dcac变换技术

第6章 DC-AC变换技术 (200)

§6.1 逆变器分类、功率流向和波形指标 (200)

6.1.1分类 (200)

6.1.2 逆变器功率流方向 (201)

6.1.3 逆变器波形指标 (202)

§6.2 方波逆变器 (203)

6.2.1单相半桥式逆变电路 (203)

6.2.2单相全桥逆变电路 (205)

6.2.3傅立叶级数、方波逆变器输出谐波 (208)

6.2.4负载为感性负载的方波逆变器特性 (211)

6.2.4方波逆变器输出滤波 (213)

6.2.5 三相方波逆变器 (214)

§6.3脉冲宽度调制（PWM） (218)

6.3.1 PWM波形生成原理 (220)

6.3.2 PWM的调制方式与相关术语 (221)

6.3.3 PWM生成方法 (223)

6.4 交流滤波器设计 (234)

现代电力电子技术基础

第6章 DC-AC 变换技术

内容提要

介绍了DC-AC 变换器的分类、功率流向和波形指标，分析了方波逆变器（单相、三相方

波逆变器）的工作过程和输出波形，并进行了谐波分析，给出了滤波其设计的方法。对于PWM

调制的基本工作原理、相关术语和调制方式，计算方法作了详细的介绍。

把直流电变成交流电称为逆变，相应的功率变换装置被称为逆变器。如果把逆变器的交流侧

接到交流电源上，把直流电逆变成同频率的交流电送到

电网去，叫有源逆变；如果逆变器的交流侧不与电网连

接，而是直接接到负载，即把直流电逆变成某一频率的

交流电供给负载，则叫无源逆变。

图6-1 DC-AC 方框图

无源逆变在国民经济的各个领域得到了广泛的应

用，本章主要阐述无源逆变的基本工作原理、特点及其分析方法。 DC-AC 方框图如图6-1所示。

§6.1 逆变器分类、功率流方向和波形指标

6.1.1分类

逆变器分为单相和三相两大类。单相逆变器适用于小、中功率；三相逆变器适用于中、大功

率。这两大类按不同的特点又可分为：

1） 按输入电源特点

输入电压为恒压源称为电压源逆变器（Voltage Source Inverter 缩写VSI）或电压型逆变

器，如图6-2所示,电压源逆变器的输入特点是其输入具有理想电压源性质；输入为恒流源称为电

流源逆变器（Current Source Inverter 缩写CSI），或电流型逆变器，如图6-3所示，电流源逆变器输入为理想电流源，在实际应用中使用较少。 负载电压负载电流

图6-2 电压源逆变器 图6-3 电流源逆变器

电压源逆变器又可分为：

a、具有可变直流电压环节（Variable DC link）的电压源逆变器，如图6-4所示。由DC-DC

变换器或可控整流获得可变的直流电压，输出电压幅度取决于输入可变直流电压，输出电压频率

由逆变器决定。一般情况下，该变换器输出电压为方波。

b、具有恒定直流电压环节（Fixed DC link）的电压源逆变器，方块图如图6-5所示。其直

流电压恒定，输出电压幅度和频率利用PWM 技术同步调整。

现代电力电子技术基础 第6章 DC-AC 变换技术

图6-4 具有可变直流电压环节的电压源逆变器图 6-5 具有恒定直流电压环节的电压源逆变器

2） 按电路结构特点可分为半桥式、全桥式，推挽式和单管式逆变器。

3） 按器件的换流特点可分为强迫换流式和自然换流式逆变器。

4） 按负载特点可分为谐振式和非谐振式逆变器。

5） 按输出波形可分为正弦式和非正弦式逆变器。

工业用的特殊交流电源有变频变压电压源VVVF(variable voltage variable frequency)和

恒频恒压电压源CVCF(constant voltage constant frequency)。

6.1.2 逆变器功率流方向

无论逆变器输出是方波还是正弦，在负载为阻性负载时其输出电压和电流同相位，在负载为

感性或容性负载时，其输出电压滞后或超前电流。因此，在

任意时刻（除阻性负载）其输出功率的瞬时值有正有负。正

的输出功率表明逆变器输出功率，即能量从逆变器输入

（）向负载传输；负的输出功率表明逆变器工作于整

流状态，从负载向逆变器输入（）反馈能量。因此逆

变器必须能够工作在四个象限才能适应各种不同的负载情

,dc dc V I ,dc dc V

I

图6-6 逆变器输出瞬时电压和电流曲线 逆变器整流器逆变器整流器 图6-7 逆变器四象限工作情况

现代电力电子技术基础

况。

设逆变器输出电压为正弦，输出电流滞后于输出电

压φ弧度，在此负载情况下，其输出功率情况可以从图

6-6看出。图6-6为逆变器输出瞬时电压和电流曲线。

从图6-6和6-7中可知，在第一象限，逆变器输出

电压和电流均为正，为正，逆变器输出能

量；在第三象限，逆变器输出电压和电流均为负，

为正，逆变器输出能量；即在1、4象限，逆变器工作在逆变状态。在第二象限，逆变器输出电压为负，电流为正，为负，逆变器

从负载向逆变器输入（）反馈能量；在第三象限，逆变器输出电压为正，电流为负，

为负，逆变器从负载向逆变器输入（）反馈能量。即在2、3象限，逆变器工作

在整流状态。

o v o i o o v i P =o v o i o o v i P =o v o i o o v i P =dc dc V I o v o i o o v i P =,dc dc V

I 图6-8 功率开关管与反并联二极管

为了使逆变其能够在四个象限工作，功率开关管反并联一个二极管即可实现，连接如图6-8

所示。

6.1.3 逆变器波形指标

实际逆变器的输出波形总是偏离理想的正弦波形，含有谐波成分，为了评价输出波形的品质

质量，从电压角度引入下述几个参数指标：

1） 谐波因子（Harmonic Factor）

HF 第次谐波因子定义为第n 次谐波分量有效值同基波分量有效之值比，即

n n HF 1

V V HF n n = （6-1） 2）总谐波（畸变）因子TH (Total harmonic distortion factor)

D 定义：

21

3

,221)(1∑∞==n n V V THD （6-2） 该参数表征了一个实际波形同基波分量的接近程度。输出为理想正弦波的THD 为零。

3）畸变因子（Distortion factor）

DF 总谐波因子TH 指示了总的谐波合量，但它并不能告诉我们每一个谐波分量的影响程度，

畸变因子定义： D

现代电力电子技术基础 第6章 DC-AC 变换技术

21

3,2221)(1??????=∑∞

=n n n V V DF （6-3） 对于第次谐波的畸变因子定义如下：

n n DF 21n

V V DF n n = （6-4） 对逆变器来讲，性能指标除波形参数外，还有如逆变器效率、比功率等性能指标。

§6.2 方波逆变器

现代电力电子技术基础

在纯电阻负载R 情况下，或都不参与导通，在和互相轮流导通，输出波形为方

波，其幅值为1D 2D 1Q 2Q 2

in V ，其输出电压有效值为： 2422

120200in T in AB V dt V T v =??????=∫ （6-5） 负载电流波形和AB υ相同，幅值R

V i in R =，如图6-9（b）所示。其瞬时值表达式为： ∑∞

==...5,3,1sin 2n in AB t n n V v ωπ （6-6） 02f πω=——输出电压角频率。

当时，其基波分量的有效值为：

1n =in in AB V V V 45.0221==π

（6-7） 为保证电路正常工作，和不能同时导通，否则将出现直流侧短路现象。改变和的

激励信号的频率，输出电压的频率也随之改变。

1Q 2Q 1Q 2Q 当负载为纯电感负载时，若管在关断，由于电感中的电流不能突然改变方向，此时

即使管加上驱动信号，负载电流也必须通过流动，直到1Q /2s T 2Q L i 2D 0=L i 才能导通。时负载

电流开始反向，管流过电流，同样关断时负载电流也要通过流动，直到时才

能导通，当二极管或导通时能量返回电源。

0=L i 2Q 2Q L i 1D 0=L i 1Q 1D 2D 电感电流为三角波，在或导通期间，在L i 1Q 2Q AB υ作用下，线性增长，L i y y f

in L D D L V I ,2max =是和的占空比，1Q 2Q 2

/s on y T T D =。截止后，维持原方向流动，电流经续流，于是1Q L i 2D AB υ变负，2/in AB V ?=υ。在此电压作用下下降，下降速度与增长速度相同。由此可见，感性负载时

和、和是轮流导通的。

L i 1Q 2Q 1D 2D 由于或续流，电压1D 2D AB υ形成一个负(正)的面积。如果或导通时间超过，1Q 2Q /4s T AB

υ波形为1800

方波，电感电流成为正负面积对称的三角波，不再受或导通时间变化的影响，1Q 2Q

流变化率为L

V dt di in L =，该电流在时达到最大值，即在和将关断时达到最大值，和关断后，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，因此和导通续流，于

是on T t =1Q 4Q 1Q 4Q 3D 2D in AB V ?=υ。在这个电压作用下，电感电流减小，减小速度与和导通时的增长速度相同。

1Q 4Q

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0=L i 时，和导通，负载电流开始反向流过，负载L 的电流从零反向增加，电流变化率为

2Q 3Q L

V dt di in L =，该电流在on T t =时达到最大值，即在和将关断时达到最大值，和关断后，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，因此和导通续流，于是

2Q 3Q 2Q 3Q 1D 4D in AB V =υ。

由于、(或、)续流，电压2D 3D 1D 4D AB υ形成一个与导通期间伏秒积相等的负(正)的面积。

如果和（和）导通时间超过1Q 4Q 2Q 3Q 4

s T ，AB υ波形为1800方波，电感电流成为正负面积对称的三角波，不再受或导通时间变化的影响。由此可见，全桥逆变器在感性负载时不宜采用

双极性控制方式。

1Q 2Q AB υ的有效值和瞬时值为：

in T in s AB V dt V T V s =??????=∫2

12022 （6-8）

??

????+++= t t t V v in AB ωωωπ5sin 513sin 31sin 4 （6-9） S f πω2=——为输出电压角频率。

当n=1时，其基波分量的有效值为：

in in AB V V V 9.0241==π

（6-10） 显然当电源电压和负载不变时，其输出功率是半桥电路的4倍。

2)受限双极性控制方式

流动，形成由、负载L 和构成的续流回路，3D 4Q 0=AB υ， 由于该电路中没有外电源，若不计

电路损耗，则电感电流保持不变，直到2

s T t =时，关断，和导通，电感电流才开始下降。在此工作方式下，4Q 2Q 3Q L i AB υ仅与开关器件的状态有关，与负载性质和大小无关。

现代电力电子技术基础 第6章 DC-AC 变换技术

t n A t n A t n A n n n n n n ω?ω??ωsin cos cos sin )sin(+=+ 令：2

00a A =，n n n A a ?sin =，n n n A b ?cos =，θω=t ，则： ()∑∞

=++=1

0)sin cos (2n n n n b n a a t f θθ （6-12） 其傅立叶系数为：

()200

1

a f t π

d θπ=∫ （6-13）

()20

1cos()n a f t n π

d θθπ=∫ （6-14）

()20

1sin()n b f t n π

d θθπ=∫ （6-15）

当周期为2π的()f t 为奇函数时，它的傅立叶系数为：

0=n a

()0

2sin()n b f t n π

d θθπ=∫ （6-16）

当周期为2π的()f t 为偶函数时，它的傅立叶系数为：

()0

2cos()n a f t n π

d θθπ=∫ （6-17）

=n b

（6-18）

2)方波逆变器输出波形傅立叶分解 由于方波逆变器输出方波为奇函数，所以有：

0=n a ，()00

22sin()sin()dc

n V b f t n d n ππ

d θθθππ==

∫∫θ 解上式得：

[][)cos(12|)cos(20ππθππ

n n V n n V b dc

dc n ?=?=] （ 6-19）

现代电力电子技术基础

当n 为偶数(even )时，1)cos(=πn ，所以0=n b ；

当n 为奇数（odd）时，1)cos(?=πn ，所以： πn V b dc n 4=，方波输出的傅立叶表达式可写成

o v 01,3,5,4sin dc n V n v n t θωθπ∞===∑…

（6-20）

基波为1

3次谐波为0.335次谐波为0.27次谐波为0.14

9次谐波为0.1111次谐波为0.09

图6-13 方波逆变器输出频谱 因此，我们得出方波逆变器输出的

频谱图，如图6-13所示，并有以下结论： （1）方波逆变器输出的方波谐波幅

度随着n 的增加而减小，其减小系数为n ；

(2)偶次谐波不存在；

(3)最低次谐波为3次谐波；

(4)由于基波和谐波频率差较小，低

通滤波器设计相当困难。

图6-14为方波的各次谐波时域图。

3) 准方波QSW（Quasi-square wave）

傅立叶分析

图6-15为一个准方波波形，显然它

是一个奇函数，因此有 0=n a

()[]222sin()cos |cos()cos()dc dc n V V b f v n d n n πα

παααθθθαππππ

????==?=???∫α?整理上式得：

[][]

2cos()cos()cos()2cos()1cos dc n dc V b n n V n n n απαπαππ=

?=?

如果n 是偶数（even），则

0=n b 如果n 是奇数（odd），则

απ

n n V b dc n cos 4=

（6-21） 准方波的基波幅度为： 逆变器输出基波3次谐波

5次谐波 图6-14 方波的各次谐波

现代电力电子技术基础 第6章 DC-AC 变换技术

απ

cos 41n V b dc =

图6-15 准方波波形

由式6-22可以知道，基波的幅度可

以通过改变α而被控制。 同理，准方波的三次谐波幅度为

απ

3cos 43n V b dc = ，当时， 。即准方波的三次谐波为零。

o 30=α03=b 一般地，当n

o

90=α时，n 次谐波将为零。 6.2.4负载为感性负载的方波逆变器特性

前面讨论的方波逆变器负载为两种情况，纯电阻负载和纯电感负载，一般说来，负载总是电

感和电阻同时出现，Z R j L ω=+，因此负载电压和电流有相位差，电流滞后于电压。

我们再次以图6-10全桥逆变器主电路为例，分析在Z R j L ω=+时的工作情况。

从式（6-20）方波输出的傅立叶表达式可知01,3,5,4sin dc n V v n n θπ∞

==

∑…，因此其输出电流的傅立叶表达式可写为： 1,3,5,4sin(),dc o n V i n n Z n t θ?θωπ∞

==?∑…= （6-22） 式中Z R jn L ω=+。当R 较小，若忽略R ，则式（6-22）可写成

1,3,5,4sin()dc o n n V i n n n L

t ω?πω∞==

?∑… 电流谐波的幅度与谐波次数的平方成比例（21n ），电流的最低次谐波3次谐波的幅度为基波的19，因此可以把电流近似写成基波形式

1

4sin()sin(tan )dc o o L V L i I t Z R ωθ?ωπ?=?=? （6-23）

现代电力电子技术基础

?就是电压和电流的相差。

1模式2

Q 2

D 2模式Q 2Q 24

D 4

模式Q 2Q 2

D 3

模式Q 2Q 24

D ()a 1

模式02πθ≤<模式22π

θπ≤<模式3

32ππθ≤<模式2322πθπ≤<()b

图6-16 全桥逆变器工作模式分析

在R L ?负载下，全桥逆变器工作过程可以分为4个模式，如图6-16（a）所示。

模式1，和从0角度开始导通，由于电流滞后电压，所以流过负载的电流为负，它沿

着二极管和流动，和零电流导通。

1Q 4Q o i 1D 4D 1Q 4Q 模式2开始于负载电流过零，过零时刻角度为?，在此时刻电流流过和。

1Q 4Q 在模式1和模式2负载上的电压相同，为正电压。

现代电力电子技术基础 第6章 DC-AC 变换技术

模式3开始于π，此时，和被强迫关断，和开始导通，负载中的电流要仍然保

持原来的方向，因此它沿着二极管和流动，虽然和导通，但无电流流动。此时负的

电压加在负载上，并保持到模式4。

1Q 4Q 2Q 3Q 2D 3D 2Q 3Q 模式4开始于π?+，此时输出电流过零，在此时刻电流流过和，在22Q 3Q π时刻，和被强迫关断，和开始导通，进入下一循环周期。

2Q 3

Q 1Q 4Q 负载电压和电流、电源电流如图6-16（b）所示。

若采用移相工作方式，其输为准方波QSW（Quasi-square wave），从傅立叶分析可知，输出的傅立叶表达式为

01,3,5,4cos()sin ,dc n V v n n n t αθθωπ∞

===∑… （6-24）

设图6-15中的脉宽为δ，则2παδ?=，2πδα?=，代入式（6-26）得

01,3,5,4sin sin ,2dc n V n v n δn t θθωπ∞===∑…

（6-25） 调节α即调节了δ，也就是调节了输出电压的大小。

6.2.4方波逆变器输出滤波

方波逆变器输出是一交变方

波电压，在某些场合可以直接应

用，例如在驱动交流电机等应用

中；在另一些场合，方波逆变器

输出就必须进行滤波，才能满足

应用的需要。

通常采用LC 低通滤波器

（low pass filter）滤除方波逆

变器输出方波的高次谐波，将LC

低通滤波器置于方波逆变器输出

和负载之间，如图6-17所示。

在方波逆变器中，其输出幅

度为输入直流电压幅度，无法控

制其输出电压幅度和谐波。对某一频率的输出，其谐波总是基波频率的3倍、5倍、7倍等，采用

LC 低通滤波器滤除谐波很困难。 低通滤波 图6-17 LC 低通滤波器置于方波逆变器输出和负载之间 LC 低通滤波器的截止频率是固定不变的，滤波器的体积由滤波器的VA 额定值确定。为了减

小滤波器的体积，必须采用PWM 开关方案。

S1 S4

S3

S6

S5

S2

D1D3D5

D4D6D2

S5'

S2'

S3'

S6'

S1'

S4'

D5'D3'D1'

D2'D6'D4'

*

*

*

R

Y

B

D

E

F

6-18 三个单相逆变器组成的三相逆变器

6-19 常用的三相桥式逆变电路

三相方波逆变器

现代电力电子技术基础 第6章 DC-AC 变换技术

1、 区间1（30π

ω≤≤t ）

在此区间开关S5，S6，S1导通，其余断开，等效电路如图6-21a 所示。

3

23

322

3211dc

YN dc

BN RN dc

E dc E V R i u V u u R V R V i R R R R ?=?======+= （6-26）

2、 区间2（323π

ωπ

≤≤t ）

在此区间开关S6，S1，S2导通，其余断开，等效电路如图6-21b 所示。

S1

S2b

S3b S4S5b

S6b

图6-20 6个开关的驱动信号（1800导电类型）

3

23

23223

2222dc

BN YN dc

RN dc

E dc

E V R i u u V R i u R V R V i R

R

R R ?=?=====

==+= (6-27)

3、 区间3（πωπ

≤≤t 32）

在此区间开关S1，S2，S3导通，其余断开，等效电路如图6-21c 所示。

现代电力电子技术基础

3

23

2322

32333dc

YN RN dc

BN dc

E dc E V R i u u V R i u R V R V i R R R R ===?=?====+= (6-28)

4、 区间4（34π

ωπ≤≤t ）

在此区间开关S2，S3，S4导通，其余断开，等效电路如图6-21d 所示。

3

23

23223

2444dc

BN RN dc

YN dc

E dc E V R i u u V R i u R V

R V i R

R

R R ?=?=======+= (6-29)

5、 区间5（3534π

ωπ

≤≤t ）

在此区间开关S3，S4，S5导通，其余断开，等效电路如图6-21e 所示。

3

23

23223

2555dc

YN BN dc

RN dc

E dc E V R i u u V R i u R V

R V i R

R

R R ===?=?====+= (6-30)

6、 区间6（πωπ

235≤≤t ）

在此区间开关S4，S5，S6导通，其余断开，等效电路如图6-21f 所示。

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3232322

32566dc

YN RN dc BN dc

E dc E V R i u u V R i u R V R V i R R R R ?=?===

====+

=

(6-31)

图6-21 全桥逆变器开关不同组合时的等效电路图

由式6-26～6-31可以画出，和的波形，如图6-22所示，图6-22的波形每个周

期由六个阶梯组成，因此又称为六阶梯波。我们称、、为逆变器相电压；、、

为逆变器线电压。

RN u YN u BN u RN u YN u BN u RY u RB u YB u 当G 点和点连接时，与上述分析过程一样，分为6个区间：

N 区间1（30π

ω≤≤t ），S5，S6，S1导通， 2

,2dc YN dc BN RN V u V u u ?===； 区间2（323πωπ

≤≤t ），S6，S1，S2导通，2

,2dc BN YN dc RN V u u V u ?===； 区间3（

πωπ≤≤t 3

2）在此区间开关S1，S2，S3导通，2,2dc YN RN dc BN V u u V u ===?=； 区间4（34πωπ≤≤t ），开关S2，S3，S4导通，2,2dc BN RN dc YN V u u V u ?===；