基于航空交流电网的Boost_半桥组合式软开关谐振PFC变换器

第31卷第9期中国电机工程学报V ol.31 No.9 Mar.25, 201150 2011年3月25日Proceedings of the CSEE ©2011 Chin.Soc.for Elec.Eng.文章编号：0258-8013 (2011) 09-0050-08 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470·40基于航空交流电网的Boost/半桥组合式软开关谐振PFC变换器郑昕昕，肖岚，王勤(新能源发电与电能变换重点实验室(南京航空航天大学)，江苏省南京市 210016)Boost/half-bridge Combined Soft-switching Resonant PFC Converter forAirborne AC SystemZHENG Xinxin, XIAO Lan, WANG Qin(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion(Nanjing University of Aeronautics & Astronautics),Nanjing 210016, Jiangsu Province, China)ABSTRACT: This paper investigated on a power factor correction (PFC) converter composed of a Boost converter and a half-bridge converter. It works in the continue current mode (CCM) mode, and only in the output of the half-bridge converter it has the energy storage capacitor to balance the instantaneous power. The level of capacitors at the output of the Boost converter can be reduced with a reasonable control method. The leakage inductance of transformers performed resonant to achieve soft-switching effect. The topology of PFC converters, control logic, soft-switching conditions, and feasibility of capacitance reduction were discussed. The results of simulation and experiments showed that the PFC converter has a good property, which can satisfy the requirements of GJB181A.KEY WORDS: power factor correction; Boost converter; half-bridge converter; soft-switching; resonant摘要：研究一种采用Boost变换器和半桥变换器级联所构成的功率因数校正(power factor correction，PFC)变换器拓扑，其工作在电流连续模式(continue current mode，CCM)模式下，仅在半桥变换器输出端使用储能电容补偿瞬时输入输出功率的不平衡。

半桥变换器桥臂电容作为Boost变换器输出端电容。

通过适当的控制策略，降低了容值，无需高耐压等级的电解电容，提高了电路工作的可靠性。

变压器漏感参与谐振，实现了半桥变换器功率管的软开关。

分析PFC变换器的电路拓扑，给出前后级的控制逻辑关系，讨论软开关实现的条件以及减小电容规格的可行性，给出仿真及实验结果，证明该变换器具有良好的性能，满足GJB181A的要求。

关键词：功率因数校正；Boost变换器；半桥变换器；软开关；谐振0 引言航空领域对电子设备的工作电源有着很高的要求，不仅要求其输出电压稳定，动态性能良好，还要求尽量减小设备运行时对航空交流电网造成的谐波污染，以避免“二次效应”所造成的电网电压畸变和对其它用电设备的干扰。

功率因数校正(power factor correction，PFC)技术作为治理谐波污染的一种行之有效的方法，在该领域得到广泛应用[1-3]。

PFC拓扑可以采用Boost、Buck和Flyback等结构，其中Boost结构具有输入电流不会突变、开关功率管容易驱动等其它结构所不具备的优势[3]，且能实现高功率因数。

因此，目前PFC变换器多采用Boost结构。

Boost/半桥组合式PFC变换器由Boost变换器和半桥变换器级联构成，在中大功率场合有较多的应用。

目前所研究的Boost/半桥组合式PFC变换器采用对Boost变换器和半桥变换器分别进行独立控制的方法[4]，Boost变换器实现输入端功率因数校正和稳定Boost级输出电压，半桥变换器实现电气隔离和输出电压调节。

这种方法需要两套控制电路，实现较为复杂。

此外，Boost变换器输出端需使用大容量和高耐压等级的电解电容，以补偿瞬时功率的不平衡并实现稳压，然而这种电解电容体积和重量都很大，且在航空的低温环境下容易失效，严重影响电源的工作可靠性[5-8]。

而半桥隔离变换器中，变压器原边具有较大的漏感，其所存储的能量无法第9期郑昕昕等：基于航空交流电网的Boost/半桥组合式软开关谐振PFC变换器 51耦合到负载，从而降低了变压器的效率[9]。

此外，漏感还会与电路中的分布电容以及变压器线圈的分布电容组成振荡回路，使电路产生振荡并向外辐射电磁能量，造成电磁干扰。

针对上述问题，本文研究基于航空交流电网的Boost/半桥组合式软开关谐振PFC变换器，该变换器仅使用一套控制电路，实现简单，并可有效地降低电容规格。

本文详细分析PFC变换器的工作原理和工作模态，介绍前后级控制逻辑关系，讨论半桥电路功率管实现软开关的条件和减小Boost输出端电容规格的可行性，最后给出仿真和实验结果。

1 原理分析1.1 工作模态如图1所示，Boost/半桥组合式软开关谐振PFC 变换器由Boost变换器和半桥隔离变换器组成，其中L为储能电感，S0为Boost变换器的主功率开关管，D0为整流二极管；Boost变换器和半桥变换器共用电容C p1、C p2，两电容容值相等；S1和S2为半桥变换器的功率管，其两端分别并联二极管D1、D2和谐振电容C1、C2，L ik和L m分别为变压器原边漏感和励磁电感，u d为Boost变换器的输出，i T为变压器原边电流，其参考方向如图1所示。

变压器副边电压经整流二极管D3、D4全波整流后接输出滤波电容C o，R o为等效负载电阻。

图1 Boost/半桥组合式软开关谐振PFC变换器Fig. 1 Boost/half-bridge combined soft-switchingresonant PFC ConverterPFC变换器工作在连续导通模式下，图2为Boost/半桥组合式软开关谐振PFC变换器的关键波形图，波形从上到下依次为S0的驱动信号u g0，S1和S2的驱动信号u g1、u g2，电感电流i L，励磁电感两端电压u m，变压器原边电流i T，其中虚线部分为励磁电流。

Boost变换器输出电压u d，谐振电容C p1、C p2两端电压u cp1和u cp2。

S0受闭环控制，以固定频率f s进行开关，采用平均电流法控制其占空比。

S1和S2以一定的死区时间互补导通，开通时刻均滞后S0的开通时刻一个死区时间，开关频率为S0开关频率的一半，即f s/2。

iuiuuuu g1, u图2 变换器关键波形示意图Fig. 2 Key waveforms of the converter为方便分析，假设所有功率管和二极管均为理想器件，不考虑开关时间及导通压降，C p1、C p2容值均为C p，C1、C2容值均为C。

由于半桥变换器两功率管S1和S2的工作过程是完全对称的，故仅分析S2开通过程中电路的工作模态，各模态变换器电流方向如图3所示，其中输入端为全桥整流后的电压。

由于输出电压值恒定，其等效到变压器原边可看作一电压源±U o1，在S2开通过程中等效输出电压为正，即U o1。

故可将变换器各模态等效为图4所示电路。

1）工作模态1[t0−t1]。

t0时刻前，S2和S0处于关断状态。

t0时刻，开通S0，关断S1，此时C p1、C p2与C1、C2都参与谐振，C p2充电，C p1放电，两电容共同承受Boost变换器的输出电压，电容两端电压很高。

对C p1、C p2来说，它们的容值比C1、C2大得多。

当流过电容的电流相同时，电容电压与容值成反比，故C p1、C p2两端电压的波动值很小，远小于它们在t0时刻的初值u cp1(t0)和u cp2(t0)，在分析时可以将C p1、C p2两端电压近似看作不变，其值分别为U cp1和U cp2，该模态下电路的等效模型如图4(a)所示。

其中C2放电，C1充电，图中标出了它们的电压方向，流过C1、C2的电流相等，可根据电路等效模型列出KCL和KVL方程。

c1c2c1c2p pd dd du ui i i C C it t+=⇒−= (1)pc1ik o1cp1ddiu L U Ut+=+(2)52 中 国 电 机 工 程 学 报 第31卷c2iko1cp2d d pi u L U U t−+=− (3)式中i p 为流过变压器原边的实际电流。

当电流方向与参考方向相同时，i p =i T ；电流方向与参考方向相反时，i p =−i T 。

(a) 模态1[t 0−t 1](b) 模态2[t 1−t 2](c) 模态3[t 2−t 3](d) 模态4[t 3−t 4](e) 模态5[t 4−t 5]图3 变换器各模态下电流方向Fig. 3 Current path of each mode(a) 模态1[t 0−t 1]U cp2(b) 模态2[t 1−t 2]U cp2(c) 模态3[t 2−t 3](d) 模态4[t 3−t 4](e) 模态5[t 4−t 5]图4 变换器各模态等效电路Fig. 4 Equivalent circuits of each switching mode令ωr =1/(L ik C)1/2，Z r =(L ik /C)1/2，得出电容电压和电感电流变化方程如下。