反激式开关电源的RCD吸收电路的设计讲义word精品

开关电源RCD电路设计

一、引言
反激式变换器具有低成本，体积小，易于实现多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率(≤100w)的电源中。
但是，由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，反激式变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD 箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD箝位电路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏，本文介绍了反激式变换器中的RCD箝位电路的基本原理，给出了一套较为实用的设计方法。
Abstract: The application of RCD circuit in converter can realize low cost and low parts cout .How to design that circuit is introduced.
Keyword: RCD clamp, Flyback converter
三、 RCD 箝位电路的设计
在RCD 箝位电路中电阻 Rc和电容Cc的取值都比较大，因此，箝位电容Cc上的电压在每个开关周期不会有较大的变化，这样，我们可以用一个恒定值 Vclamp来表示箝位电容两端的电源。在此基础上我们可以按以下几个步骤来设计RCD箝位电路。
步骤一：确定箝位电压Vclamp
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反激式变换器中RCD箝位电路的设计
上网时间 : 2004年09月03日

RCD吸收回路设计

反激变换器的RCD吸收回路设计类别：电源技术当MOSFET关断时，就会有一个高压尖刺出现在其漏极上。

这是由于主变压器的漏感和MOSFET输出电容谐振造成的，在漏极上过高的电压可能会击穿MOSFET，为此就必须增加一个附加电路来钳制这个电压。

在此技术范围，我们介绍反激变换器的RCD吸收回路。

－、简介反激变换器是结构最简单的电路拓扑之一。

它直接从一个Buck￣Boost变换器放一个电感与之耦合而成，也就是一个加入气隙的变压器。

当主功率开关导通时，能量存在变压器中，在开关关断时，又将能量送到输出级。

由于在主功率开关导通时变压器需要储能，因而磁心要加气隙。

由于反激式需要的元器件很少，因而是中小功率电源常用的电路拓扑。

例如：充电器、适配器及DVD播放机等。

图1反激变换器的电路（a）具有寄生元器件的反激变换器；（b）CCM方式工作波形；（c）DCM方式工作波形图1 给出反激变换器在连续导通型工作（CCM）和断续导通型工作（DCM）的几个寄生元器件。

如一次级间漏感、MOSFET的输出电容、二次侧二极管的结电容等。

当MOSFET 关断时，一次电流Id给MOSFET的Coss充电，此电压力加在Coss上，Vds超过输入电压，加上了折返的输出电压VIN＋Nv。

，二次侧二极管导通。

电感Lm上的电压钳在Nvo，也就是LIK1与Coss之间的高频谐振及高浪涌，在CCM工作模式下，二次侧二极管一直导通，直到MOSFET再次导通。

因此当MOSFET导通时，二次侧二极管的反转恢复电流要叠加到一次电流上。

于是，在一次就有一个大的浪涌出现在导通时，此即意味着对于DCM工作情况，因二次侧电流在一个开关周期结束之前已经干涸。

所以Lm与Coss之前才有一个谐振。

二、吸收回路设计由于LIK1与Coss之间的谐振造成的过度高电压必须为电路元器件能接受的水平，为此必须加入一个电路，以保护主开关MOSFET。

RCD吸收回路及关键波形示于图2和图3所示。

RCD吸收电路的设计

RCD吸收电路的设计RCD吸收电路的设计（开关电源）对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的VD进行分段：ⅰ，输入的直流电压VDC；ⅱ，次级反射初级的VOR；ⅲ，主MOS管VD余量VDS；ⅳ，RCD吸收有效电压VRCD1。

二﹑对于以上主MOS管VD的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压VDC。

在计算VDC时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择AC265V，即DC375V。

VDC＝VAC *√2ⅱ，次级反射初级的VOR。

VOR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo =5.25V计算），二极管VF为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下VF 值）．VOR＝(VF+Vo)*Np/Nsⅲ，主MOS管VD的余量VDS．VDS是依MOS管VD的10%为最小值．如KA05H0165R的VD=650应选择DC65V．VDS＝VD* 10%ⅳ，RCD吸收VRCD．MOS管的VD减去ⅰ，ⅲ三项就剩下VRCD的最大值。

实际选取的VRCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。

VRCD＝(VD-VDC -VDS)*90%注意：①VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．②VRCD必须大于VOR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的VD值选择就太低了）③MOS管VD应当小于VDC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的VD值就过大了）④如果VRCD的实测值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。

反激式(RCD)开关电源原理及设计

反激式(RCD)开关电源原理及设计[导读]因该电源是公司产品的一个配套使用，且各项指标都不是要求太高，故选用最常用的反激拓扑，这样既可以减小体积（给的体积不算大），还能降低成本，一举双的！反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。

先学习下Buck-Boost变换器：工作原理简单介绍下1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流Is流过电感L，电感电流IL线性上升，储存能量！2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！给电容C充电及负载提供能量！3.接着开始下个周期！从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！根据伏秒法则Vin*Ton=Vout*ToffTon=T*DToff=T*（1-D）代入上式得Vin*D=Vout*（1-D）得到输出电压和占空比的关系Vout=Vin*D/（1-D）看下主要工作波形从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是Vin+Vout）；再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（Ccm 模式）。

如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM 模式）。

把上边的Buck-Boost变换器的开关管和续流管之间加上一个变压器就会变成反激变换器！还是和上边一样，先把原理大概讲下：1.开关开通，变压器初级电感电流在输入电压的作用下线性上升，储存能量。

反激式(RCD)开关电源原理及设计

反激式(RCD)开关电源原理及设计[导读]反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。

关键词：反激式开关电源因该电源是公司产品的一个配套使用，且各项指标都不是要求太高，故选用最常用的反激拓扑，这样既可以减小体积（给的体积不算大），还能降低成本，一举双的！反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。

先学习下Buck-Boost变换器工作原理简单介绍下1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流Is流过电感L，电感电流IL线性上升，储存能量！2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！给电容C充电及负载提供能量！3.接着开始下个周期！从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！根据伏秒法则Vin*Ton=Vout*ToffTon=T*DToff=T*（1-D）代入上式得Vin*D=Vout*（1-D）得到输出电压和占空比的关系Vout=Vin*D/（1-D）看下主要工作波形从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是Vin+Vout）；再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（Ccm模式）。

如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM模式）。

反击式开关电源的RCD电路设计

反激式开关电源RCD吸收电路的设计对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD 吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；② RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的VD进行分段：ⅰ，输入的直流电压VDC；ⅱ，次级反射初级的VOR；ⅲ，主MOS管VD余量VDS；ⅳ，RCD吸收有效电压VRCD1。

二﹑对于以上主MOS管VD的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压VDC。

在计算VDC时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择AC265V，即DC375V。

VDC＝VAC *√2ⅱ，次级反射初级的VOR。

VOR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo =5.25V计算），二极管VF为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下VF 值）．VOR＝(VF+Vo)*Np/Nsⅲ，主MOS管VD的余量VDS．VDS是依MOS管VD的10%为最小值．如KA05H0165R的VD=650应选择DC65V．VDS＝VD* 10%ⅳ，RCD吸收VRCD．MOS管的VD减去ⅰ，ⅲ三项就剩下VRCD的最大值。

实际选取的VRCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。

VRCD＝(VD-VDC -VDS)*90%注意：①VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．②VRCD必须大于VOR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的VD值选择就太低了）③MOS管VD应当小于VDC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的VD值就过大了）④如果VRCD的实测值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。

反击式开关电源RCD吸收电路的设计计算

反击式开关电源RCD吸收电路的设计对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；② RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的 V D 进行分段：ⅰ，输入的直流电压 V DCⅱ，次级反射初级的 V ORⅲ，主MOS管V D余量V DSⅳ，RCD吸收有效电压 V RCD1二﹑对于以上主MOS管V D的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压 V DC在计算V DC时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择 AC265V，即DC375V。

V*2ACDC Vⅱ，次级反射初级的V ORV OR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo=5.25V计算），二极管V F为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下V F值）．V OR＝(V F +Vo)*Np/Nsⅲ，主MOS管V D的余量V DSV DS是依 MOS管V D的10%为最小值．如KA05H0165R 的V D=650V应选择DC65V．V DS＝V D*10%ⅳ，RCD吸收V RCDMOS 管的V D减去ⅰ，ⅲ项就剩下V RCD的最大值。

实际选取的V RCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素的影响）。

V RCD＝(V D-V DC -V DS）*90%注意：① V RCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合② V RCD必须大于V OR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的V D值选择就太低了）③ MOS管V D应当小于V DC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的V D值就过大了）④如果V RCD的实测值小于V OR的 1.2 倍，那么 RCD 吸收回路就影响电源效率。

反激式电源中MOSFET的RCD缓冲电路设计分析

对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的V D进行分段：ⅰ，输入的直流电压V DC；ⅱ，次级反射初级的V OR；ⅲ，主MOS管V D余量V DS；ⅳ，RCD吸收有效电压V RCD1。

二﹑对于以上主MOS管V D的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压V DC。

在计算V DC时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择AC265V，即DC375V。

V DC＝V AC *√2ⅱ，次级反射初级的V OR。

V OR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依V o=5.25V计算），二极管V F为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下V F值）．V OR＝(V F+V o)*Np/Nsⅲ，主MOS管V D的余量V DS．V DS是依MOS管V D的10%为最小值．如KA05H0165R的V D=650应选择DC65V．V DC＝V D* 10%ⅳ，RCD吸收V RCD．MOS管的V D减去ⅰ，ⅲ三项就剩下V RCD的最大值。

实际选取的V RCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。

V RCD＝(V D-V DC -V DS)*90%注意：①V RCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．②V RCD必须大于V OR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的V D值选择就太低了）③MOS管V D应当小于V DC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的V D值就过大了）④如果V RCD的实测值小于V OR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。

认识反激中的RCD吸收电路

认识反激中的RCD吸收电路
反激式开关电源结构简单，应用广泛，但其变压器漏感大，开关管存在电压尖峰，在大部分低功率应用场合都会采用简单易实现的RCD钳位电路来减缓电压尖峰，这里将简单介绍RCD电路的工作原理以及如何确定钳位电路中的参数。

单端反激式开关电源具有结构简单，输入输出电气隔离，输入电压范围宽，易于实现多路输出，可靠性高，成本低等优点而广泛应用于中小功率场合。

但由于反激变压器漏感影响，其功率开关管在关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制，因此RCD钳位电路以其简洁易实现多用于小功率场合。

图1和图2分别为反激电路中的RCD钳位电路和电容C两端的电压波形。

图1 反激中的RCD 钳位电路
图2 电容两端波形
1. 漏感的抑制
变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。

设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。

采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2%左右。

设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。

绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。

初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。

励磁电感LM同理想变压器并联，漏感LK同励磁电感串联，变压器中漏感能量不能传递到副边，若不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电压过冲和振荡，引起EMI。

为抑制其影响，可在变压器初级并联RCD钳位电路。

2. 钳位电路的工作原理
引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率，因此在电路设计调试过程中要选择恰当的R及C的值，以使其刚好消耗掉漏感。

开关电源设计之MOS管反峰及RCD吸收回路

开关电源设计之MOS管反峰及RCD吸收回路
对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS 管最大反峰，又要RCD 吸收回路功耗最小）
在讨论前我们先做几个假设：
①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；
②RCD 中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；
③在调整RCD 回路前主变压器和MOS 管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：
一p 首先对MOS 管的VD 进行分段：。

输入的直流电压VDC；
，次级反射初级的VOR；
＃主MOS 管VD 余量VDS；
ぃRCD 吸收有效电压VRCD1。

二p 对于以上主MOS 管VD 的几部分进行计算：。

输入的直流电压VDC。

在计算VDC 时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择AC265V，即DC375V。

VDC＝VAC *√2
，次级反射初级的VOR。

VOR 是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压。

反激电路rcd电路设计

反激电路和RCD电路是电子工程中常见的电路类型，它们的设计和实现需要考虑许多因素，包括电源电压、负载电流、电路效率、电磁干扰等。

下面将详细介绍反激电路和RCD 电路的设计过程。

一、反激电路设计反激电路是一种常见的电源转换电路，它可以将输入的交流电压转换为直流电压，同时提供电流和电压的调节功能。

在设计反激电路时，需要考虑以下因素：输入电压和电流：输入电压和电流的大小直接影响到反激电路的效率和性能。

因此，在设计反激电路时，需要根据实际需求选择合适的输入电压和电流。

输出电压和电流：输出电压和电流的大小需要根据实际应用来确定。

一般来说，输出电压越高，输出电流越小，反之亦然。

因此，在设计反激电路时，需要根据实际需求选择合适的输出电压和电流。

开关频率：开关频率是反激电路中开关管的工作频率，它直接影响到反激电路的体积、重量和效率。

一般来说，开关频率越高，反激电路的体积越小、重量越轻、效率越高。

但是，开关频率过高也会导致电磁干扰和噪声问题。

因此，在设计反激电路时，需要根据实际需求选择合适的开关频率。

磁芯材料：磁芯材料是反激电路中的重要元件，它直接影响到反激电路的效率和性能。

一般来说，磁芯材料的磁导率越高、饱和磁感应强度越大，反激电路的效率越高、性能越好。

但是，磁芯材料的价格也越高。

因此，在设计反激电路时，需要根据实际需求选择合适的磁芯材料。

二、RCD电路设计RCD电路是一种常见的过电压保护电路，它可以在电源电压过高或过低时切断电源，保护电路免受损坏。

在设计RCD电路时，需要考虑以下因素：输入电压范围：输入电压范围是RCD电路的重要参数之一，它直接影响到RCD电路的工作范围和性能。

因此，在设计RCD电路时，需要根据实际需求选择合适的输入电压范围。

输出电压范围：输出电压范围是RCD电路的重要参数之一，它直接影响到RCD电路的保护效果和性能。

因此，在设计RCD电路时，需要根据实际需求选择合适的输出电压范围。

电阻值和电容值：电阻值和电容值是RCD电路中的重要元件参数之一，它们直接影响到RCD电路的保护效果和性能。

RCD吸收电路

反激式开关电源RCD吸收电路的设计对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的V D进行分段：ⅰ，输入的直流电压V DC；ⅱ，次级反射初级的V OR；ⅲ，主MOS管V D余量V DS；ⅳ，RCD吸收有效电压V RCD1。

二﹑对于以上主MOS管V D的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压V DC。

在计算V DC时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择AC265V，即DC375V。

V DC＝V AC *√2ⅱ，次级反射初级的V OR。

V OR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo=5.25V计算），二极管V F为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下V F值）．V OR＝(V F+V o)*Np/Nsⅲ，主MOS管V D的余量V DS．V DS是依MOS管V D的10%为最小值．如KA05H0165R的V D=650应选择DC65V．V DC＝V D* 10%ⅳ，RCD吸收V RCD．MOS管的V D减去ⅰ，ⅲ三项就剩下V RCD的最大值。

实际选取的V RCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。

V RCD＝(V D-V DC -V DS)*90%注意：①V RCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．②V RCD必须大于V OR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的V D值选择就太低了）③MOS管V D应当小于V DC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的V D值就过大了）④如果V RCD的实测值小于V OR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。

反激式开关电源的RCD吸收电路的设计讲义

反激式开关电源的RCD吸收电路的设计如上图所示，分析如下一：设计电路的原则①限制MOS功率管的最大反向峰值电压②减小RCD电路的损耗。

上述两者，是相互矛盾的，取折中的办法。

二：设计RCD吸收电路的过程在设计之前，电路的频率、主变压器、输出电路的参数、MOS功率管全部确定。

①计算在最大输入交流电压时，输出的最大直流电压VDCVDC=1.4*VAC单位：Ｖ②次级电压反射到初级的等效电压ＶＯＲＶ(ＯＲ)=(ＶＦ+ＶＯ)*ＮＰ/ＮＳＶＦ:二极管的正向最大电压降，单位：ＶＶＯ:输出的电压值，考虑精度波动范围,单位：ＶＮＰ:初级匝数ＮＳ:次级匝数③ＭＯＳ功率管的源—栅极之间的最大耐压值ＶＤ的余量值Ｖ(ＤＳ)ＶＤＳ=１０%*ＶＤ单位：Ｖ④ＲＣＤ吸收回路的电压Ｖ(ＲＣＤ)Ｖ(ＲＣＤ)＝[ＶＤ-Ｖ(ＤＣ)-Ｖ(ＤＳ)]*９０%单位：Ｖ三：ＲＣＤ试验调整①上述ＲＣＤ电压值是理论值，通过试验调整，使得实际值和理论值相吻合②Ｖ(ＲＣＤ)＞１．３Ｖ(ＯＲ)若实际测量值小于１．３倍的话，说明选取的ＭＯＳ功率管的ＶＤ值太小．③ＭＯＳ功率管的ＶＤ＜２Ｖ(ＤＣ)若实际测量值大于２倍的话，说明选取的ＭＯＳ功率管的ＶＤ值太大．④Ｖ(ＲＣＤ) ＜１．２Ｖ(ＯＲ)说明ＲＣＤ吸收回路会影响开关电源的效率．⑤Ｖ(ＲＣＤ)是有Ｖ(ＲＣＤ１)和Ｖ(ＯＲ)组成的．⑥ＲＣ时间常数τ是有开关电源的频率确定，一般选择１０—20个周期。

⑦选择RC:任意选取瓷片电容和电阻，一般为电阻几十K电阻——几百K的电阻，电容选择几nF——几十nF不等。

任意选择R、C的值，通入交流电压，调节调压器，根据先低压后高压、先轻载后重载的原则，试验过程中观察V(RCD)的值，务必V（RCD）的值小于理论值，调节调压器时，当等于理论值时，停止试验，把R 值变小，重新调整。

合适的RC标准：当高压、重负载时，V(RCD)实际测量值等于理论值。

⑧R的功率应根据V(RCD)的最大值所得，一般计算值的2倍。

反激式的RCD吸收回路

反激式开关电源RCD吸收电路的设计对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）;③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的V D进行分段：ⅰ，输入的直流电压V DC；ⅱ，次级反射初级的V OR；ⅲ,主MOS管V D余量V DS；ⅳ，RCD吸收有效电压V RCD1.二﹑对于以上主MOS管V D的几部分进行计算：ⅰ,输入的直流电压V DC.在计算V DC时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择AC265V，即DC375V。

V DC＝V AC ＊√2ⅱ，次级反射初级的V OR.V OR是依在次级输出最高电压，整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5％（依V o=5.25V计算），二极管V F为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下V F值）．V OR＝(V F+V o）＊Np/Nsⅲ，主MOS管V D的余量V DS．V DS是依MOS管V D的10％为最小值．如KA05H0165R的V D=650应选择DC65V．V DC＝V D＊10%ⅳ，RCD吸收V RCD．MOS管的V D减去ⅰ，ⅲ三项就剩下V RCD的最大值。

实际选取的V RCD应为最大值的90％（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素的影响)。

V RCD＝(V D-V DC -V DS)＊90％注意：①V RCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．②V RCD必须大于V OR的1。

3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的V D值选择就太低了）③MOS管V D应当小于V DC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的V D值就过大了)④如果V RCD的实测值小于V OR的1。

RCD吸收电路的设计

RCD吸收电路的设计（开关电源）对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的VD进行分段：ⅰ，输入的直流电压VDC；ⅱ，次级反射初级的VOR；ⅲ，主MOS管VD余量VDS；ⅳ，RCD吸收有效电压VRCD1。

二﹑对于以上主MOS管VD的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压VDC。

在计算VDC时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择AC265V，即DC375V。

VDC＝VAC *√2ⅱ，次级反射初级的VOR。

VOR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo =5.25V计算），二极管VF为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下VF值）．VOR＝(VF+Vo)*Np/Nsⅲ，主MOS管VD的余量VDS．VDS是依MOS管VD的10%为最小值．如KA05H0165R的VD=650应选择DC65V．VDS＝VD* 10%ⅳ，RCD吸收VRCD．MOS管的VD减去ⅰ，ⅲ三项就剩下VRCD的最大值。

实际选取的VRCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。

VRCD＝(VD-VDC -VDS)*90%注意：①VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．②VRCD必须大于VOR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的VD 值选择就太低了）③MOS管VD应当小于VDC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的VD 值就过大了）④如果VRCD的实测值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。

RCD吸收电路的设计(含计算)

反激式开关电源RCD吸收电路的设计对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的V D进行分段：ⅰ，输入的直流电压V DC；ⅱ，次级反射初级的V OR；ⅲ，主MOS管V D余量V DS；ⅳ，RCD吸收有效电压V RCD1。

二﹑对于以上主MOS管V D的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压V DC。

在计算V DC时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择AC265V，即DC375V。

V DC＝V AC *√2ⅱ，次级反射初级的V OR。

V OR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo=5.25V计算），二极管V F为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下V F值）．V OR＝(V F+V o)*Np/Nsⅲ，主MOS管V D的余量V DS．V DS是依MOS管V D的10%为最小值．如KA05H0165R的V D=650应选择DC65V．V DS＝V D* 10%ⅳ，RCD吸收V RCD．MOS管的V D减去ⅰ，ⅲ三项就剩下V RCD的最大值。

实际选取的V RCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。

V RCD＝(V D-V DC -V DS)*90%注意：①V RCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．②V RCD必须大于V OR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的V D值选择就太低了）③MOS管V D应当小于V DC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的V D值就过大了）④如果V RCD的实测值小于V OR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。

反击式开关电源RCD吸收电路的设计计算

反击式开关电源RCD吸收电路的设计对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；② RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的 V D 进行分段：ⅰ，输入的直流电压 V DCⅱ，次级反射初级的 V ORⅲ，主MOS管V D余量V DSⅳ，RCD吸收有效电压 V RCD1二﹑对于以上主MOS管V D的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压 V DC在计算V DC时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择 AC265V，即DC375V。

V*2ACDC Vⅱ，次级反射初级的V ORV OR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo=5.25V计算），二极管V F为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下V F值）．V OR＝(V F +Vo)*Np/Nsⅲ，主MOS管V D的余量V DSV DS是依 MOS管V D的10%为最小值．如KA05H0165R 的V D=650V应选择DC65V．V DS＝V D*10%ⅳ，RCD吸收V RCDMOS 管的V D减去ⅰ，ⅲ项就剩下V RCD的最大值。

实际选取的V RCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素的影响）。

V RCD＝(V D-V DC -V DS）*90%注意：① V RCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合② V RCD必须大于V OR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的V D值选择就太低了）③ MOS管V D应当小于V DC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的V D值就过大了）④如果V RCD的实测值小于V OR的 1.2 倍，那么 RCD 吸收回路就影响电源效率。

反激式电源中MOSFET的RCD缓冲电路设计分析

反激式电源中MOSFET的RCD缓冲电路设计分析对于一位开关电源工程师来说，在一或多相互立的条件面前做出选择，那是常有的事。

而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。

（即要限制主MOS 管最大反峰，又要RCD 吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设，①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；② RCD 中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；③在调整RCD 回路前主变压器和MOS 管，输出线路的参数已经完全确定。

有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS 管的VD 进行分段：ⅰ，输入的直流电压VDC ；ⅱ，次级反射初级的VOR ；ⅲ，主MOS 管VD 余量VDS ；ⅳ，RCD 吸收有效电压VRCD1 。

二﹑对于以上主MOS 管VD 的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压VDC 。

在计算VDC 时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择AC265V，即DC375V。

VDC ＝VAC * √2ⅱ，次级反射初级的VOR 。

VOR 是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0 V±5% （依Vo =5.25V 计算），二极管VF 为0.525V （此值是在1N5822 的资料中查找额定电流下VF 值）．VOR ＝(VF +Vo)*Np/Nsⅲ，主MOS 管VD 的余量VDS ． V ds 是依MOS 管V d 的10%为最小值．如KA05H0165R 的Vd =650 应选择DC 65V．VDC ＝VD* 10%ⅳ，RCD 吸收VRCD ． MOS 管的VD 减去ⅰ，ⅲ三项就剩下VRCD 的最大值。

实际选取的VRCD 应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。

V rcd ＝(V d -Vdc -Vds )*90%注意：①VRCD 是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．②Vrcd 必须大于Vor 的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS 管的Vd 值选择就太低了）③MOS 管Vd 应当小于Vdc 的2倍．（如果大于2倍，则主MOS 管的Vd 值就过大了）④如果VRCD 的实测值小于VOR 的1.2倍，那么RCD 吸收回路就影响电源效率。

认识反激中的RCD吸收电路

认识反激中的RCD吸收电路
反激式开关电源结构简单，应用广泛，但其变压器漏感大，开关管存在电压尖峰，在大部分低功率应用场合都会采用简单易实现的RCD钳位电路来减缓电压尖峰，这里将简单介绍RCD电路的工作原理以及如何确定钳位电路中的参数。

单端反激式开关电源具有结构简单，输入输出电气隔离，输入电压范围宽，易于实现多路输出，可靠性高，成本低等优点而广泛应用于中小功率场合。

但由于反激变压器漏感影响，其功率开关管在关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制，因此RCD钳位电路以其简洁易实现多用于小功率场合。

图1和图2分别为反激电路中的RCD钳位电路和电容C两端的电压波形。

图1反激中的RCD钳位电路
图2电容两端波形
1. 漏感的抑制
变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。

设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。

采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。

设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。

绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线。