545-NR调制方案要求及评估

NR调制方案要求及评估
在LTE中，已经有针对不同速率目标的调制方案，包括在微站增强中引入上行256QAM的高阶调制，以及在eMTC/NB-IoT中引入低PAPR调制。

仅依靠LTE中使用的调制方案或其直接扩展可以满足NR需求吗？例如，高达1024QAM调制在实现问题（例如EVM）方面受到允许的频谱效率的限制。

对于mMTC，LTE中使用的极低阶调制将导致频谱效率低，特别是当支持大量设备时，这将导致gNB和UE 的能效性能降低。

调制方式的选择取决于业务需求，这里重点讨论了5G网络中三种不同业务需求1.eMBB（Enhanced Mobile Broadband）：更高的数据速率（例如，包括TCP在内的应用层为5-10 Gbps）、高频谱效率和低延迟（例如，1-2 ms的广域ARQ/HARQ 延迟）
2.mMTC（massive Machine Type Communications）：改进的链路预算、低设备复杂度、长设备电池寿命
3.URLLC（Ultra Reliable Low Latency Communications）：高可靠性（包错误率范围：1e-5和1e-9）和低延迟（从几毫秒降到<1ms）
此外，在5G中，由于用例场景和需求的不同，mmWave和综合接入回程（IAB：integrated access and backhaul）也是不同调制支持的重要用例。

高峰值数据速率的调制和MIMO顺序要求
为了支持高峰值数据速率，eMBB和mmWave都需要高阶MIMO和高阶调制。

图1显示了峰值数据速率与带宽缩放图的一些示例，作为峰值调制顺序和MIMO 流数量的函数关系（在TDD eMBB场景的峰值数据速率情况下假设约40%的总PHY/MAC开销）。

可以看出，为了获得5~10Gbps甚至更高的峰值数据速率，对于200MHz~300MHz的总带宽，应该考虑高阶调制256QAM~1024QAM和高阶MIMO（4~8个流）。

为了将来的兼容性，可以考虑更多的MIMO流。

图1：eMBB 的峰值数据速率与带宽的函数关系
图2显示了毫米波波段的峰值数据速率与带宽标度图的示例。

毫米波段有更多的带宽可用。

然而，由于可用的Tx/Rx 链的数量有限，MIMO 顺序将受到限制。

另一方面，由于相位噪声底，可以支持的最高调制阶数也被限制。

从图2可以看出，为了支持非常高的数据速率，需要考虑64QAM 和最多2流MIMO ，假设带宽为~1GHz ，扩展到5~10GHz 。

100150200250300350400
450500550600
BW in MHz D a t a R a t e i n G b p s
图2：mmWave 峰值数据速率与带宽的函数关系
类似地，为了实现上行高吞吐量，例如1Gbps ，可以使用具有2流MIMO 的256QAM 来实现高数据速率。

最后，对于综合接入和回程（IAB ）情况，由于Tx/Rx 侧的RF 条件的改善，甚至可能支持更高的调制（例如高达4096QAM ）以实现高数据速率。

频谱效率和接收机复杂度要求
高阶调制方案需要结合MIMO 进行评估，因为高调制和MIMO 阶数是高数据速率的主要用例。

除了频谱效率之外，还需要考虑支持峰值数据速率的接收机复杂度可伸缩性（定义调制解调器复杂度包络以支持高阶MIMO+高阶调制）。

要支持的调制格式的总数和兼容性每个调制都需要平衡，以保持中等的接收机复杂度。

在评估调制方案时，需要考虑解调接收机的复杂性。

频谱效率增益需要通过接收机实现假设进行评估。

接收机可以基于经典的顺序解调+译码过程。

它也可以基于高级联合/迭代解调+解码处理。

需要注意的是，所提出的调制方案应以经典的接收机结构为首要要求，以保证鲁棒性能。

它还可以选择支持/促进高级Rx 实施。

然而，为了获得良好的频谱效率，高级接收机不应该是调制方案的一个要求。

NR 调制评估假设
为了支持高峰值数据速率，eMBB 和mmWave 都需要高阶MIMO 和高阶调制。

采用灰度映射（Gray mapping ）的均匀M-QAM 被证明是在不牺牲性能的情况下实现编码调制分离的有效方法，同时大大降低了接收机的复杂度。

因此，具有灰度映射的均匀M-QAM 应被视为NR 的基线。

在评估和决定调制时，需要牢记关键要求：
SISO 评估：
（1） 对于SISO 的情况，简单的非迭代（“one-pass ”）解调器和解码器的性能应该是关键标准。

400600800100012001400
160018002000
BW in MHz D a t a R a t e i n G b p s
a 、 将上述性能与AWGN 上的基线调制选项（例如LTE 均匀M-QAM ）进行比较，并确保其相等或更好
b 、 在解调器和译码器之间迭代的高级接收机，如果它们提供的增益大于或等于单通接收机的增益，则可以作为当前基线的替代来接收注意，但是（a ）需要首先满足
（2） 方案的性能需要根据特定调制方案的无约束和约束容量来表征。

MIMO 评估：
（1） 对于MIMO 信道，简单的非迭代（“one-pass ”）解映射器和解码器的性能应该是主要的标准
a 、 再次将性能与衰落信道（预定义的自定义信道）上的基线进行比较，确保其相等或更好
（2） 能够提供额外增益的高级接收机只能作为评估给定方案性能的次要标准，或者在将来的版本中被视为一种特殊模式。

频谱效率到有效调制和码率的映射必须考虑到受限容量。

图3：受限容量与信噪比（dB ）的关系
下表概述了评价方法的主要方面。

SNR dB b i t /H z /S e c
PAPR
UE 电池寿命是mMTC 的重要KPI 。

影响UE 功耗的因素有很多，例如有效传输时间、发射功率电平、功率放大器（PA ：power amplifier ）效率、睡眠模式持续时间、有效接收时间和接收机处理时间/复杂度。

其中，PA 效率是影响上行主动传输过程中UE 功耗的重要因素。

由于功率放大器是一个非线性的射频元件，在给定的约束条件下，如EVM 和相邻信道泄漏率（ACLR ：adjacent channel leakage ratio ），需要输入功率回退来保持发射信号的线性。

因此，它导致了发射功率的低效率。

为了降低UE 的功耗和成本，低PAPR 信号设计是必需的，这对于mMTC 是必不可少的。

由于发射信号的PAPR 受调制、信号坐标和波形（包括脉冲成形）的组合影响。

此外，由于PAPR 可以通过增加额外带宽来降低，对于mMTC 和一些低PAPR 比频谱效率更重要的URLLC 场景，可以进一步考虑调制和波形的联合优化。

MIMO
为了提高频谱效率，可以增加同时传输的层数。

当层的数目大（例如LTE 中最多8层）时，由于高复杂性，在UE 处不容易使用非线性接收机。

另一方面，如果使用迫零（ZF ：zero-forcing ）或最小均方误差（MMSE ：minimum mean-square error ）等线性接收机，则性能不足以充分利用高频谱效率的传输。

此外，如果将诸如256QAM 或1024QAM 之类的高阶调制与诸如8层之类的大量层的传输相结合，则具有高性能的负担得起的接收机复杂度变得更加重要。

在MIMO 传输方案中，与LTE 中的传统方案有两个不同之处。

多级编码（MLC:multilevel coding ）被用来代替BICM 作为编码调制方案。

自然标号是一种简单地按升序向符号分配位的方法，它也被用作位到符号的映射方法，而不是灰度标号。

通过在发射机处组合这两个组件，每个接收天线处的解码器可以直接解码发送的编码码块的整数线性组合（即:代码块的编码流），而不是在应用整数强制均衡器后将其解耦，该均衡器有效地创建了一个整数值信道矩阵，如图4所示。

H Information
Bits Estimated Bits
图4: 整数强制线性接收机的接收机框图,
i w 是发射天线i 的数据流, H 是信道矩阵， i u ˆ 是编码码块的第i 个整数组合的估计， i w ˆ 是第i 个数据量的估计. 与MMSE 和MMSE-SIC 相比，上述传输方案（三星公司提供）可以在4x4、64qam 和256qam 的TDL-A 信道中提供高性能，而接收机的复杂度仍然较低。

尽管自引入比特交织编码调制（BICM ：bit-interleaved coded modulation ）以
来，具有灰度映射的BICM 在包括LTE 在内的实际无线通信系统中得到了广泛的应用，但是该组合在MIMO 中是否仍然有效以获得高频谱效率仍然值得研究。

在BICM 中，二进制码编码的比特流在比特级进行交织，然后映射到星座点。

SISO 信道的最佳性能相比，BICM 在信息率和错误率方面仅显示出可忽略不计的损失。

另一方面，在MLC 中，使用二进制码对调制符号的每一位进行单独编码。

从每个编码器收集的一组编码比特被映射到星座点。

众所周知，MLC 可以在加性高斯白噪声（AWGN ：additive white Gaussian noise ）信道上实现星座约束容量。

两种编码调制方案的发射机框图如图5所示。

图5：（a ）BICM 和（b ）MLC 的发射机框图，其中w 是信息比特流，x 是调制符号 三星介绍了一种新的MIMO 接收器方案，其中，每个接收天线处的解码器可以直接解码发送的编码码块的整数线性组合（即：如果信道矩阵的条目是整数，则使用码块的整数线性组合是码块这一事实来代替解耦它们。

然而，一般来说，由于信道系数具有复数值，接收机可以通过在前端应用整数强制（IF ：integer-forcing ）均衡器来创建有效的整数值信道矩阵。

通过适当地设计整数强制均衡器，可以使接收机处的噪声放大最小化，从而提高性能。

如果使用BPSK ，则可以使用任何调制方案容易地执行IF 操作（BICM 基本上与用于BPSK 的MLC 相同），因为每个天线处的接收信号自然地成为编码码块的整数线性组合。

然而，当使用诸如64qam 或256qam 之类的高阶调制时，不能使用带灰色标签的BICM 的IF 操作，因为编码码块在通过信道时被混合，因此接收信号不是编码码块的线性组合。

如果在发射机处使用具有自然标记的MLC ，则可以充分利用在接收机处的IF 操作的益处，因为该组合有效地将高阶调制流划分为多个BPSK 流。

发射机和接收机操作的框图如图6所示。

H Information
Bits Estimated Bits
图6：IF 收发器的框图, i w 是发射天线i 的数据流, H 是信道矩阵， i u ˆ 是编码码块的第i 个整数组合的估计， i w ˆ 是第i 个数据量的估计.
干扰管理
随着微站在未来NR系统中的部署越来越密集，来自相邻小区的同频干扰将变得越来越严重。

为了减轻小区间的同频干扰，除了符号级干扰感知技术之外的序列级干扰管理方案是必要的，以满足小区边缘性能对NR的要求，NR的频谱效率是IMT Advanced的三倍。

当采用序列级干扰感知技术时，如果在LTE中使用交错方式的编码调制方案（例如滑动窗口编码调制（SWCM：sliding-window coded modulation））代替BICM，则更容易减轻同信道干扰。

假设SWCM编码器有一个结构，每个消息在两个级别和两个子块上传输，如图5所示。

每一级对应一个带有PAM/QAM符号的序列。

在SWCM传输的开始和结束处使用已知块以便于同信道干扰管理。

为了在每个接收机通过滑动窗口一个接一个地恢复其期望的和干扰的消息时连续地利用已知块，以交错方式在两个子块上传输一条消息。

因此，通过将携带先前消息的码字的后半部分叠加在符号级携带当前消息的码字的前半部分上，来发送给定子块中的SWCM信号。

例如，通过将电平1中的4-QAM信号与符号电平中的电平2中的4-QAM信号叠加在具有受发送功率约束的功率分配参数的情况下，来发送16-QAM SWCM信号。

图7:SWCM编码器结构，每个消息在两个级别和两个子块上传输，其中m（i）是第i条
消息。

在干扰受限的环境中，以交错的方式跨SWCM层利用编码结构能够实现比BICM 更高的频谱效率，因为已知块帮助相邻接收机解码其干扰信号，而相邻接收机又帮助所需接收机解码相同信号。

SWCM方案在干扰信道中以较低的复杂度实现了ML译码性能。

可以预期，在序列级干扰管理中采用像SWCM这样的交错方式的编码调制方案可以显著地改善NR的小区边缘性能。