具有恒定跨导的RAIL-TO-RAILCMOS运算放大器设计指导

具有恒定跨导的Rail-to-Rail CMOS
运算放大器设计指导
陈斯
(徐州师范大学物理系电子科学教研室)
注：文章中有很多关于MOS方面的基础知识，可能对于你们来说比较陌生，可以去找一些关于这方面的书籍看看。

下学期我会给你们做专门的讲解的。

你们先作个大概的了解，并确定具体的方向。

1引言
近年来，随着集成电路工艺尺寸的不断减小，低电压的发展趋势越来越快。

下图为半导体工艺与电源电压的关系。

从图中可以看出，电压随着工艺最小尺寸的减小而不断降低。

电压减小的原因是因为尺寸的减小导致了器件的击穿电压的减小。

此外数字电路的功耗正比于电源电压的平方，因此，为了减小功耗必须降低电源的电压。

但是从模拟电路设计者来看，电源电压的减小会导致模拟信号动态范围的减小。

如果MOS管的域值电压随着电源的降低而等比减小的话，动态范围就不会受到严重的影响。

但由于数字逻辑的原因，域值电压不能大幅地减小，所以低电压会对电路的设计带来一定的影响。

2 一般原理
在模拟电路和数模混合电路中，对于低电压的追求逐渐成为集成电路的一种时尚。

然而低电压导致了运算放大器输入共模范围的降低，传统的PMOS或NMOS差分对输入已不能满足大的输入共模范围的要求。

为解决这一瓶颈，rail-to-rail运算放大器随之而产生。

通常的Rail-to-Rail运放采用两级结构，运放的输出级可以采用简单的class-A或class-AB来实现，难点在于输入级的设计。

输入级一般采用PMOS和NMOS并联的互补差分结构，但其跨导在整个共模输入范围内变化两倍。

这种跨导的变化不仅影响环路的增益, 也会影响运放的频率补偿。

同时，由于输入信号
是rail-to-rail ，具有很高的信噪比，因此要求整个rail-to-rail 运放的输入级保持恒定的跨导(g m )。

一般来说，运算放大器的输入级都采用差分放大器的输入模式。

在CMOS 工艺中，差分放大器可以通过PMOS 或NMOS 的差分对来实现。

如图1，这是一个采用NMOS 差分对作为输入级的电路。

从图中可以得到，NMOS 差分对的共模输入范围为
gsn dsat CM SS V V V V +≤≤ (1)
式中V gsn 分别为NMOS 的栅源电压，V dsat 为电流源的漏源饱和电压。

VDD
VSS
图1 NMOS 差分对共模输入范围
简单的差分对不能满足rail-to-rail 共模输入的需求，解决这一问题的最简单的方法是同时使用NMOS 和PMOS 差分对即互补差分对，如图2所示。

低共模输入时，PMOS 差分对工作在饱和区，NMOS 截止；高共模输入时，NMOS 差分对工作在饱和区，PMOS 截止。

从图2易知，NMOS 差分输入对M1、M2的输入能够达到正电源电压；PMOS 差分输入对M3、M4可达到负电源电压。

输入级所需最小电源电压为
dsat gsn sgp V V V V 2sup ++= (2) 式中V sgp 、V gsn 分别为PMOS 、NMOS 的栅源电压，V dsat 为电流源的漏源饱和电压。

当电源电压大于或等于V sup 时，互补差分对输入级可以正常工作，其共模输入范围为[2]V SS ≤V CM ≤V DD 。

因此，这种互补差分对输入级可以满足rail-to-rail 共模输入范围。

VDD
VSS
图2 PMOS/NMOS 互补差分对共模输入范围
但不幸的是，这种典型的PMOS/NMOS 互补差分对有一个致命的缺陷：在整个共模输入范围内，输入电路的总跨导不恒定。

图2中，在输入共模电压为低电平时，PMOS 差分对处于工作状态，NMOS 差分对截止；输入共模电压为高电平时，NMOS 差分对处于工作状态，PMOS 差分对截止。

而输入共模电压在中间值时，两对差分对同时工作，跨导是其它部
分的2倍，如图3所示。

跨导的变化会引起信号的失真并给环路的增益以及运放的频率补偿带来很大的影响。

因此要求输入级的跨导在整个共模输入范围内保持恒定。

上图是NMOS差分对的跨导与输入共模电压的关系，下图是PMOS差分对的跨导与输入共模电压的关系。

把上面的两个图叠加在一起就得到图3，可以明显地看到，在两对MOS管同时导通时，其总跨导是其它部分的2倍。

输入共模电压
SS DD
i,cm
图3互补差分对跨导与输入共模电压的关系
3 跨导恒定技术
首先，我们要给出一个电路的总跨导g m,np的表达式。

设图2中的所有MOS管工作在饱和区，那么电路的总跨导为
分析上面的跨导表达式，我们可以得出使跨导恒定的一些方法。

先来看表达式（5），显然我们可以通过控制尾电流源In 和Ip 或者它们的比例来使跨导恒定。

再分析式（6），我们可以通过控制NMOS 和PMOS 的有效电压以取得总跨导的恒定。

3.1 采用1:3电流镜方法
分析式（5），如果我们使
那么式（5）就变为
因此，为了使g m,np 恒定，我们只要使()
p n I I +恒定即可。

来看看下面类似的分析：这个例子是利用恒定尾电流源来实现跨导的恒定的。

具体是采用1：3电流镜的方法来实现的。

以上分析的基本原理是，当输入共模电压Vicm<V onn 时，P 差分对导通，N 差分对截止。

这时，MB2截止，MB1导通，且流过MB1的电流为Ib ，经1：3电流镜像后，使P 差分对的总电流即Ipp 为4Ib 。

这时电路的总跨导为
当输入共模电压Vicm ＞V onp 时，同理可使N 差分对的总电流即Inn 为4Ib 。

当输入共模电压在V onn 和V onp 之间时，两对MOS 管同时导通，这时电路的跨导为
如果我们使K N W N /L N =K P W P /L P 那么，上面的三个等式的值均相等，也就是说，在整个共模输入范围内，电路的跨导保持恒定！
注：具体的电路及电路的仿真在下个学期我会给你们更多的指导。

3.2 采用电压控制来实现跨导的恒定
再来分析一下式（6）（7）
把7式代入6式可得到：
这样一来，我们只要使V gs,n +V sg,p 恒定即可获得恒定的g m,np 。

这里有一篇中文的论文大家可以看一下，＜基于0.25um CMOS 工艺的1.8V Rail-to-Rail 运算放大器>，是复旦大学的一名学生发的论文。

不过我看了好象有抄袭的嫌疑。

在这里，我稍作介绍一下：
上面的这个图就是其核心的电路。

要理解上面的这个图的功能，我们先来看看老外写的这个，上面这个学生很多地方也都是参考这个老外的，呵呵，参考是说的好听一点！图中有个Z 的符号，这是什么呢？这是一个齐纳二极管。

齐纳二极管有什么特性？它一般是工作在反向击穿区的，此时虽然流过其电流很大的变化，但其两端的电压是基本不变的。

A
B
首先设定齐纳二极管两端的电压：
R E F
TP TN C V V V V ++= 当输入共模电压Vin 比较小时，这时候只有PMOS 差分对导通。

因为NMOS 差分对是截止的，所以有下面的关系：
TN B in V V V +<，即TN in B V V V ->
而这时V A 的电位呢？TP IN A V V V +=，因此，这时A 、B 两端电压要小于齐纳二极管两端的电压。

因此流过二极管的电流为0，这样PMOS 差分对的尾电流就为8Iref 。

电路的输出跨导为
g m,np ＝REF I 22
同理，当输入共模电压Vin 比较大时，只有NMOS 差分对导通，因此流过二极管的电流也为0，这样NMOS 差分对的尾电流也为8Iref ，电路的输出跨导为
g m,np ＝REF I 22
当输入共模电压Vin 在中间值时，这时，PMOS 、NMOS 差分对同时导通，这种情况时，齐纳二极管使输入对管的栅源电压之和等于VC 。

我们希望使PMOS 和NMOS 差分对的尾电流均为2Iref ，以使电路的总跨导为g m,np ＝REF I 22。

也就是说，齐纳二极管要分别从PMOS 、NMOS 对管的尾电流吸收6Iref 。

用什么办法来实现呢？我们可以用两个栅漏短接的PMOS 和NMOS 来代替齐纳二极管，如下图：
我们可以使M15、M16的宽长比是分别是M13、M11的6倍即可实现。

注：这种方法电路比较简单，但不是很好理解。

3.3 采用最大电流选择的方法
我写了一篇关于这种方法的论文，不过还没有发表，呵呵。

下面就把具体文章片断copy 到这里吧。

3.3.1最大电流选择rail-to-rail 输入级
在图4(a)中，设V n+＞V n-，那么
22,1id n m N n v g I I +=，22,2id n m N n v g I I -= 22,1id p m P p v g I I -=，2
2,2id p m P p v g I I += (3) 其中v id 是小信号差分输入电压； I N 、I P 分别是P 、N 差分对管的尾电流；g m, n 、 g m, p 分别是P 、N 差分对管的跨导。

从(3)可得到
id n m n n v g I I ,21=-，id p m p p v g I I ,12=- (4)
当N 、P 差分对各自工作在饱和区时，其跨导是恒定的，并且是整个共模输入范围内的最大值。

选取适当的管子尺寸，使g m, n = g m, p = g m,max ，那么，当输入共模电压V CM 变化时，互补差分对进入三种工作状态，如图4(b)所示。

区域Ⅰ：当V CM 接近V SS 时，PMOS 差分对管饱和，NMOS 差分对管截止或弱反型，此时 I N < I P ＝I b ，g m, n < g m, p =g m,max 。

区域Ⅱ：当V CM 在 V SS 和V DD 之间时，PMOS 、NMOS 差分对均工作在饱和区，此时I N = I P ＝I b ，g m, n = g m, p = g m,max 。

区域Ⅲ：V CM 趋近V DD ，NMOS 差分对管饱和，PMOS 差分对管截止或弱反型，I N > I P ＝I b ，g m, p < g m,n = g m,max 。

图4 (a )采用最大电流选择的rail-to-rail 输入级的跨导与输入共模电压的关系
(b )采用最大电流选择rail-to-rail 电路示意图
在整个rail-to-rail 共模输入范围，如果能够选择出(I n1, I p2)以及(I n2, I p1)中的较大值，即取出g m ,p (max) 和g m ,n(max) ，整个输入级的总跨导g mT 就可以达到一个恒定值，即g m, n = g m, p = g m,max =g mT ，如图4(b)中实线所示。

最大电流选择电路如图5所示，输出电流I out 是I 1和I 2的最大值。

其工作原理如下：
图5 最大电流选择电路
①. I 1＜I 2 . 由于电流镜的作用， M2、M3的漏电流等于I 1。

因此，M5的漏电流为 (I 2
－I 1)。

M4镜像M5的电流，其漏极电流为 (I 2－I 1)。

输出电流I out 为M3、M4电流之和，所以
()()212121,I I MAX I I I I I out ==-+= (5)
②. I 1>I 2 . 此时M2的电流变为I 2，M3的电流仍为I 1。

但M5没有电流通过，M5和
M4处于截止状态。

因此，输出电流
()2113,I I MAX I I I M out === (6)
由①和②，不论I 1＜I 2 还是I 1＞I 2，总可以得到
()21,I I MAX I out = (7)
采用最大电流选择的rail-to-rail 运放输入级的电路如图6所示。

M1-M4组成最基本的互补差分对，M5、M6为各自差分对的尾电流源。

M7-M10及M11-M14一对电流镜，镜像电流I n1、I n2，使M10、M14的漏电流为I n1、I n2；M15-M19、M20-M24是两个结构相同的最大电流选择电路，用来选择出(I n1, I p2)及(I n2, I p1)中的较大值I o1、I o2。

从图6中可得出 ()()
122121,,p n p n o o I I MAX I I MAX I I -=- ()id n m v g max ,=()id p m v g max ,=id mT v g = (8)
图6 采用最大电流选择的rail-to-rail CMOS 运放输入级
3.3.2仿真结果
电路设计采用TSMC 0.18-μm CMOS 工艺，仿真软件是Hspice 。

电源电压1.8V ，温度为常温，库文件为mm018.l (typical)。

图7为输入级工作在强反型层时，g mn 、g mp 、g mt 的仿真结果。

在整个共模输入范围内总跨导g mt 的偏差小于5%。

图8为输入级工作在弱反型层时，g mn 、g mp 、g mt 的仿真结果。

在整个共模输入范围内总跨导g mt 的偏差小于8%。

图7 电路总跨导g m 与输入共模电压的关系48U
3.3.3结论
本文根据传统的互补差分对设计了一种具有恒定跨导的rail-to-rail CMOS 运算放大器的输入级。

跨导的恒定技术采用最大电流选择方法来实现。

经仿真验证，采用这种方法不依赖于平方律模型，输入MOS 管工作在强反型层和弱反型层区域时，均可实现总跨导的恒定。

4小结
精力有限，关于rail-to-rail运算放大器的设计我只能给出这三个方面的辅导，其它的我想还是让大家自己选择自己比较喜欢的题目，然后我给出指导。

这样一来是自己感兴趣的，二来我也可以少操点心，呵呵。

希望大家理解。