Boost单级功率因数校正与仿真毕业设计论文

毕业设计论文
Boost单级功率因数校正与仿真
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摘要
近几十年来，由于大功率电力电子装置的广泛使用，使公用电网受到谐波电流和谐波电压的污染日益严重，功率因数低，电能利用率低。

为了抑制电网的谐波，提高功率因数，人们通常采用无功补偿﹑有源﹑无源滤波器等对电网环境进行改善。

本论文针对以上问题进行了对功率因数的校正，来提高电网的功率因数。

本文在国内外的研究现状的基础上介绍了功率因数校正的意义，有源功率因数校正的原理，有源功率因数校正的分类及其控制。

本文已完成了以下内容：
(1) 主电路的设计。

其中又包含一些原理的介绍，如功率因数校正的定义及其实现方法，Boost变换器的工作原理及其控制方法（控制方法主要有峰值电流控制、平均电流控制与滞环电流控制）。

在以上原理的基础上完成了主电路的设计，主要有主电路中升压电感的设计与计算，输出电容的设计与计算，功率开关与二极管的选择。

(2) 控制电路的设计。

控制电路主要为运用MATLAB进行元器件的搭建，其中控制电路为传递函数组成的平均电流控制。

控制电路设计中主要是传递函数的计算机与控制电路在MATLAB/Simulink中的搭建。

(3) 完成了整个电路设计及其MATLAB仿真，并且进行了结果分析。

本设计中功率因数有无提高是通过有无功率因数校正电路进行对比得出的，当无功率因数校正时，功率因数很低；但加了功率因数校正电路后功率因数提高到接近于1。

这些可以从后面的仿真结果中明显看出。

本设计为在MATLAB/Simulink中建立模型而完成了平均电流控制的Boost单级功率因数的校正电路。

关键词：功率因数校正(PFC)；boost变换器；平均电流控制；MATLAB仿真
Abstract
The harmonic for voltage and current lower power factor and lower power efficiency of public power system is serious increasingly because of much big power electronic equipment in resent years. Usually, reactive compensation filters for active of power system. In this thesis, in view of the above problem of power factor correction to improve the power factor of the grid.
In this thesis, based on the research at home and aboard is introduced the significance of power factor correction, principle of active power factor correction, classification and control of active power factor correction. This thesis completed the following contents:
(1) The main circuit design. Which contains a number of principle such as the definition of power factor and its realizing method, the working principle and control method of Boost converter (average current control, peak current control and hysteresis current control). Complete the design of main circuit based on these principle. Complete the design and calculation of the main circuit of the boost inductor, design and calculation of the output capacitor, power switch and diode selection;
(2) The control circuit design. Control circuit mainly is the use of MATLAB components. The control circuit is composed of the average current transfer of the control. Control circuit design is the calculation of transfer faction and the control circuit in the MATLAB simulation of the built;
(3) Completed the circuit design and MATLAB simulation, and the result of analysis. The design of the power factor is improved or on is by has power factor correction or no that contrast. When no power factor correction, power factor is low. But with a power factor correction after the power factor is increased to closed to 1. These can be seen from the simulation results behind the obvious.
This design is built in the MATLAB/Simulink model and the average current control Boost single stage power factor correction circuit.
Key Words: Power factor correction (PFC),Boost converter, Average current control, MATLAB simulink
目录
摘要 (1)
Abstract .................................................................................................................................... I V 目录.. (V)
1 绪论 (1)
1.1 论文的选题背景和研究意义 (1)
1.2 国内外研究现状 (1)
1.3 论文的主要研究内容 (1)
2 主电路设计 (3)
2.1 功率因数定义及原理 (3)
2.1.1 功率因数的定义和实现方法 (3)
2.1.2 有源功率因数校正的原理 (4)
2.2Boost变换器的工作原理及其控制 (5)
2.2.1Boost变换器的工作原理 (5)
2.2.2 变换器常用的控制方法 (7)
2.3 主功率电路主要元器件的参数设计 (8)
2.3.1 升压电感设计 (8)
2.3.2 输出电容的选择 (9)
2.3.3 功率开关与二极管的选择 (9)
3 控制电路设计 (10)
3.1 平均电流控制原理 (10)
3.2 控制电路设计 (11)
4 电路仿真与结果分析 (14)
4.1 无功率因数校正电路的仿真与分析 (14)
4.1.1 仿真电路 (14)
4.1.2 仿真结果 (15)
4.2 有功率因数校正时的仿真与分析 (17)
4.2.1 电路的仿真 (17)
4.2.2 仿真结果 (18)
结论 (21)
致谢 (22)
兰州交通大学毕业设计（论文）
参考文献 (23)
1 绪论
1.1 论文的选题背景和研究意义
随着电力电子技术的不断进步及社会发展的需要，几乎所有的电气设备的电源装置部分都采用开关电源。

开关电源是为计算机通信和家用电子设备等提供直流电源的一种电力电子装置，具有体积小、效率高、功率密度大等优点，在电源领域中已占据主导地位，获得了越来越广泛的应用，但由此产生的网侧输入功率因数降低以及谐波污染等问题也日趋严重。

目前，开关电源等电力电子装置已成为最主要的谐波污染源，它迫使电力电子技术领域的研究人员要对这类问题给出有效的解决方案。

抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一种是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或滤除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。

国外改善开关电源功率因数工作的重点，主要是功率因数校正电路拓扑结构的研究和功率因数校正控制集成电路(如UC3842~UC3855A系列、KA4524、TDA4814等)的开发，国内一些厂家也做了类似的工作。

采用功率因数校正电路的开关电源，其功率因数可达0.95~0.99，近似于1[1]。

1.2 国内外研究现状
电力电子技术广泛地应用于众多领域，目前正向系统化、集成化和模块化方向发展。

与此同时，电力电子技术中的一些基础理论尚不完善。

例如，在标准化模块电路的筛选过程中没有合适的数学模型分析级联后系统的性能指标，只能通过大量仿真进行分析；同样，在模块电路的筛选过程中也主要通过“枚举方法”才能完成。

目前的一些基于器件和电路模型的电力电子或电子电路仿真软件，如Pspice、Saber 等，可以对特定结构和参数的电力电子电路进行比较准确的仿真，但对于上述应用，这些软件的手工调节参数或结构人工观察和记录结果的方式就显得十分繁琐和耗时。

1.3 论文的主要研究内容
本论文研究了有源功率因数校正通过Boost型变换器进行对功率因数的校正。

有源功率因数校正可分为单级功率因数校正和两级功率因数校正，为了简便，本论文只做了单级功率因数校正。

主电路采用Boost变换电路，因为Boost电路
具有电感电流连续、储能电感能抑制RFI 和EMI 噪声小、电流波形失真小、输出功率大及驱动电路简单等优点。

APFC 可以采用不同的方法进行控制。

从电流控制方法上分有峰值电流控制、平均电流控制和滞环电流控制三种，因平均电流控制有以下优点：
谐波含量(THD )值小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间的误差小，具有恒定的工作频率，可以任意拓扑各种控制电路，输入电压可以随便调节。

这种方法的缺点是控制电路比较复杂，需要增添电流误差放大器。

所以本设计控制电路主要采用平均电流控制。

本设计运用传统的MATLAB 进行元器件的搭建并且控制电路由传递函数模型搭建而成。

本设计技术指标如表1.1所示：
表1.1 本设计技术指标
参数
大小 参数 大小 输出功率(0P )
1000W 效率η 0.95 功率因数(PF )
0.95 开关频率(s F ) 50kHz 输入电压i V
90~270V (AC) 正常输入电压 220V(AC) 输出电压0V 400V(DC)
负载电阻R Ωk 3
2 主电路设计
2.1 功率因数定义及原理
2.1.1 功率因数的定义和实现方法
(1) 功率因数的定义
根据电工学基础理论，功率因数(PF )定义为有功功率(P )与视在功率(S )的比值，用公式表示为[1]
1111111cos cos cos φγφφ====R
R I I I U I U S P PF (2.1) 其中，1I 为输入电流基波有效值；R I 为电网电流有效值，2n 2221I I I I R +++= ，
其中1I ，2I ，…，n I 为输入电流各次谐波有效值；1U 为输入电压基波有效值；γ为输入电流失真系数；1cos φ为基波电压和基波电流的位移因数。

可见，功率因数由输入电流的波形畸变因数γ与相移因数1cos φ决定。

1cos φ越大，设备的无功功率越小，设备的利用率越高，线路损耗越小；电流谐波分量由γ决定，γ越小，电路中的谐波含量越高，因为211
THD +=γ。

传统的无源
功率因数校正电路的输入端功率因数也只能达到0.65左右。

由式2.1可见，当1cos φ为1时，只要减小谐波分量，就可提高功率因数。

因此，可以把抑制谐波的电路作为功率因数校正电路。

(2) 功率因数校正的实现方法
功率因数校正(Power Factor Correction, PFC)技术根据有无有源器件可分为无源功率因数校正(Passive Power Factor Correction, PPFC)技术和有源功率因数校正(Active Power Factor Correction, APFC)技术两大类[1]。

其中PPFC 技术，就是通过电感和电容等无源元件，使电路中输入端电流波形接近于正弦波，其为主要的传统功率因数校正技术和抑制谐波的主要手段。

但PPFC 技术存在耗材多、效果随环境变化而变化、且影响DC/DC 变换器的性能等缺点，所以一般功率因数校正都不采用PPFC 技术。

APFC 电路一般工作在高频状态，相对于PPFC 技术具有体积小、重量轻、效率高等优点。

所以APFC 普遍用于开关电源等高功率电器中。

从不同的角度分类可有多种分法：从电网供电方式来分，可分为单相APFC 电路和三相APFC 电路；从控制方式来分，可分为电流连续模式(CCM)、电流断续模式(DCM)和电流临界模式(BCM)；从电路构成来分，可分为两级APFC 电路和单级APFC 电路。

两级APFC 就是有两组控制电路组成，前后两级控制电路由各自的开关控制，前级输出电压大约为380V~400V ，且存在二倍纹波，两级APFC 具有以下优点：
(1) 输入电流畸变小，THD 一般很小，小于5%，功率因数较大，且大于0.99；
(2) 系统随开关频率的动态响应快，能够对输出电压进行快速调节，使输出电压的波动小，具有较高的稳压作用；
(3) 功率应用范围随调压范围变化而变化；
(4) 由于其各级的分析、设计和控制都可单独进行，所以应用范围广。

但是两级APFC 电路复杂、耗材多、功率密度低且体积大，因此美国科学家将两级APFC 的两组控制电路合二为一，运用Boost 变换器研究出了单级APFC ，其与两级APFC 相比，单级APFC 只用一个开关管和一组控制电路，控制电路实现了输出电压的快速调节，而Boost 变换器进行了对输入电流的整形，因单级APFC 的性能介于PPFC 和两级APFC 之间，所以现在广泛应用于功率因数校正电路中。

本设计为Boost 型的有源单级功率因数校正技术的研究与设计。

2.1.2 有源功率因数校正的原理
功率因数校正就是将一个功率因数变换器加在整流桥与负载之间，运用反馈电流技术来调节输入电压与输入电流同相位，且使输入电流接近正弦波，从而提高功率因数。

本设计采用有源器件所以为有源功率因数校正(APFC)。

有源功率因数校正原理图如图2.1所示。

功率因数校正电路
AC
图2.1 有源功率因数校正原理图
从图2.1可以可看出，APFC基本电路为一个开关电源，是一个加有DC/DC 变换器的电路，且DC/DC变换器之前无滤波电容，输出电压为有一定正弦纹波的直流电压，通过调节开关的高频特性来提高输入电流与输入电压的功率因数。

从而提高电网输入端的效率。

2.2Boost变换器的工作原理及其控制
2.2.1Boost变换器的工作原理
因为Boost变换器具有电流波形失真小、输出功率大、电感电流连续、电感中储存的能量能抑制RFI和EMI噪声，并且其驱动电路简单，所以通常被用作有源功率因数校正的主电路。

Boost变换器由功率晶体管V、储能电感L、二极管VD及滤波电容C组成[2]。

当晶体管导通时，电源向电感L储能，电感电流增加，且电感产生的感应电动势左端高电位右端低电位；当晶体管V截止时，电源和电感储能同时向负载供电，且给电容C充电，电感电流减小，电感中产生的电动势为右端高电位左端低电位，电感中能量慢慢减小至零。

因为当晶体管导通时电感中产生电动势与电源电动势同向，所以把低压直流变换成了高压[3]。

其输出电压平均值大于电源电压E，在电感电流连续的情况下，电路工作原理框图如图2.2所示。

(a) Boost电路工作原理图
(b) 功率管导通时工作原理
(c) 功率管截止时工作原理
图2.2 Boost 电路工作原理图
(1) 当晶体管V 导通、二极管VD 截止(即T D t t =≤≤10)期间，T D t ~01=，t =0时刻，V 导通，电感中的电流呈正比例函数增大，此时：
1112d /)(t I L t I I L U ∆=-=
(2) 当晶体管有导通变截止(即T t ≤≤1t )期间，因电感电流不能突变，电流慢慢减小过程中，电感中产生的电动势迫使二极管导通，此时：
T D T D t t LI U U T )1(~,/22d oa -===-
L t U U L t U I /)(/2d oa 1d -==∆ (2.2)
将D t =1，T D t )1(2-=代入上式，则求得：
)1/(d oa D U U -= (2.3)
式2.3表明，Boost 变换器是一个升压斩波电路。

当D 由零变为1的过程中，oa U 由d U 变为任意大。

同理可求得输入电流为：
)1(/oa D I I -=
)(/d oa d 0U U U ILU T -∆=
fL D U fLU U U U I //)(d oa d oa d =-=∆ (2.4)
其中，f 为开关频率，由式2.2和式2.4得：
f U U U t oa d oa 1/)(-= (2.5)
将式2.5代入c U 得：
fC K I fC U U U I U //)(oa oa d oa oa c =-=∆
oa d oa /)(U U U K -=
图 2.1(a)电路工作时，首先假设电路中电感L 和电容C 值都很大[2]。

当可控开关V 处于通态时，电路工作于图2.2(b)所示，电源E 向电感L 充电储能，电感中的电流基本恒定为1I ，同时电容C 中的电压向负载R 供电。

C 用来限幅输出电压值，C 越大，输出电压0u 越稳定，记为0U 。

设V 处于通态的时间为on t ，此段
时间内电感L 上储存的能量为on 1t EI 。

当V 处于断态时，工作电路如图2.2(c)所示，此时电源E 和电感L 中产生的电动势共同向电容C 充电，同时向负载R 供电。

设V 处于断态的时间为off t ，则此段时间内电感L 释放的能量为off 01)(t I E U -。

当电路工作于稳态时，一个周期T 中电感L 储存的能量与释放的能量相等，即：
off 10on 1)(t I E U t EI -=
化简得：
E t T E t t t U off
off off on 0=+= (2.6)
由式2.6可知输出电压高于电源电压，所以叫做升压变换器，也称Boost 变换器。

2.2.2 变换器常用的控制方法
CCM 模式下的电流控制是目前应用最多的控制方式[1]。

它是将输入电压信号与输入电压误差信号相乘后作为电流控制器的电流给定信号，电流控制器控制输入电流按给定信号变化，实现输入电流与输入电压同相位。

CCM 模式下有直接电流控制和间接电流控制两种方式。

直接的电流控制又分为以下几种方式：
(1) 峰值电流控制
峰值电流控制(PCMC)法是运用电感电流L i 的峰值包络线来跟踪控制输入电压d U 的波形，使输入电流和电压波形同相位，且接近于正弦波。

峰值电流控制简单易实现，但峰值电流控制存在以下缺点：
① 电流峰值和平均值之间的误差不可忽略，无法减小THD ；
② 电流峰值对噪声的敏感性相当强；
③ 在占空比大于0.5时系统就可以产生奇次谐波的振荡；
④ 需要加入谐波补偿装置，且加比较器输入端。

(2) 平均电流控制
平均电流控制(ACMC)法就是通过控制电流平均值来控制输入电流与电压的相位，使其相位相同，从而达到功率因数校正。

平均电流控制采用的是电流环与电压环的双环控制，电流环使输入电流整形而接近于正弦，电压环则用来稳定输出电压。

平均电流控制中的电流环的增益宽度比较宽，使跟踪误差不易产生畸变，从而能够实现接近于1的功率因数。

且对噪声的敏感性低、输出电压的稳定性高，所以得到了广泛的应用。

(3) 滞环电流控制
滞环电流控制就是运用滞环逻辑控制器来控制电感电流的峰值包络线跟踪输入电压波形，从而使输入电压和电流波形同相位。

滞环电流控制存在以下特点：
① 控制简单，能够很快的响应动态反应，且具有内在的限流能力；
② 其控制为非定频控制，且在一个周期内都有变化，所以会引起电流的过零死区；
③ 负载的变化影响着开关频率，且滤波装置以最低频率为准，因此得到的电路一般体积大、重量大；
④ 开关频率和小系统性能受滞环宽度的限制。

滞环电流型控制法：工作于变频，输入电流波形平均值取决于电感输入电流值得大小。

(4) 脉动电流面积控制
脉动电流面积控制就是通过控制基准电流的面积来控制输入电流与电压同相位，其控制简单且能抑制高次谐波。

2.3 主功率电路主要元器件的参数设计
2.3.1 升压电感设计
电感是决定在输入侧高频纹波电流大小的，且它的值与纹波电流的大小有关
[3]。

电感值由输入侧的交流电流峰值来决定。

由于最大的峰值电流出现在线电压为最小值，负载最大时，所以有：
A 71.490
30022in(min)out (pk)=⨯=⨯=V P I L 本论文中，转换器的输入线电流峰值为A 71.4，出现在交流电压为90V 时。

电流脉动的允许值假如为20%，则有：
A 95.02.0(pk)=⨯=∆L I I (I ∆是指电流纹波峰对峰值)
在升压型转换器中最大纹波电流发生在占空比为50%时，即在升压比为2/in 0==V V M 的时候。

由于电感电流的峰值是由正弦控制信号的峰值所决定的，所以电感电流的峰值一般不会发生在这个时候。

电感值是由半波整流最低输出电压时的电流峰值在此电压时的占空比D 以及开关频率所决定的，其关系式如下：
pk I 时的占空比68.0400
2904000in(pk)
0=⨯-=-=V V V D 其中，V 127902in(pk)=⨯=V ，为输入电压为最低值时的整流线电压的峰值。

mH 91.095
.01010068.01273s in =⨯⨯⨯=∆⨯⨯=I f D V L 由于高频的纹波电流会被加入到线电流峰值中，所以电感电流的峰值会等于线电流峰值与高频纹波电流峰对峰值一半的总和。

电感必须能够承受这一数值的电流。

就本文而言，电感的峰值电流为0.5A ，而峰值电流的限制将被设定为A 5.5，比峰值电流高出10%。

2.3.2 输出电容的选择
输出电容由容许的输出最大纹波电压决定，输出纹波电压频率为2倍的基频率[3]。

本设计输出电容如下式所述：
μF 76030040088300222
220(min)20out 0=-⨯⨯=-∆⨯⨯=V V t P C 对本转换器而言，0C 为输出电容，V 300(min)0=V 是负载可工作的最低电压，负载所需的功率out P 为W 300，维持时间Δt 为ms 88。

2.3.3 功率开关与二极管的选择
系统工作的可靠性由MOSFET 与二极管的额定值决定[3]。

一般来说，MOSFET 的电流额定值必须大于等于电感电流的最大峰值，其电压额定值则必须大于等于输出电压。

对于输出二极管来说，也与以上条件是相同的。

输出二极管对切换时造成的损失要很快做出反应并对其进行减小，并减小自身损耗。

MOSFET 与二极管必须能够满足功率降额的级别，这样可以应用于很多不同场合。

在本设计电路中，二极管选用快速高压类型的二极管，反向恢复时间为ns 35、击穿电压取V 600。

MOSFET 击穿电压为V 500。

3 控制电路设计
3.1 平均电流控制原理
平均电流控制原理如图3.1所示。

i
u
图3.1 平均电流控制原理图
由图3.1可知，平均电流控制原理如下：电路输出电压0U 的H /1与给定输入电压ref V 相比较，然后整流后的输入电压d U 相乘所得到控制电流ref i ，ref i 与输入电流经过电流误差放大器相比后得到的控制信号，再与锯齿波经信号比较器比较后作为开关的控制信号，即整个电路的控制信号。

它与峰值电流控制法的区别在于电流调节器。

峰值电流控制法的电流控制器是由比较器实现的，而平均电流控制法的电流调节器是有一个积分调节其实现的。

由积分的平均作用实现了对开关占空比的调节，使电流实现了平均值控制。

由于电流调节器有较高的通频带，可以快速而精确地对电流误差进行校正，故容易实现接近于1的功率因数。

实际上，要想使输入电流在工频半周期内的上升段和下降段都很好地跟踪直流电压是有一定困难地，这是由于在恒定频率工作条件下两个阶段中导致电感电流的变化的外部条件是不同的。

反映在峰值电流控制系统中是需要加入斜坡补偿函数，反映在平均电流控制中则是需要对电流环加入补偿网络，即电压环控制电路。

相比之下补偿网络的加入相对容易些。

平均电流控制法的主要优点是：恒定频率控制、电感电流连续，开关电流定额小，输入电流的有效值小，EMI 小、能抑制开关的噪声、并且输入电流失真小。

3.2 控制电路设计
控制电路模型的传递函数如图3.2所示[4]。

图3.2 控制电路传递函数模型图
当电路中MOSFET 导通时有：
Ts g L )(d d V t
i
L V ==
(3.1) 当电路中MOSFET 截止时有：
Ts Ts g g L )()(d d V V t
i
L V V V -==
-= (3.2) 由式3.1和3.2可知：
])()[()(d d Ts Ts g '
Ts g V V Dt V Dt t
i L -+=，∧+=i I i )(。