬件电路,具有较高的实用性㊂由此可见,对于CHBMI的故障诊断,基于信号的方法有更大的发展潜力㊂然而当双管同时发生故障,对系统的影响更为严重,但是以上方案均考虑单管OCF,对于双管OCF的诊断仍有很大的局限㊂目前对双管故障的研究主要集中于三相桥式逆变器,虽然文献[18]中的方法可以应用于三相级联逆变器中双管故障诊断,但2个开关管需要在不同相中分布,而在同一相中每个H桥均有一个开关管发生故障的双管故障情况下,该方法便得不到较好的诊断效果㊂为了克服以上方案的不足,本文通过分析双管故障下输出电压电流以及驱动信号的特征,提出一种可以精确识别同相不同H桥双管故障的诊断方法㊂1㊀CHB五电平逆变器的工作原理图1为单相CHB五电平逆变器的整体拓扑结构,其采用电压源型逆变单元(H桥)串联组成以实现高压大功率输出,谐波分量少㊁波形畸变小㊂它包括:2个H桥(H桥1和H桥2)㊁8个带有反并联二极管(D1~D8)的IGBT开关(S1~S8)㊁滤波电容C㊁直流电源U dc㊁LC滤波器和感性负载㊂G1~G8是相应的驱动信号㊂交流输出端顺序连接,即各单元输出电压叠加,进而形成一个总的多电平输出电压㊂实际系统中级联模块的数量N是由设备的工作电021电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀压㊁直流侧电压和制造成本等决定㊂图1㊀电路拓扑结构Fig.1㊀Circuit topology2个H 桥的输出电压分别为v o1和v o2,输出电压为v o ,从图中可以得出输出电压为v o =v o1+v o2㊂(1)控制方法采用电压电流双闭环控制,2个H 桥输出电压和负载电流作为采样变量㊂CHBMLI 常用的调制方法包括载波层叠调制(level-shifted pulse width modulation,LSPWM)和载波移相调制(phase-shifted pulse width modulation,PSPWM),与PSPWM 相比,LSPWM 在高电平与低电平场合都适用,而且具有开关损耗易优化和谐波特性好等优势㊂LSP-WM 包括同向层叠(phase disposition,PD)㊁正负反向层叠(phase opposition disposition,POD)和交替反向层叠(alternate phase opposition disposition,APOD)㊂相比于其他两种方法,PD 的谐波性能最好,因此采用PD-LSPWM 作为调制技术,PD-LSPWM 信号的产生如图2所示,其中v m (t )为正弦调制波信号,c 1(t )~c 4(t )为4个幅值不同的高频三角载波信号㊂基于PD-LSPWM 的输出电压v o 和各个开关S x (x =1~8)之间的关系如表1所示,1和0分别表示开通和关断状态(对驱动信号也适用)㊂图2㊀PD-LSPWM 信号Fig.2㊀Signal of PD-LSPWM表1㊀v o 和S x 的关系Table 1㊀Relationship between v o and S xv oS 1S 2S 3S 4S 5S 6S 7S 82U dc 10011001U dc 10010101001010101-U dc01100101-2U dc11112㊀CHB 五电平逆变器的故障特征分析㊀㊀为了便于分析故障信号的特点,选取CHB 五电平逆变器作为分析和仿真的对象,主要考虑位于同相不同H 桥中双开关同时发生故障的情况㊂单相五电平逆变器共有8个开关,因此上述故障情况总共有16种,如表2所示㊂表2㊀故障情况Table 2㊀Fault condition现定义如下变量:S x oc 表示开关S x (x =1~8)发生故障,故障下2个H 桥输出电压和负载电流分别表示为v o1oc ㊁v o2oc 和i loc ㊂根据调制波和负载电流的方向,带有感性负载的CHBMLI 在正常情况下可以分为4种工作模式,如表3所示,对于其他负载,上述工作模式不再适用㊂特定的开关故障只在一定的工作模式下表现出故障特征,而且H 桥中对角开关在相同的工作模式下表现出故障特征,即S 1㊁S 4㊁S 5㊁S 8和S 2㊁S 3㊁S 6㊁S 7分别在模式1和模式2中表现出故障特征,从而减少检测计算量㊂由于故障情况较多,以S 2oc 和S 8oc 的分析为例㊂在S 2oc 和S 8oc 下,每个H 桥及负载电流输出波形如图3所示㊂对于H 桥1:当G 4=1,G 1=G 2=G 3=0121第9期于晶荣等:一种级联H 桥多电平逆变器故障诊断方法时,0<v o1oc <U dc ,i loc ʈ0;当G 3=1,G 1=G 2=G 4=0时,v o1oc ʈ0,i loc <0,H 桥1中电流流通方向为D 1到S 3㊂对于H 桥2:当G 5=1,G 6=G 7=G 8=0时,v o2oc ʈ0,i loc >0,H 桥2中电流流通方向为D 7到S 5;当G 6=1,G 5=G 7=G 8=0时,v o2oc ʈ-U dc ,i loc >0,H 桥2中电流流通方向为D 6到D 7㊂表3㊀工作模式Table 3㊀Working mode工作模式v m i l 模式1++模式2--模式3+-模式4-+图3㊀S 2oc 和S 8oc 下的输出波形Fig.3㊀Output waveform under S 2oc 和S 8oc其他开关的故障情况分析类似,故障特征表如表4所示,其中i 1loc 和i 2loc 分别表示在诊断H 桥1和H 桥2中的故障开关时所采集的不同时刻的负载电流㊂表4㊀故障特征表Table 4㊀List of fault characteristic故障v o1oc i 1loc v o2oc i 2locG 1G 2G 3G 4G 5G 6G 7G 8S 1oc 和S 5oc 010101/00101/001S 1oc 和S 6oc 011/01/001/0010001S 1oc 和S 7oc10111/00111S 1oc 和S 8oc 1/01/01/01/00011/01/000S 2oc 和S 5oc 1/0101001/01/001/001S 2oc 和S 6oc 1/0101001/01/00001S 2oc 和S 7oc 1/01/001001/01/0011S 2oc 和S 8oc 1/01/01/01001/01/01/01/000S 3oc 和S 5oc 1/01010101/001/001S 3oc 和S 6oc 1/01010101/00001S 3oc 和S 7oc 1/01010101/0011S 3oc 和S 8oc 011/010101/01/01/000S 4oc 和S 5oc 1/01011/01/00001/001S 4oc 和S 6oc 1/011/01/01/01/0000001S 4oc 和S 7oc 1/01011/01/00011S 4oc 和S 8oc 1/01/01/01/0101/01/003㊀基于信号特征的故障诊断方法根据以上分析及故障表提出如图4所示的故障诊断方法,该故障诊断方法以H 桥电压㊁负载电流以及相应驱动信号为诊断变量,主要通过对双管故障下H 桥中对角开关进行诊断达到不同H 桥下任意双管故障的诊断㊂图5中变量定义如下:v e1和v e2分别代表2个H 桥实际电压和参考电压之间的差值,正常情况下通常在一个范围内波动,v e1在δvo1l 至δvo1h 范围内变化,v e2在δvo2l 至δvo2h 范围内变化;为了提高可靠性,引入w 1和w 2两个变量,分别表示2个H 桥对应的误差变化百分比,取为2.5%和3%;T s 为图3(b)中过渡时段的起始时间,与开关频率和滤波器参数等有关;f 1㊁f 2和f 3为相应电压电流的参考阈值㊂图4㊀诊断过程Fig.4㊀Diagnostic process221电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图5㊀相关变量的定义Fig.5㊀Definition of related variables诊断方法具体过程:假定同相不同H桥下的2个开关同时发生故障,分别检测2个H桥电压,通过实际电压与正常参考电压的比较判定2个H桥是否同时发生故障,当发生故障后在相应的工作模式下采集所需故障信号,进而通过诊断逻辑确定H 桥中故障开关的具体位置㊂变量A㊁B和F分别用来诊断开关S1与S4㊁S2与S3以及S6与S7下的故障㊂对于S5和S8的识别还需进行信号采集时刻的判断,因此在图5中单独标出㊂除了采集驱动信号,对于开关S1和S4只需要采集H桥1的输出电压,而其余对角开关的判定均需采集相应H桥电压和负载电流㊂4㊀仿真验证4.1㊀仿真分析基于MATLAB/Simulink仿真平台对故障诊断方法进行验证,仿真参数如表5所示㊂给定故障规定如下:对于2个故障开关均在正半周的开关以及正负半周各有一个开关发生故障在正半周期给定故障,对于2个故障开关均在负半周的开关发生故障,在负半周期给定故障㊂以S1oc和S6oc为例进行验证,仿真结果如图6所示㊂表5㊀仿真参数Table5㊀Simulation parameters㊀㊀㊀参数数值直流电压U dc/V40基频f o(=1/T o)/Hz50载波频率f c/kHz3滤波器电感L f9.5mH,0.35Ω滤波器电容C f10mF,0.03Ω直流侧电容C/mF20调制指数M0.9负载阻抗Z L/Ω8电压环比例调节增益K vp0.1电压环积分调节增益K vi 4.5电流环比例调节增益K ip0.01电流环积分调节增益K ii0.01图6㊀S1oc和S6oc下的仿真结果Fig.6㊀Simulation result under S1oc and S6oc在t1时刻对开关S1和S6给定故障,在t2时刻检测到开关S1故障,在t3时刻检测到开关S6故障,在t3时刻S1和S6双管故障均得到有效诊断㊂全部开关故障的诊断时间如表6所示,由表6可以看出,当2个故障开关都在同一个半周内,诊断时间均在321第9期于晶荣等:一种级联H桥多电平逆变器故障诊断方法0.12ms以内,而对于在正负半周内都有分布的故障开关,诊断时间相对要长,主要是因为发生故障后2个开关的故障特征并不会在同一个半周内表现出来㊂整体而言,仿真达到预期效果㊂表6㊀全部故障的诊断时间Table6㊀Diagnosis time of all faults4.2㊀对比分析对于基于LSPWM技术的CHBMI,与文献[16-18]相比,所提方法考虑了2个位于同相不同H桥的开关管同时发生故障的情况,当发生故障的2个开关管位于同一个半周时的诊断时间和文献[18]基本一致,对于双管故障能够进行准确诊断㊂主要不足是对于2个不在同一个半周内的开关管(即S1和S6㊁S1和S7㊁S2和S5㊁S2和S8㊁S3和S5㊁S3和S8㊁S4和S6㊁S4和S7)发生故障后诊断时间相对较长,而且开关管对应的所有二极管均正常工作㊂与现有方法[19]相比,减少了计算量且可以实现在线诊断㊂5㊀结㊀论针对CHBMI中同相不同H桥双管同时发生故障的问题,本文分析了双管故障下各故障信号的特征,提出了一种双管故障诊断方法㊂该方法能够利用以H桥电压㊁负载电流和驱动信号为采样变量的信号处理方法实现有效诊断,与现有方法相比,该方法扩展了双管故障下的拓扑为级联逆变器,提高了级联逆变器双管故障下的电平数目㊂此外,提高双管故障检测时间㊁拓展到更高电平等级和应用到其他调制技术将是未来的研究重点㊂参考文献:[1]㊀张琦,李江江,孙向东,等.单相级联七电平逆变器拓扑结构及其控制方法[J].电工技术学报,2019,34(18):3843.ZHANG Qi,LI Jiangjiang,SUN Xiangdong,et al.Topology structure and control method of single-phase cascaded seven-level inverter[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2019,34(18):3843.[2]㊀MHIESAN H,WEI Y Q,SIWAKOTI Y P,et al.A fault-toleranthybrid cascaded H-bridge multilevel inverter[J].IEEE Transac-tions on Power Electronics,2020,35(12):12702. 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一种新型的级联逆变器电容电压平衡控制方法

一种新型的级联逆变器电容电压平衡控制方法崔灿【摘要】级联逆变器在光伏系统中应用非常广泛，其控制的一个主要难点就是直流侧电容电压平衡问题。

以5电平级联多电平逆变为研究对象，提出一种新型的电容电压平衡控制方法，并在仅有电压平衡控制和附加了MPPT控制两种条件下进行了仿真研究。

研究结果表明，在稳态条件下，逆变器直流侧电容电压稳定，各桥之间电容电压基本一致，逆变器输出电流电压稳定，并且具有控制简单、可靠性高、调节速度较快等优点，具有较高的应用价值。

%Cascaded inverters are now widely used in the photovoltaic systems.One of the main difficulties of controlling it is balancing the voltage of the DC capacitors.This paper puts forward a new control method for DC voltage balance based on 5-level cascaded inverter. We do simulations in the condition of the system with voltage balancing control and then added by MPPT.It is indicated in the result that the strategy is performing well during the steady state.Due to that the values of the H bridge voltage are steady and almost the same,the output of the inverter is stable.Better is that the method is simple,reliable and can quickly response,which may lead to high application value.【期刊名称】《电气自动化》【年(卷),期】2016(038)004【总页数】4页(P21-23,29)【关键词】级联逆变器;直流电容;电压平衡;电压调制比;最大功率点跟踪【作者】崔灿【作者单位】安徽省电力设计院，安徽合肥 230601【正文语种】中文【中图分类】TM722级联多电平逆变器是由若干个基本逆变单元(H桥)通过串联连接而成的。

级联型多电平逆变器控制策略的研究

级联型多电平逆变器控制策略的研究引言：随着新能源的快速发展，电网接入型光伏发电逆变器应用越来越广泛，但是传统的单电平逆变器无法满足高电压和大功率输出的需求。

多电平逆变器因其具有更低的谐波失真、更高的输出质量和更高的效率而逐渐得到了广泛应用。

本文主要研究级联型多电平逆变器的控制策略，以提高逆变器的性能和实用性。

一、级联型多电平逆变器的结构及原理级联型多电平逆变器由多个电平串联而成，每个电平由一个H桥逆变器组成。

通过控制每个H桥逆变器的导通时间及模块化级数，可以实现多种输出电压等级。

级联型多电平逆变器的基本原理是将输入直流电压按照一定的方式切割成多个电平，然后对每个电平进行逆变操作，从而生成多电平输出交流电压。

二、级联型多电平逆变器的控制策略1.基于单环节传统控制策略基于单环节传统控制策略的级联型多电平逆变器控制方法较为简单，通过对每个H桥逆变器进行PWM调制来实现多电平输出电压。

这种方法可以满足一定程度的输出要求，但无法充分发挥多电平逆变器的优势。

2.基于多环节传统控制策略基于多环节传统控制策略的级联型多电平逆变器控制方法在单环节传统控制策略的基础上进行了改进。

通过将多个H桥逆变器的输出电压进行级联，在级联的过程中逐步滤除谐波，提高输出波形质量。

3.基于尺度不同的PWM控制策略基于尺度不同的PWM控制策略是当前较为先进的控制方法之一、通过调整每个H桥逆变器的开关频率和占空比，实现尺度不同的PWM控制，从而降低逆变器输出的谐波失真，提高输出波形质量。

4.基于多谐波消除控制策略基于多谐波消除控制策略是近年来的研究热点之一、通过分析级联型多电平逆变器输出的谐波成分，设计合适的控制方法来消除谐波。

这种方法可以有效降低谐波失真，提高输出波形质量。

三、级联型多电平逆变器控制策略的性能评价结论：本文对级联型多电平逆变器的结构和原理进行了简要介绍，并综述了常用的控制策略，包括基于单环节传统控制策略、基于多环节传统控制策略、基于尺度不同的PWM控制策略和基于多谐波消除控制策略。

H桥链式STATCOM直流电容电压稳定与均衡控制

Fig. 2 H-bridge module charge/discharge schematic diagram
其中乂为 H 桥单元输出电流，^ 为 H 桥单元输出电压，w 为角速度，为流过电容的电流。当 4 与 14。矢量方向相同时，电容存储的电荷量会增加，表现为充电现象，如阴影部分4 所示；当 4 与 « 。矢量方向相反时，电容存储的电荷量会减少，表现为放电现象，如阴影部分 fi所示。电容在充放电过程中，如果 4 的面积等于则在充放电的一个周期内电容电压稳定不变；如果 4 的面积大于 B ，则电容电压会升高；如果 4 的面积小于 B ，则电容电压会降低。根据电容的能量与电压的关系式见 =0.5C M 可知，电容两端电压的大小与其充放电能量呈正相关。
文章编号：1 0 00-100X (2021)06-0013-06
DC Capacitor Voltage Stability and Equalization Control of H-bridge Cascaded STATCOM
SU Yuan-kai1,2, FENG Qian2, SU Shi-ping2, LIU Zhi-hao2
i(t)6t
图 1 H 桥链式 STATC0M主电路结构 Fig. 1 Main circuit structure of H-bridge chain STATCOM
(1 .Hunan Electric Power Corporation Maintenance Company, Changsha 410015, China) Abstract：The H-bridge chain static synchronous compensator (STATCOM) is currently the primary choice for high-vo ltage and large-capacity reactive power compensation devices.Since the charging and discharging process of the capaci tors on the DC side links are independent of each other without a common b u s, it is inevitable that capacitor voltage fluctuation and imbalance on the DC side will occur and maintain the capacitor voltage stability and equalization on DC side is the key to achieve efficient dynamic compensation of STATCOM device.To this end,the DC capacitor volt age fluctuation and the voltage imbalance mechanism are analyzedl, and an integrated control method of DC capacitor voltage stability and equalization for H-bridge chain STATCOM is proposed.The zero-sequence voltage injection method is used to adjust the active power equalization in the phase to achieve the DC side capacitor voltage of each phase converter on the equalization, and the phase is controlled by the active power distribution of the submodules in the phase to achieve the H-bridge power unit module within the DC side capacitor voltage equalization.Finally, the feasi bility and effectiveness of the proposed method are verified in the experimental device.Theoretical analysis and experi mental results show that proposed control method has advantages of high stability and good dynamic performance. Keywords ：static synchronous compensator ；voltage stability ；power equalization Foundation Project ：Supported by Laboratory Open Fund of China Electric Power Research Institute in 2019 (N 〇.2019430102002576)

多电平并网逆变器H桥功率跟踪及功率匹配控制

多电平并网逆变器H桥功率跟踪及功率匹配控制刘晓飞;王斌;陈赟【摘要】The H⁃bridge cascaded multilevel inverter can realize thesingle⁃stage grid⁃connection of photovoltaic(PV)cell. However,as this system has only once energy conversion in each H⁃bridge module,besides the conventional inverter control and grid⁃connected control,the maximum power point tracking(MPPT)of PV cell connected with eachH⁃bridge module and H⁃bridge power matching should also be considered. The control method of adding a MPPT controller into each H⁃bridge module is proposed to make the PV cells connected with each H⁃bridge module work at the maximum power point respectively,which can improve the MPPT accuracy and stability of each H⁃bridge module effectively in the condition of imbalance illumination. According to the voltage error of each H⁃bridge module in the maximum power tracking process,the amplitudeof SPWM modu⁃lating wave of each H⁃bridge module is controlled proportionally to match the maximum output power of PV cells with eachH⁃bridge transmission power. The system was tested on Matlab/Simulink simulation platform. The system feasibility and reliability were verified by taking 7⁃level cascaded H⁃bridge PV grid⁃connected inverter as an instance.%H桥级联多电平逆变器可实现光伏电池单级式并网，但是由于该系统只在各H桥单元存在一次能量变换，除了要考虑常规逆变器控制及并网控制外，还需要同时考虑到各H桥单元所接光伏电池最大功率点跟踪（MPPT）及H桥传输功率匹配的问题。

准Z源级联多电平逆变器单元间功率平衡控制

准Z源级联多电平逆变器单元间功率平衡控制杜春水;刘强;郭文君;陈阿莲【摘要】针对准Z源级联H桥多电平逆变器单元间功率不平衡带来的系统稳定性差、电能质量低等不足,提出了一种单元间输入功率不平衡工况下系统稳定控制策略.建立了准Z源级联逆变单元数学模型以及系统功率模型,阐述了不平衡功率输入时单元间相互作用机理,通过构造虚拟平均功率单元及其调制信号因子,计算出各单元输出功率与虚拟单元平均功率的偏差,调整各自调制信号因子,采用融合Z源逆变单元升压直通占空比的载波移相脉冲宽度调制技术,实现了逆变器单元间有功功率均衡控制和直流母线电压稳定,仿真实验和样机测试结果验证了所提控制策略的正确性和有效性.【期刊名称】《电机与控制学报》【年(卷),期】2019(023)008【总页数】9页(P19-27)【关键词】H桥级联多电平逆变器;光伏并网发电;准Z源;虚拟平均功率单元;功率平衡【作者】杜春水;刘强;郭文君;陈阿莲【作者单位】山东大学控制科学与工程学院,山东济南250061;山东大学控制科学与工程学院,山东济南250061;山东大学控制科学与工程学院,山东济南250061;山东大学控制科学与工程学院,山东济南250061【正文语种】中文【中图分类】TM4640 引言近年来，级联型多电平逆变器因其对功率器件耐压要求低、开关应力小、输出电压谐波含量低等明显优势，在有源电力滤波器、静止同步补偿器、光伏发电系统等诸多领域应用前景广阔[1-6]，另外，电气化铁路的高速发展，使得级联型拓扑在电气化牵引供电系统中备受青睐[7]。

准Z源H桥级联型多电平逆变器(quasi-Z-source cascaded multilevel inverter,QZSCMI)是在经典H桥级联多电平逆变器基础上提出和发展起来的[8]，由于级联单元的直流环节包含准Z源网络，其电源性质发生了根本性变化，既不同于电压源逆变器，也不同于电流逆变器，较经典级联H桥逆变器优越性显著：(1)单元H桥功率开关器件允许有“直通”状态，可靠性高[9]；(2)单级升降压功率变换功能，允许输入电压波动范围大，适应能力强。

基于FPGA和DSP的PWM逆变器控制系统研究

基于FPGA+DSP的PWM逆变系统研究1.序言近几年，由于逆变电源的迅猛发展，呈现出多种PWM逆变的控制系统。

有采用单片机和PWM专用芯片，通过反馈信号来实现对PWM波形的宽度的调节，从而获得稳定的输出。

当控制电路设计完成后，就是一个相对独立的系统，调节、控制方式不能再更改，系统的总体协调功能差。

由于DSP运算能力很强，速度很快，体积很小，而且采用软件编程具有高度的灵活性，因此为PWM逆变控制应用提供了一条有效途径。

但灵活性差，通用的DSP系统总体控制、协调性能不是很好，而且DSP开发过程比较复杂，开发工具价格昂贵。

FPGA近几年快速发展，具有功能模块设计灵活，集成度高，速度快，设计周期短，应用在数字化电力电子设备中可硬大大简化控制系统结构，受到不少PWM逆变电源设计者的亲睐。

但其不足就是：进行复杂计算时编程困难，而且模数转换和显示等功能都得依靠外部芯片。

2.基于FPGA和DSP逆变系统的控制结构鉴于FPGA和DSP各自的优缺点，这里提出一种基于FPGA和DSP的PWM 逆变系统控制结构。

DSP内部结构已经固定，通过对RAM内部的指令和数据变换工作开发遵循嵌入式软件的设计原则。

承担实现触发脉冲控制，显示和参数调节，系统检测信号处理，电流电压反馈信号计算等。

FPGA内部结构是寄存器和组合逻辑（查找表），遵循逻辑电路设计原则。

信号逻辑关系处理和PWM驱动信号的生成就交给FPGA来实现。

数据采集图1 系统框图主控板基于TMS32OLF2812 DSP，它是整个系统的核心，主要实现触发脉冲控制，显示和参数调节，系统检测保护功能。

通过键盘或旋钮输入控制命令和逆变器输出频率设定，DSP向FPGA送入需要的触发脉冲信息，同时检测保护信息并实时显示。

还可以通过标准接口与外部系统进行通信，完成逆变器的智能管理和实时数据交互。

辅助FPGA模块，输出多路触发脉冲至驱动电路，DSP仅发送控制命令和设置参数，使得脉冲触发电路具有可扩展性和通用性。

模块化多电平变换器

模块化多电平变换器(MMC)的脉冲宽度调制的实验和控制摘要：模块化多电平变换器(MMC)是新一代不需要变压器而实现高、中压电力转换的多级转换器中的一种。

MMC的每相是基于多个双向斩波单元的串级连接。

因此需要对每个浮动的直流电容器进行电压平衡控制。

然而，目前还没有文章涉及到通过理论和实验验证来实现电压平衡控制的明确讨论。

本文涉及两种类型的脉冲宽度调制模块化多电平转换器(PWMMMCs)来解决他们的电路配置和电压平衡控制。

平均控制和平衡控制的结合使脉冲宽度调制模块化多电平转换器(PWMMMCs)在没有任何外部电路的情况下实现电压平衡。

脉冲宽度调制模块化多电平转换器(PWMMMCs)的可行性,以及电压平衡控制的有效性,通过仿真和实验已经被证实。

关键词：电压电力转换，多级转换器，电压平衡控制一、介绍：大功率的转换器的应用需要线性频率变压器来达到加强电压或电流的额定值的目的（见参考文献【1】——【4】）。

2004年投入使用的80MW的静态同步补偿器的转换侧由18个中点箝位(NPC)式转换器组成（文献【4】），每个系列的交流双方串联相应的变压器。

线性变压器的使用不仅使转换器笨重,而且也导致当单线接地故障发生时出现直流磁通偏差（文献【5】）。

最近，许多关于电力系统和电力电子的多级转换的科学家和工程师，参与到多电平变换器为了实现无需变压器而实现中压电力转】换（文献【6】-【8】）。

两种典型的方法有：（1）多级多电平转换(DCMC) （文献【6】, 【7】）;（2）飞跨电容型多电平变换器(FCMC)（文献【8】）。

三电平多级多电平转换器（DCMC）或者NPC转换器已经被投入实际使用，如果在DCMC中电平的数量超过三个，容易导致串联的直流电容内在电压的不平衡，因此两个直流电容需要一个外部电路（例如buck—boost斩波电路）（文献【11】），此外，一个箝位二极管耐压值的增长是非常有意义的，而且这种增长需要每相串联多个模块，这就造成一些困难。

级联h桥多电平逆变器pwm优化及功率平衡控制技术

级联h桥多电平逆变器pwm优化及功率平衡控制技术下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。

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