二维复合左右手圆极化电扫漏波天线阵的研究

硕士学位论文
二维复合左右手圆极化电扫漏波天线阵的
研究
RESEARCH ON2-DIMENSIONAL
CIRCULARLY-POLARIZED ELECTRONIC BEAM-SCANNING LEAKY W A VE ANTENNA ARRAY BASED ON COMPOSITE RIGHT LEFT-HANDED TL
陈晚
哈尔滨工业大学
2013年7月
621.3国内图书分类号：TN822.6
国际图书分类号：学校代码：10213密级：公开
工程硕士学位论文
二维复合左右手圆极化电扫漏波天线阵的
研究
硕士研究生：陈晚
导师：傅佳辉副教授
申请学位：工程硕士
学科：电子与通信工程
所在单位：电子与信息工程学院
答辩日期：2013年7月
授予学位单位：哈尔滨工业大学
Classified Index:TN822.6
U.D.C:621.3
Dissertation for the Master’s Degree in Engineering
RESEARCH ON2-DIMENSIONAL
CIRCULARLY-POLARIZED ELECTRONIC BEAM-SCANNING LEAKY WA VE ANTENNA ARRAY BASED ON COMPOSITE RIGHT LEFT-HANDED TL
Candidate:Chen Wan
Supervisor:Associate Prof.Fu Jiahui
Academic Degree Applied for:Master of Engineering
Specialty:Electronics and Communication Engineering
Affiliation:School of Electronics and Information Engineering Date of Defence:July,2013
Degree-Conferring-Institution:Harbin Institute of Technology
摘要
复合左右手漏波天线利用快波特性，实现漏波辐射，在工作频率发生变化时，依照相移常数的大小及正负，使天线主瓣由前向扫描至后向扫描的连续变化的天线结构。

而电扫复合左右手漏波天线是一种有源加载的复合左右手漏波天线，可在固定的工作频率处通过改变加载元件的直流偏置电压，实现同等的扫描特性。

现有工作集中于研究扫描范围及工作频带，而对于该结构的极化特性则鲜有研究。

本文提出一种基于复合左右手传输线的圆极化电扫漏波天线结构，可在实现波束重构的前提下，保证良好的驻波比及轴比。

首先，对复合左右手漏波天线的辐射原理进行研究，提取了辐射单元的等效电路，并以此为研究基础，构造了可实现前向及后向扫描的漏波天线阵列。

通过选取合适的变容二极管作为加载元件，在固定频率点上通过改变偏置电压实现了扫描。

第二步，分析现有漏波天线的极化特性，研究传统圆极化贴片天线的实现原理，构造圆极化传输线单元。

考虑到基于复合左右手传输线的漏波天线必然具备过孔接地结构，以实现左手成分的事实，需要对现有传统传输线单元进行改进，以抵消传输线左手成分对极化特性的影响。

为使变容二极管加载偏置电压，同时设计一个不影响天线轴比的直流偏置电路。

第三步，由于变容二极管的加入及左手成分的引入，使得传输线的布洛赫阻抗的虚部随电压变化，在部分电压处造成阻抗失配严重，故在输入端口添加阻抗匹配网络，使不同电压下的反射均小于-10dB。

最后将现有一维阵列拓展为二维，验证该二维阵列的扫描特性及圆极化特性。

关键词：圆极化；漏波天线；电扫；复合左右手传输线
-I-
circularly-polarized,leaky-wave antenna,electronic beam-scanning Abstract
The radiation of leaky wave antenna based on composite right left-handed trans-mission line is realized due to the theory of fast wave.The antenna’s phase shift con-stant varies from positive value to negative value continuously as the working frequency changes,so main lobe direction of the antenna varies accordingly.Once lumped elements are utilized,beamforming at fixed frequency can be realized by applying various DC bi-ases.The existing literatures always focus on the study of scanning range and working frequency but the polarization is seldom mentioned.In this paper,a novel 2D circularly-polarized leaky wave antenna array is presented based on CRLH transmission line with acceptable axial ratio and return loss.
First,studies on the principle of the CRLH LW antenna radiation are carried out and the equivalent lumped circuit element values are extracted and the LW antenna array is designed which radiates from backfire to endfire.With the employment of varactor diodes beamforming at fixed frequency is realized.
Second,the circularly-polarized unit cell is designed.Consider that the via hole which supplies left-handed character will modify the surface current,a novel unit cell is presented to maintain the circularly-polarized feature in the scanning range.And a novel DC bias is designed,too.
Third,the Blouch Impedance is studied as it is modified when the DC bias varies.A impedance matching network is designed to ensure that the return loss is below -10dB.
Finally,the linear array is extended to a 2D array.The return loss and axial ratio is studied.
Keywords:，CRLH
TL
-II -
目录
摘要 (I)
ABSTRACT (II)
第1章绪论 (1)
1.1课题背景及研究的目的和意义 (1)
1.2圆极化电控复合左右手漏波天线的国内外研究现状 (2)
1.2.1国外研究现状 (2)
1.2.2国内研究现状 (4)
1.3本文的主要研究内容 (6)
1.3.1技术指标要求 (7)
1.3.2本文结构安排 (7)
第2章复合左右手传输线及漏波天线理论分析 (8)
2.1引言 (8)
2.2传统微带天线理论及分析方法 (8)
2.2.1传统微带天线的结构及特点 (8)
2.2.2传统漏波天线理论 (9)
2.3复合左右手传输线理论 (10)
2.4复合左右手漏波天线理论 (14)
2.5复合左右手漏波天线等效电路模型的提取 (15)
2.5.1通过S参数提取等效电路的过程 (15)
2.5.2集总电路的提取及相位常数计算 (17)
2.5.3周期结构布洛赫阻抗的计算 (18)
2.5.4分布电路的提取 (20)
2.6本章小结 (20)
第3章圆极化电扫复合左右手漏波天线设计 (22)
3.1引言 (22)
3.2电控复合左右手漏波天线的设计 (22)
3.3圆极化漏波天线的设计思路 (23)
3.3.1圆极化原理简介 (24)
3.3.2辐射单元的设计 (25)
-III-
3.3.3直流馈线的设计 (29)
3.3.4阻抗匹配网络的设计 (37)
3.4本章小结 (42)
第4章二维圆极化复合左右手漏波天线阵列构建 (43)
4.1引言 (43)
4.2微带面阵馈电网络 (43)
4.3二维阵列的设计 (44)
4.4二维阵列的仿真结果及分析 (44)
4.5本章小结 (50)
结论 (51)
参考文献 (52)
攻读硕士学位期间发表的论文及其他成果 (56)
哈尔滨工业大学学位论文原创性声明和使用权限 (57)
致谢 (58)
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第1章绪论
1.1课题背景及研究的目的和意义
相控制导技术作为射频制导技术之一，具有扫描周期短、主瓣波束控制容易的特点，且抗干扰能力强、可以完成目标的搜索跟踪及引导等功能。

但传统相控阵天线占地面积较大，天线阵元数量众多，每个单元又分别需要添加移向器来控制，使得天线结构复杂、成本高，并且难以实现小型化。

相扫天线往往为阵列结构，通过加载调相元件（如普通二极管，数字式移向器，变容二极管等）实现相位的改变，由相控阵理论可知，此时阵因子的主瓣方向会发生改变，实现扫描。

与传统相扫设备相比，该方法的优点在于，不需要复杂的用于实现变频的非线性设备，仅通过改变每个天线阵元的相位即可实现扫描。

但对于基于数字式移向器方案而言，由于每个阵元需要独立馈电，复杂的功分器也是必不可少的，这更增加了设计难度及成本。

同时，虽可以实现复杂的相位变化及相位加权，但数字式移向器的引入同样会使系统成本及复杂性提高。

另一种设计方案是在阵元之间加载变容二极管，不采用每个阵元独立馈电而采用级联馈电，构造漏波天线结构来实现辐射，通过改变二极管的直流电压，使二极管工作于导通和截止两个工作状态上，导通状态下，二极管等效为一个电阻，引入的相位差为0，截止状态下二极管等效为一个电容，此时会在阵元之间引入一定的相差，通过改变二极管的偏置电压，实现了两个工作状态下的切换。

该方法在不改变工作频率和天线指向的前提下，仅通过电压控制，改变了主瓣的辐射方向，同时不需要复杂的非线性模块及功分移向器模块。

缺点在于该方案仅能实现两个方向上的扫描，不能实现渐变的波束方向改变。

在这种设计方案的基础上，将只有两种工作状态的二极管改为随着偏置电压的改变，能提供不同电容值的变容二极管，此时改变偏置电压为不同数值时，等效的反向偏置电容也随之改变。

变容二极管的此种特性，使得连续扫描成为可能，增大变容二极管的反偏电压，可以使二极管的等效电容逐渐变小，该方案在保证已有优势的前提下，大大拓宽了扫描范围。

上述设计即为漏波天线结构，平面漏波天线具有剖面低，结构轻便，可以
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实现电控扫描等特点，近年来在通信领域越来越受到重视。

广泛应用于雷达，微波通信等领域，且可以实现相控阵的波束重构功能[1–4]。

然而，通过对现有漏波天线研究分析可以发现，传统漏波天线存在以下三个方面的问题：
第一，传统漏波天线，由于主模式不能辐射，所以需要工作于高阶模式，并且必须采用措施去抑制主模式，即便如此，辐射效率依然偏低，馈电网络复杂，且工作带宽较窄。

同时天线尺寸大,一般需5个波长的尺寸才能把90%的能量辐射出去。

使用较短的微带结构漏波天线会由于天线末端不匹配而产生较大的反射波瓣[5–7]。

第二，传统微带漏波天线只具有前向扫描或后向扫描的能力，当相位常数接近0时，漏波天线的衰减常数非常大，处于截止状态，天线的辐射效率几乎为零，这是传统漏波天线的缺陷[8–11]。

第三，传统微带漏波天线扫描特性是通过改变工作频率,来改变各点相位,从而使主波束发生偏转。

而对于现代通信系统，需要固定的工作频率，使其应用领域产生限制，严重限制了漏波天线的发展空间。

频扫通过改变工作频率使得天线辐射方向发生改变，连续周期性地改变工作频率，可以实现周期性地扫描，但对于接收设备，往往遵循相应协议工作于一个或几个固定频点，频率扫描所致的工作频率偏移势必影响接收机的接收可靠性，甚至影响接收机正常工作。

另一方面，频率扫描设备所用非线性部分相对复杂，成本较高。

上述问题严重阻碍漏波天线在射频领域的应用，成为漏波天线发展的瓶颈。

而左手材料技术的发展给漏波天线带来了机遇。

漏波天线属行波天线，其特点是信号在传输时同时向外辐射能量，而基于传输线结构的左手介质的辐射特性恰与漏波天线的特点相符。

漏波天线与左手介质的有效结合，将会极大改善传统漏波天线的电磁性能[12–15]。

1.2圆极化电控复合左右手漏波天线的国内外研究现状
1.2.1国外研究现状
电扫漏波天线的实现形式由PIN二极管开始。

Horn等人使用PIN二极管，在改变变容二极管通断时，作为开关控制导波波长从而改变扫描角度。

但由于二极管只有通断两个状态，该方法只能产生两个辐射方向。

Maheri等人在铁氧体
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板上加载了磁扫描，通过调节直流磁场电压来实现波束扫描，但直流磁场控制在大多数应用中并不实用。

Huang等人应用二极管去控制周期结构，但扫描角度仍然限制在两个离散的方向上。

随着左手介质理论研究的不断深入，电控扫描技术取得了长足的进步。

2007年，Lee设计了一种二维微带复合左右手漏波天线，采用Rotman透镜，增加了在正正交方向的扫描能力，可以看出由于避免使用移相器和复杂馈电网络，可以提供一个取代传统电扫天线的低成本方案,该方案采用的是一个变容二极管平面阵列以及一个简单的馈电单元[16]。

2002年Sievenpiper通过设计周期排列的蘑菇型电磁带隙天线反射面，通过周期地加载变容二极管，控制天线的表面阻抗，实现了一种利用电控实现扫描的天线反射面，该结构在一段特定频率范围内可以等效为左手材料，在不同的频段内可以实现前向辐射或后向辐射，如图1-1所示。

对这种反射面进行馈电，可以将周期性的电磁带隙结构，作为二维电控扫描漏波天线阵。

该天线阵结构紧凑，且无需复杂的馈电网络。

Sievenpiper等人提出的这种电扫天线阵工作于4.5GHz，长宽约为3.75个波长。

扫描范围为±40度，栅瓣小于-10dB到-15dB[17]。

2006年，设计了30个单元的漏波天线，而天线整体体积变小，与6单元漏波天线相比，该天线的最大增益从-2dBi提高到了18dBi，并提供波束宽带控制方法[18]。

2004年Caloz设计了一种基于变容二极管的新型电控左手漏波天线，更适于实际应用。

该方法采用6单元实现电扫漏波，可通过控制变容二极管的直流偏置电压实现连续扫描，如图1-2所示。

a)加载变容二极管电磁
b)电扫描天线反射面实物
带隙结构
图1-1蘑菇型电磁带隙结构天线[17]
除以上两种主要的方法外，其他国家在该领域内也有丰富的研究成果。

2006年，日本Kaneda等人研究了一种二维可调波束的8个单元的左右手
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复合漏波天线阵列，原理图和实物图如图1-3所示，其中馈电网络采用巴特勒矩阵[19],在10.2GHz到10.7GHz的范围内扫描范围为-30度至25度。

2007年法国Ourir研究小组设计了一种一维相位可调的左手结构单元，如图1-4所示，并将左手介质与法布里-珀罗（Fabry-Perot）谐振腔结合，设计了一种相位连续可调部分反射面。

波束扫描范围为±20度。

天线整体厚度小于λ/30[20]。

1.2.2国内研究现状
目前，国内中山大学龙元亮教授设计了一种工作于固定频率下的波束可调微带漏波天线。

通过在漏波天线的表面上周期性地加载集总参数元件（电感和电容元件）,可改变漏波天线的相位常数,进而改变微带漏波天线的主瓣方向,如图1-5所示[21]。

2007年，徐善驾教授提出了一种基于左手介质的介质栅漏波天线,并用多模网络与严格模匹配相结合的方法,给出了漏波系数随天线结构参数变化的关系[23]。

2010年吕昕教授采用复合左右手共面波导（CPW）传输线设计漏波天线，工作频率从1.67GHz至1.80GHz，角度变化从-90度至30度[24]。

2011年，褚庆昕教授根据左手传输线的特性，设计了一种频扫漏波天线，其设计的结构图和实物图如图1-6所示，可以在9.6GHz至12.4GHz实现正负30度的扫描[22]。

刘慈香设计了基于左右手传输线的电扫漏波天线，变容二极管的等效电容值与反向偏置电压相关，故改变反向偏置电压，可以改变传输线的传输特性，从而改变主瓣方向。

此天线的相位常数依偏置电压不同可正可负，故能够实现前向至后向的扫描，与传统漏波天线不同的是，该天线即使在边射方向也能达到较高的辐射效率，为漏波天线设计提供了新的思路。

2010年欧阳凯设计了一维复合左右手传输线的电控漏波天线，加入变容二极管,实现了在固定频点上波束可控。

2010年洪伟教授及吴柯教授设计了一种基于基片集成波
图1-2复合左右手电扫描漏波天线原理图[18]
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图1-3二维可调波束平面左右手复合漏波天线阵列实物图[19]
a)谐振腔电扫描天线实物图正面b)谐振腔电扫描天线实物图背面
图1-4布里-珀罗（Fabry-Perot）谐振腔电扫描天线实物图[20]
图1-5加载微带电感的微带漏波天线结构示意图[21]
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a)天线原理图b)天线实物图
图1-6一种频扫漏波天线结构示意图[22]
导的工作于毫米波波段的频扫漏波天线，该天线具有超低的旁瓣，频率变化从33GHz至37GHz，角度变换从-37.5至38.9度[25]。

吴瑞坤根据Caloz等人的思想，同样是利用了改变变容二极管反向偏置电压的方法，设计并仿真了一种电控复合左右手传输线漏波天线。

1.3本文的主要研究内容
上述成果的研究重点集中于天线的工作频带及扫描角度，对极化方式并未过多提及。

对于加载变容二极管的结构而言，随着偏置电压的改变，其极化形式也有可能发生改变，对于圆极化漏波天线而言，往往会出现在部分扫描角度为圆极化波，而在其他角度则为线极化波的情况[26–30]。

因此，电控复合左右手漏波天线在电压变化时的极化稳定性问题是一个急需解决的课题。

本课题提出一种新型二维复合左右手圆极化电扫漏波天线阵，在直流偏置电压改变时实现前向扫描及后向扫描，同时极化方式保持为圆极化。

另一方面，变容二极管的馈电需要直流偏置网络，而直流偏置网络自身的辐射会严重影响圆极化性能，针对这一问题，本文提出一种新型三层结构，以减小直流偏置网络对辐射的影响。

同时，为了保证在工作电压范围内的阻抗匹配，在端口处设计了阻抗匹配网络，以减小回波损耗。

研究内容安排如下：
1.对复合左右手漏波天线的辐射原理进行研究，提取辐射单元的等效电
路，并以此为基础，设计一维复合左右手漏波天线阵列
2.在此基础上，通过选取变容二极管作为加载元件，在固定频率点上通过
改变偏置电压实现扫描，通过仿真验证其辐射特性
3.参考圆极化天线的实现原理，对现有传输线辐射单元进行改进，在电压
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电压变化时，保证其极化方式为圆极化
4.为使变容二极管加载正确的直流偏置电压，设计了一种直流偏置网络，
该网络具有隔绝射频信号的作用同时不会对天线的轴比产生较大影响
5.通过仿真找出回波损耗较大的电压点，通过阻抗匹配网络，降低S11，从
而实现提高增益，扩展扫描角度的作用
6.最后将一维阵列扩展为二维阵列，利用波束重构技术实现离散扫描，并
验证其在两个方向上的扫描特性及轴比。

1.3.1技术指标要求
1.微带漏波天线工作频率：5.8GHz
2.在天线长边方向上，实现前向20度至后向20度的连续扫描
3.在正交方向上，实现左偏20度至右偏20度的离散扫描
4.所有扫描点天线增益均在10dB以上
5.所有扫描点的轴比均在6dB以下
1.3.2本文结构安排
第一章简要介绍相关技术背景及国内外发展现状，并提出主要设计指标。

第二章介绍传统传输线及复合左右手传输线的漏波特性及关键参数，重点考察了漏波天线的辐射特性，并通过仿真及理论分析进行验证。

第三章从传统漏波天线结构出发，构造圆极化特性稳定的漏波天线单元结构，并通过仿真进行验证，同时设计相应的阻抗匹配电路，保证传输效率。

第四章在第三章的基础上，利用波束重构技术，将一维线阵扩展为二维面阵，并验证其辐射性能。

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第2章复合左右手传输线及漏波天线理论分析
2.1引言
本章首先简要介绍传统微带天线及微带天线理论，并引出复合左右手传输线及基于复合左右手传输线的漏波天线的理论及分析方法，为圆极化漏波天线的设计奠定理论基础。

2.2传统微带天线理论及分析方法
2.2.1传统微带天线的结构及特点
微带天线是一种新型平面天线，它通常由介质板接地板，及附在介质板上的金属图案组成，馈电形式为微带线或同轴线，馈电原理如下：入射波在金属贴片与接地板之间激励电磁场，电磁波在传输至微带天线边缘处时，由于不连续性，产生向外辐射的电磁波，通常微带天线介质厚度与其工作波长相比可忽略不计，因而实现了一维小型化，是一种电小天线。

典型的微带天线结构如图2-1所示，中间层为介质板，介质下面的金属作为天线的地板，另一面是金属贴片，具有特定的形状，馈电方式常为微带线或同轴。

[20]
同其他常规天线相比，微带天线具有诸多优点得到广泛应用。

微带天线的常规分析方法基本理论主要有三种：积分方程法（IEM），传输线模型法（TLM），空腔模型法（CM）。

最早被提出的方法是传输线模型法，是最简单的理论分析方法，计算量较小是其优点之一，常用来分析矩形贴片。

谐振的微带天线被等效为一个半波长的传输线及一个等效阻抗，但这种分析方法只适用于分析矩形微带天线和微带振子，且由于该方法是基于谐振模型得到的，除了谐振点外，该方法对输入阻抗的计算并不准确[8,31]。

空腔模型理论（谐振腔模型理论），比传输线模型理论更严格也更实用，一般可以用于分析规则的贴片的微带天线。

它把薄微带贴片等效成上下为电壁、四周为磁壁的谐振腔。

由于考虑了高次模，因此计算出的阻抗曲线比比前一种方法所得结果更准确，而且计算量相近，满足了工程实际中应用的要求。

但此方法只限于基板较薄时，即厚度远小于工作波长的情况[8,32–35]。

积分方程法，即全波（FW）分析法，该方法最为最严格最准确，但计算量
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最大。

由于考虑了厚度的影响，准确性可以得到保障。

理论上它可以用于分析任意结构及厚度的微带天线，有时会受到计算机精度的限制，但随着计算机技术的发展，计算机硬件限制影响越来越小，该方法越来越受到重视[8]。

2.2.2传统漏波天线理论
漏波天线属于行波天线的一种，与传统微带天线不同的是，微带漏波天线并非谐振天线，其特点是沿传播方向尺寸较大，横向尺寸较小。

与同为天线的谐振天线相比，漏波天线和传统传输线反而有更多的相似处，传统传输线可看作漏波天线的一种特殊形式，即主瓣沿传输线的天线（需要注意的是即使如此，二者在理解及分析手段上有着本质的不同），漏波天线的工作可以简单地归纳为产生一个沿着天线平面法向方向的分量，使能量传播方向从传输线结构的束缚中摆脱出来，从而在空气中沿一定角度进行传输，该角度和法向分量及沿传输线的分量的比值有关。

从这一角度来看，决定一个导波结构究竟是传输线还是漏波天线，关键看其能否产生一个垂直的分量，能否使波前方向偏离导波结构方向。

由于这种天线带宽较宽且具备电控频扫特性，得到了广泛的研究及关注[10]。

微带漏波天线的结构如图2-2所示。

传统微带漏波天线可以看作一个微带馈电的矩形结构，微带漏波天线传输线的宽为W ，长为L ，介质板的高为h ，相对介电常数为 r 。

微带漏波天线辐射特性可用传输常数γ=α+j β来描述，其中α为衰减常数，β为相位常数。

当相位常数β满足（β<k 0，k 0=2πλ0为自由空间波数）时，天线工作于第一个高阶模（T E 01模），能量开始向外空间辐射。

微带漏波天线主波束方向角度θ为：
θ=90−arcsin
βk 0
(2-1)一般把主波束开始扫描的频点到sin θr =1的频率点间区域称为漏波区，由
图2-1微带线结构示意图[36]
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图2-2微带漏波天线结构示意图[36]
于该区域的相位常数较大，这个区域是微带漏波天线的工作区域，微带漏波天线性能主要由此区域内的漏波相位常数决定，当漏波天线工作频率增大时，等效波导波长减小，天线等效电尺寸也随之变大，微带天线各个阵元的相位发生变化，从而使得天线的阵因子的主瓣方向发生变化，天线的主波束发生偏转，从而使得微带天线的主瓣随着频率的改变而发生改变。

漏波天线主波束方向在y-z平面内，随着工作频率的增大向端射方向（z方向）偏移，也就是频扫特性[8]。

天线的复传输系数k z可由下面的方程组求得：
e jk z W=k x−ωµyω
k x+ωµyω
(2-2)
yω=
h
120λ
+j k0
r∆L
120π
(2-3)
式中∆L表示由于边缘效应，天线的等效尺寸略大于实际尺寸的，结合式2-1主波束方向的表达式可以看出在频率不变时，也可以通过其他方法（改变其他结构性参数）改变相移常数，从而实现波束扫描。

2.3复合左右手传输线理论
左手传输线一般是在普通微带右手传输线基础上，通过开槽，加载集总元件（如电容），同时对地过孔等技术手段实现的。

由于寄生电感及寄生电容的影响，左手传输线必然具备右手成分，故对于实际左手传输线结构而言，其电路单元等效电路模型如图2-3所示。

其中L R代表右手电感，往往来自于改造前传输线本身，传输线单元可看做一段电感，C L为左手电容，由开槽及加载集总元件实现，由于开槽的加入，电
-10-。