三相电压型逆变器

一个新的全桥零电压开关移相DC-DC转换器的工作周期和ZVS范围扩大
摘要：
本文提出了完整的理论分析, 有LCC辅助电路的全桥零电压移相开关（fb-zvs-ps）DC-DC转换器的模拟和的优化设计,在250kHz的频率下工作，输出功率1kW。

该变换器采用电容分压器在辅助电感一端创建一半的输入电压。

因此在电感两端的电压会在–VI / 2 到+ VI / 2之间摆动，并在被动-主动转换的过程中产生一个额外的增强的初级电流，并增加适合产生ZVS的能量。

用这种方法是可能在不使用换向电感的条件下在一系列电力变压器中设计出fb-ps-zvs直流/直流变换器从而避免减少有效占空比的相关问题。

更进一步，通过适当的LCC的电路设计，我们发现在整体没有明显损害的前提下ZVS范围和有效工作周期可以优化。

1.介绍：
由于其优越的特性，采用全桥零电压开关移相器已成为首选的拓扑结构的DC-DC转换，用于几百瓦的功率与高输入电压的应用。

fb-zvs-ps转换器的主要优点是由于零电压开关和恒定频率操作效率高，允许一个简单的控制，类似于硬开关PWM全桥变换器。

传统的fb-zvs-ps转换器的主要缺点是对负载的依赖，当负载过轻时ZVS 的条件便会不满足。

因此，在一系列的电力变压器中，几乎每一个应用程序为了使ZVS的负载范围加宽都需要一个大的换向电感。

这个大的电感，当负载很大时不仅会产生高的不可接受的导通损耗，并且会防止初级电流极慢的变化，这将会对有效占空比的降低负责。

所以，必须要有一个折衷的设计，考虑到输入电压规格、负载范围、工作周期和效率。

为了解决这个问题，一些新的技术已经开始被提出和开发。

引用[5]定义的fb-zvs-ps转换器和采用饱和电抗器与初级绕组和次级整流二极管系列具有局限性。

这个过程可以使运行下的零电压开关范围更大，没有显著的导通损耗增加，但始终存在消除多余能量时发生饱和的问题。

参考[ 6 ]描述了一种方法，用一个主换向电感器与终端连接在一个转换被动与主动的腿的中点，其他通过两个钳位二极管连接到输入电压源。

通过这种方法，ZVS将会因为桥管获得一个较宽的负载范围。

然而，为P-A腿提供正的连续电流钳位二极管，会遭受硬开关，因此将会带来换向损失和召回缓冲。

一种减少上述问题的方法是采用一二绕组电感箝位到输出，如[7–9]所描述：
初级绕组的电感与变压器初级和次级系列是通过两个整流二极管连接到输出电容器。

该方法可以使回收的多余能源直接流向负载。

当一个被动变为主动的转变过程发生时，其中的一个二极管导通和钳制电感，其次是输出电压。

这种行为相当于一个具有可变自感系数的电感。

然而，这种解决方案意味着更大、更重、更复杂和更高成本的转换器。

本文提出的新的解决方案，包括一个更简单的解决方法可以使fb-zvsps转换器问题减小，就是通过加一个连接到电源电路P-A腿的LCC辅助电路。

这种辅助电路由一个电容分压器和一个连接在电容分压器中点和P-A腿中点的电感器组成。

这样，初级电流将会在被动与主动过程转换期间增强，从而增加了实现ZVS的可用能量。

这个过程使的fb-zvsps转换器的设计不使用在变压器系列中的辅助电感器，减少占空比损失问题。

本文的目的是提出建议转换器的理论研究（图1），使LCC电路的设计优化，以获得最佳效率。

本研究可以找到一种效率最高的转化器，可以获得希望范围的负载而不使ZVS松动。

工作周期的增加也可以用这种方法得到，这也是一个特点。

2.提出的转换器：
A.工作原理：
所提出的转换器如图1. 该转换器是一个传统的fb-zvs-ps DC-DC变换器，为了提高ZVS的范围而包括一个LCC电路，没有工作周期的固有损耗。

转换器的被动-主动转换腿由由晶体管S2和S4组成，主动-被动转换腿由晶体管S1和S3组成. 电容C1，C2，C3，C4和二极管D1，D2，D3，D4是各自的输出电容和晶体管的管桥。

TR表示N匝数比的变压器，LF是滤波电感，输出电容用CF表示。

二极管Da和Db是变频器的整流二极管。

图1 fb-ps-zvs直流/直流LCC电路的功率变换器
辅助LCC电路由电容分压器（CPal，CPa2）和连接在电容分压器中间点和P-A腿中间点的电感（LS）组成，如图1所示。

当开关S2导通时，辅助电感Ls 在其终端表现出一个VI / 2正电压。

另外，当S4导通时，LS表现出一个等于
VI / 2负电压。

将显示出，这一事实迫使电流为了平衡在辅助电感两端的电压，当P-A相变时其达到最大值。

这在被动-主动转变过程中加强了初级电流，从而增加了可用的能量来实现ZVS。

B.转换器分析：
在图1的变换器有十种工作模式，在一段时期有初级电流IP。

由于循环对称只有当前正桥将在下面的分析中考虑。

因此，研究仅限于五种不同的操作模式：模式I或叫主动模式，模式II或叫主动-被动振动转变模式，模式III或叫被动模式，模式IV或叫被动-主动振动转变模式，模式V或叫初级电流线性过渡模式。

为了阐明的分析，考虑图2中变量随时间变化的波形。

图2 fb-ps-zvs直流/直流转换器电路：LCC电气量波形
模式I（主动）- T0＜t＜T1：
考虑一下当时间t = t0时二极管DB切断，晶体管S1和S2导通，DA二极管正在整流。

输入电压VI被施加到变压器的初级线圈，初级电流将与电路中的总电感成比例的增加。

这种模式的等效电路如图3所示，LTRf 和LF分别是变压器的泄露电感和滤波电感。

在这一模式中的辅助电感的B终端连接到地面，因此LS的电压是VI / 2。

图3等效电路在模式I
在LS中的电流线性增加直到晶体管S2停止导电。

辅助电路作为一个独立的电路不影响初级电流。

考虑到转换器的等效电路，初级电流和LS的电流是由下式给出：
其中I0和ILs0是电流IP和ILs在t=0时刻的初始值，Leq1=LTRf+n2LF
模式II（主动-被动的振动变换）- T1＜T＜T2
这种模式电容C1、C3充电/放电的相应时间持续很短。

当晶体管S1在时间t1关闭时，这种主动-被动振动转换过程开始。

晶体管S2仍然导通，初级电流流经S2，C = C1 | | C3。

二极管DA也开始导通。

在分析中使用的转换器的等效电路如图4。

图4 模式II等效电路
在这一模式中，电容C两端的电压将会在VI和0之间振荡，初级电流由下式给出：
Ir和θr下式给出：
在t1时刻，I1是初级电流的初始条件。

一旦管S2仍存在，在LS中的电流将会如例2中给出那样。

这种模式将会在电容器电压达到零时结束，ZVS中的二极管D3在T = T2时刻开始导通。

模式III型（被动）–T2＜t＜T3
充电后的电容器C = C1 | | C3，二极管D3开启导通，开始阶段输出电流的反映是随机的。

Vab的电压为0。

整流二极管DA保持导通状态。

该电路进入被动模式持续到S2的门脉冲在时间t = T3移除。

考虑到这种模式的等效电路呈现在图5，初级电流是由下式给出的：
I2是初级电流的初始值。

图5 模式III的等效电路
电力变压器的次级电压在模式III中用下式给出：
因为S2一直闭合，在LS中的电流继续增加，仍然是由（2）式给出。

模式四（被动-主动振动转变过程）–T3 ＜T＜T4
在时间T3时，晶体管S2的栅极信号去除，模式四开始。

二极管D3保持导
通，初级电流流经C2 | | C4。

在这种模式下，和模式II所发生的恰好相反，
两个整流二极管Da和Db都是导通的。

因此，在电路中不存在输出滤波电感，并
且对电容C2、C4充电/放电没有贡献。

因为这个原因，在传统的转换器中ZVS
的条件对于轻负载来说是非常难获得的。

然而，在这种情况下，对LCC的辅助电
路的使用将提供额外的能量（在模式I、II和III时，存储在LS中），将被用来
实现ZVS。

图6 模式IV的等效电路
考虑图6中提出的等效电路，可以看出，当晶体管S2切断，在LS中的电流
（在这里代表一个电流源）将被添加到初级电流，为了电容C2、C4的充电/放电。

在这一模式电容C两端的电压会产生从零到六的振荡，初级电流由下式给出：
其中，i3和ils3在辅助电感中分别为初级电流和电流的初始值。

由于模式IV持续时间短，在LS的电流将约为常数，其值等于当S2的门脉冲移除时的ILS3的值。

时间t4时刻，电容器电压达到VI，这种模式将结束。

模式V（线性过渡）–T4 ＜T ＜T5
二极管D4在时间T4导通。

模式V的基本特征是初级电流的极性反向。

当初级电流达到零，晶体管S2和S4开始导通，直到整流二极管DA切断。

考虑图7所示的等效电路，初级电流是由下式给出的：
图7 模式V的等效电路
电感LS的B终端（图7）现在连接到Vi，在辅助电感的电压为–VI / 2。

LS的电流就会减少并且由下式给出：
对应于模式V的持续时间的间隔（t5-t4）代表一个损失的工作周期。

因此，在极性改变时，理想的初级电流的斜率将尽可能高，以减少此时间间隔。

和传统的转换器所发生的相反，在建议的转换器中的电流仅仅是由电源变压器的泄漏电感限制的。

因此，对工作周期的损失仅依赖于变压器的结构性缺陷。

虽然，重要的是要注意到，为了支持电流有轻微的增加，P-A腿的晶体管大小要合适。

在这些晶体管中的电流是初级电流与LS中电流的和。

然而，进一步看到，LS优化设计会导致晶体管电流少量增加。

3．能量平衡：
本研究的目标之一是获得ZVS特性在LCC的电路参数的作用，为了建立正确的电感，导致较高的效率。

通过必要的电容器充电的能量评价得到的ZVS条件, WC和储存在辅助电感WL中的能量：
I0是平均输出电流，T是运行周期。

ZVS条件考虑到WL > WC时的计算。

同时考虑到（11）和（12）和使用的ZVS条件：
图8给出了LS值不同时，换向能量WL与负载电流的变化。

它也提出了获得ZVS的必要能量（Wc= 125μJ）。

由此可以看出， WL曲线与WC的交叉点表示了ZVS的边界条件（13）。

检查图8也表明，对于LS＜140μH，所有负载范围都可以获得零电压切换。

输出电流[A]
图8 在整流能量WL与负载电流与LS作为一个参数的变化
4.仿真结果
为了验证理论分析，所提出的变换器利用Pspice ICAPs 4进行了模拟。

下面的电路参数已被用于模拟：VI = 380V，F = 250KHz，VO = 50V，LS = 140μH。

图9显示初级电流、电压和二次电压。

图9：该变换器的仿真结果：（1）变压器二次电压（伏/格）；（2）变压器初级电压（伏/格）；（3）一次电流（2A / DIV）
图10：显示初级电流图，在开关S2的电流，LS的电流。

它可以看出晶体管电流峰值仅仅是由于辅助电路而少量增加（小于10%）。

图10：该变换器的仿真结果：（1）一次电流（2A / DIV）；（2）在开关S2 B 电流（2A / DIV）；（3）目前在LS（2A / DIV）。

为了强调此转换器的优点，图11显示用这种解决方法获得的模拟初级电流和电感LS的电流，模拟的初级电流在一个传统的fb-zvs-ps转换器得到的（两
线）。

为了实现ZVS与传统的fb-zvs-ps具有相同的负载，由于串联整流电感，初级电流的斜率较小，因此，工作周期损失增加。

一个换向电感器在13μH在传统的转换器和转换器140μH辅助电感变压器系列图11中给出的结果。

对于这些参数，常规转换器损失工作周期大约是两倍，40%的额定负载电流，即ZVS获得时的最小负载电流。

在所提出的转换器中，所有负载范围内都可以获得ZVS。

图11：该变换器：（1）模拟的初级电流（5A / DIV）；（2）LS中的电流（1A / DIV）；（3）变压器二次电压（220V／div）。

5。

实验结果
为了验证电路的可行性，初步的实验结果在实验室样机得到的。

VI = 100V，F = 250KHz，VO = 24V和LS = 1mH。

图12：建议转换器的实验结果：（4）初级电流IP（2A / DIV）；（3）初级电压Vab（50V / DIV）；（1）在晶体管（S2和S3电压50V / DIV）。

图13：建议转换器的实验结果：（1）在辅助电感电流，离子液体（0,1a / DIV）；（2）电压在LS，VLS（50V / DIV）。

图14：建议转换器的实验结果：（3）变压器初级电压，VAB（50V / DIV）；（4）变压器二次电压–VS，（50V / DIV）；（1），（2）在晶体管（S2和S3电压50V / DIV）。

图15显示了变压器的初级和次级电压的细节。

这两个电压进行比较来验证对工作周期的损失是可以忽略的（~ 100ns）
图15：建议转换器的实验结果：（3）变压器初级电压，VAB（50V / DIV）；（4）变压器二次电压–VS，（50V / DIV）；（1），（2）在晶体管（S2和S3电压50V / DIV）。

6．结论：
理论分析，LCC的辅助电路下的全桥零电压开关移相(FBZVS- PS) DC-DC变换器的仿真与优化设计进行了评价。

由于运用了辅助电路，转换器的性能和有效工作周期在所关注的ZVS范围内有所改进。

唯一被验证的缺点是在P-A腿的开关中峰值电流有一点增加。

初步的实验结果证实了所提出的理论进行了分析。

7．致谢：
本文已被PRAXIS XXI /98/P/EEI/12026/1998的项目支持：高频软开关变换器。

8．参考文献：
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