LLC关键点电流计算-20140213
LLC波形各点电流计算谐振电感计算
LLC波形各点电流计算谐振电感计算LLC波形是一种常用于电源电路和电动汽车充电器等领域的谐振拓扑结构。
它由一个输入电容、一个串联电感和一个并联电容组成。
LLC波形的特点是具有零电压开关损耗和零电流开关损耗，因此具有高效、高稳定性和高功率密度的优点。
在LLC波形中，电流变化是一个重要参数，它不仅影响到电路的工作效果，还会对电子元件的使用寿命产生影响。
首先，我们需要计算LLC波形中的各点电流。
假设输入电压为Vin，输入电源频率为f，电感值为L，电容值为C1和C2，电阻值为R，输出电压为Vout。
根据电路结构和工作原理，我们可以得到以下各点电流的计算公式：1. 输入电流（Iin）：由于输入电容C1与电源电压Vin串联，所以输入电流Iin等于C1的导数，即Iin = C1 * dVin/dt。
2. 电感电流（IL）：电感电流IL等于电感L的电压积分，即IL = (1/L) * ∫Vout dt。
其中，Vout是输出电压。
3. 并联电容电流（Iout）：由于并联电容C2与输出电压Vout串联，所以并联电容电流Iout等于C2的导数，即Iout = C2 * dVout/dt。
4. 并联电容电流平均值（I_avg）：由于LLC波形是周期性的，所以并联电容电流Iout是周期函数。
我们通常关注的是平均值，其计算公式为I_avg = (1/T) * ∫，Iout， dt，其中T为周期。
谐振电感作为一种拓扑结构的重要组成部分，其主要作用是维持电流的稳定性和降低损耗。
1.电感（L）：电感的值一般由设计要求来确定，可以根据所需要的电流和电压变化来进行计算。
2.电流（I）：电感的额定电流应该大于等于所需要的电流。
通过电感的电流来计算电感的容量，可以使用以下公式：L=V/(I*f)。
其中，V 是电源的额定电压，I是所需电流，f是电源的频率。
3. 对电感容量的限制：电感的容量不能无限制地增加，否则会导致电感体积和重量的增加。
LLC电路基本原理分析及公式推导
Vin
Coss2 Lp Q2 D2
Vout
Q1 and Q2 are OFF (dead-time) D1 and D2 are OFF; V(D1)=VD(2)=0; transformer’s secondary is open I(Ls+Lp) charges COSS1 and discharges COSS2, until V(COSS2)=0; Q2’s body diode starts conducting I(D1) is exactly zero at Q1 switch off Phase ends when Q2 is switched on
Vin
Coss2 Lp Q2 D2
Vout
Q1 is OFF, Q2 is ON D1 is OFF, D2 is ON; V(D1)=-2·Vout Lp is dynamically shorted: V(Lp) =-n·Vout. Cr resonates with Ls, fr1 appears Output energy comes from Cr and Ls Phase ends when Q2 is switched off
Dead-time
Gate-drive signals
ZVS !
HB mid-point Voltage Resonant cap voltage Tank circuit current >0 Transformer currents
Magnetizing current V(D1)<0
Diode voltages I(D1)=0
CrΒιβλιοθήκη LsVinQ2Lp
Vout
LLC tank circuit
全桥LLC计算表格e cel
谐振电容设计 Vcr=n*Vo+Io/(4*n*Cr*fsmax)
耐压 1000V， 两并两 串？
输入电压 最低输出电压 最高输出电压 输出额定电压 最低工作频率 输出满载电流 输出二极管压降 给定K值 输出额定功率 理论变比 最低输入电压增益 最高输入电压增益 谐振频率点 最高工作频率 输出电阻最小值 原边等效电阻 可安全工作的最大品质因数
谐振电感 谐振电容 变压器初级感量为
辅谐振和MOS管结电容Coss和 最小死区时间预估 实际死区时间 检验用Imyan
Vin Vomin Vomax Vout fmin Io Vd K Pout n Gmin Gmax fr fmax RL Rac Qmax Q Lr Cr Lm
Cp Td Tdr Imyan Ip
直流母线最高电压值 谐振电流有效值 流过MOS管的有效值
整流二极管电压应力
整流二极管平均电流值
通过每个桥臂二极管的电流有效值 次级电流有效值 初级电流有效值 励磁电流有效值
IC1 IL
Vcr
主变压器设计
16.7
mm
48
mm
24.8
mm
776.24
mm^2
0.35
500
A/cm^2
0.2
T
461 mm2
1.77 cm^4
35.78 mmm^2
1 mm^2
0.198 mm
0.1000 mm
50.05 股
66.42 股 0.670
谐振电感设计
Td≥4*Cp*fmax*(Lr+Lm)
Im=Vin/(4*fmax*(Lr+Lm)/1000000) 用于检验的 Ip=Cp*Vin/Tdr（40pF是辅谐振电容值，600ns是预计死区时间 和整流二极管参数计算
LLC集成变压器推导计算
LLC集成变压器推导计算LLC(L-L-C)集成变压器是一种绝缘变压器，由三个独立的电感器组成，分别是L1、L2和L3、它还包括两个电容器C1和C2以及一个输出变压器T。
LLC集成变压器在一些功率因数纠正电路和逆变器应用中非常常见。
在这个推导计算中，我们将使用一些基本电路理论来分析LLC集成变压器的性能。
首先，我们将定义一些符号：- Vin：输入电压- Vout：输出电压-Vc1,Vc2：分别是C1和C2的电压-IL1,IL2,IL3：分别是L1、L2和L3的电流-Io：输出电流-N1,N2：输入和输出变压器的匝数比现在，让我们开始推导计算LLC集成变压器。
1. 首先，我们可以利用电路分压原理来计算输入电压Vin与C1的电压Vc1之间的关系。
根据电路分压公式，我们可以得到以下方程：Vin = Vc1 + Vc22.接下来，我们可以利用电感器方程来计算各个电感器上的电流。
根据电感器方程，我们可以得到以下方程：Vc1 = L1 * diL1/dtVc2 = L2 * diL2/dtVout = L3 * diL3/dt3. 如果我们假设输出电流Io保持恒定，我们可以使用输出变压器的方程来计算输出电压Vout与输出电流Io之间的关系。
根据输出变压器方程，我们可以得到以下方程：Vout = N2 * Io * diL3/dt4. 最后，我们可以应用Laplace变换来得到传输函数，通过将所有未知量表示为频率域的复数变量。
通过代入以上方程，我们可以得到LLC集成变压器的传输函数：H(s) = Vout(s) / Vin(s) = (N2 * Io) / (s * (s * (L1 * L2 +L1 * L3 + L2 * L3) + (L1 + L2) * (C1 * (L1 * L2 + L1 * L3 + L2 * L3) + N2^2 * Io^2)))这个传输函数可以用于根据输入电压Vin和输出电流Io来计算LLC集成变压器的输出电压Vout。
llc励磁电流计算公式
llc励磁电流计算公式概述在电力传输和变换系统中，经常需要计算l lc励磁电流。
本文将介绍l l c励磁电流计算的公式和相关注意事项。
励磁电流的定义励磁电流是指为了激励电力设备正常运行所需要的电流。
在ll c系统中，励磁电流对于保证设备的正常运行至关重要。
ll c励磁电流计算公式根据ll c系统的特性，励磁电流可以通过以下公式来计算：I_ex ci ta ti on=K*V*c os(φ)其中：-`I_ex ci ta ti on`表示励磁电流，单位为安培（A）-`K`表示系数，根据具体设备的参数而定-`V`表示电压，单位为伏特（V）-`φ`表示电压相位差，单位为弧度（ra d）公式解读上述公式中，励磁电流的计算结果取决于系数K、电压V和电压相位差φ的值。
下面对这些参数进行逐一解读：系数K系数K是根据具体设备的参数而定的，不同的设备具有不同的系数值。
系数K的大小受到励磁系统结构、磁路参数和设备特性等因素的影响。
电压V电压V表示供给l lc系统的电压大小，它是励磁电流计算的重要参数之一。
通常，电压V是由电力系统的输电线路提供的。
电压相位差φ电压相位差φ是指励磁电流与电压之间的相角差异。
它的取值范围为0到π，其中0表示电流和电压处于完全同相，π/2表示电流和电压相位差90度。
注意事项在使用l lc励磁电流计算公式时，需要注意以下几点：1.系数K的确定应根据具体设备的参数进行选择，不同设备具有不同的系数值。
2.电压V的值应准确地输入，以保证计算结果的准确性。
3.电压相位差φ的取值应符合实际情况，应注意电流和电压的相位差异。
结论本文介绍了l lc励磁电流计算公式，通过该公式可以计算出l lc系统的励磁电流。
在实际应用中，需要根据具体设备的参数确定系数K，并准确输入电压V和电压相位差φ的值。
励磁电流的准确计算对于保证l lc 系统的正常运行至关重要。
希望本文对您理解ll c励磁电流计算公式有所帮助！。
LLC谐振回路电流 (tank current) 分析与测量
LLC谐振回路电流(tank current) 分析与测量这篇应用报告为您介绍对LLC谐振回路电流的分析。
文章讨论和比较了功率电阻、电流变换器和电流探针三种电流测量方法，并介绍了这些电流测量方法的优点、缺点和应用情况。
实验结果与理论分析相一致。
摘要在许多应用中，都要求前端转换器具备宽输入电压范围和高效率。
由于在宽输入电压范围时效率较低，因此大多数PWM DC-DC转换器都不能满足这些要求。
因其电压增益特性和小开关损耗特点，人们提出使用LLC来实现高效率和宽输入电压范围要求【1】。
这篇应用报告为您介绍对LLC谐振回路电流的分析。
文章讨论和比较了功率电阻、电流变换器和电流探针三种电流测量方法，并介绍了这些电流测量方法的优点、缺点和应用情况。
实验结果与理论分析相一致。
1 引言LLC是前端DC-DC转换器的最佳备选项，它可以满足宽输入电压范围和高效率要求。
UCC25600专为使用谐振拓扑结构的DC/DC应用而设计，特别是LLC半桥谐振转换器。
这种高度集成的控制器只有8支引脚，并使用小尺寸封装，它可以极大简化系统设计和布局，同时还可以缩短产品上市时间【2】。
因此，我们把LLC半桥谐振转换器作为一个例子，来分析谐振回路电流。
2 谐振回路电流分析图1为一个LLC谐振半桥转换器电路。
♦S1和S2为一次MOSFET。
♦CS1和CS2为MOSFET漏极和源极之间的寄生电容器。
♦DS1和DS2为MOSFET的体二极管。
♦ Lr和Cr为谐振电感器和谐振电容器。
♦Lm为变压器的磁电感器。
♦ n为一次和二次线圈的匝数比♦二次整流器包含D1和D2。
♦ CO为输出电容器。
♦RL为负载。
♦ Vin为输入电压，而VO则为输出电压。
图1 LLC谐振半桥转换器LLC 谐振转换器共有2个谐振频率：一个由Lr和Cr产生，如方程式1所示;另一个由Lr、Lm和Cr产生，如方程式2所示。
一般而言，按照设计，正常输入电压时LLC工作在fr频率下，从而实现最佳效率。
LLC计算权威
Q1
Vin
Vd
Q2
Lr
n:1
Cr
Ro + VO
-
图 1. 半桥 LC 串联谐振转换器
Q1
Vin
Q2
Lr
n:1
Lshunt ( Lm )
Cr
图 2. 半桥LLC谐振转换器
Ro + VO
-
LLC谐振转换器具有许多超越串联谐振转换器的优点。 它能够在较宽的电源和负载波动范围内调节输出，而 开关频率波动却较小。 在整个工作范围内，能够获得 零电压开关（ZVS）。 全部固有的寄生参数均可以用 于实现软开关，包括所有半导体器件的结电容、变压 器漏感与励磁电感。
在各种类型的谐振转换器中，最简单和最普遍的谐振 转换器为 LC 串联谐振转换器，其中整流器-负载网络 与 LC 谐振网络串联，如 图 1 [2-4]所示。 在该电 路结构中，LC谐振网络与负载一起形成分压器。 通过 改变驱动电压Vd的频率，可以改变该谐振网络的阻抗。 输入电压在谐振网络阻抗与反射负载之间进行分压。 由于分压作用，LC 串联谐振转换器的 DC 增益总是小 于1。在轻载条件下，相比谐振网络的阻抗而言，负载 阻抗很大。全部输入电压都被施加到负载上。 这使得 轻载下很难调节输出。 在空载时，为了能够调节输出 ，理论上谐振频率应该为无限大。
Io
ID
Ro +
VO
-
图 3. 半桥LLC 谐振转换器的原理图
Ip Im
应用指南
IDS1
ID
Vin Vd
Vgs1 Vgs2
图 4. 半桥LLC谐振转换器的典型波形
谐振网络的滤波作用可以采用基波近似原理，获得谐 振转换器的电压增益，这需要假定方波电压的基波分 量输入到谐振网络，并传输电能至输出端。 由于次级 端整流电路可作为阻抗变压器，所以其等效负载电阻 与实际负载电阻并不相同。图 5所示为该等效负载电 阻的推导方式。 初级电路由正弦电流源Iac代替，方波 电压VRI出现在整流器的输入端。 由于|Iac|的平均值为 输出电流 Io，则Iac可以描述为
LLC计算最全套路
LLC计算最全套路不断增加的开关电源功率密度，已经受到了无源器件尺寸的限制。
采取高频运行，可以大大降低无源器件，如变压器和滤波器的尺寸。
但是过高的开关损耗势必成为高频运行的一大障碍。
为了降低开关损耗和容许高频运行，谐振开关技术已经得到了发展。
这些技术采用正弦方式处理电力，开关器件能够实现软转换。
使得开关损耗与噪声大为降低。
在各种类型的谐振转换器中，最简单和最普遍的谐振转换器为LC 串联谐振转换器，其中整流器-负载网络与 LC 谐振网络串联，如图 1 [2-4]所示。
在该电路结构中，LC谐振网络与负载一起形成分压器。
通过改变驱动电压Vd的频率，可以改变该谐振网络的阻抗。
输入电压在谐振网络阻抗与反射负载之间进行分压。
由于分压作用，LC 串联谐振转换器的 DC 增益总是小于1。
在轻载条件下，相比谐振网络的阻抗而言，负载阻抗很大。
全部输入电压都被施加到负载上。
这使得轻载下很难调节输出。
在空载时，为了能够调节输出，理论上谐振频率应该为无限大。
为了打破串联谐振转换器的限制，LLC谐振转换器已经获得提出[8-12]。
LLC 谐振转换器是一种改进型的LC 串联谐振转换器，通过在变压器初级绕组放置一个并联电感而得以实现，如图2所示。
采用并联电感可以增加初级绕组的环流，有利于电路运行。
由于这个概念不直观，在该拓扑首次提出时没有受到足够的重视。
然而在开关损耗相比通态损耗占主导比重的高输入电压应用中，却有利于效率的提高。
在大多数实际设计中，该并联电感采用变压器的励磁电感。
LLC 谐振转换器的电路图与LC串联谐振转换器的电路图十分相似。
唯一的差别在于:励磁电感的取值不同。
LLC谐振转换器的励磁电感远远大于LC串联谐振转换器的励磁电感(Lr)，LLC谐振转换器中的励磁电感为Lr 的3-8倍，通常通过增加变压器的气隙来获得。
LLC谐振转换器具有许多超越串联谐振转换器的优点。
它能够在较宽的电源和负载波动范围内调节输出，而开关频率波动却较小。
LLC工作原理分析
二、计算
举例
问题讨论 一、输出电流不对称
目前知道有三种原因： 1.变压器输出两个绕组对次级的漏感不对称，可并绕解决。 2.PCB板上变压器与两整流管之间走线长度相差大，PCB排板注意。 3.驱动信号不对称，可试节驱动电路参数使其对称。
谢谢大家！
当fR2<fs<fR1时，开关周期长于谐振周期，原边激磁电感将参与工作。这种工作状态，也正是LLC与传统的串联谐振电路的区 别所在。
fR2<fs<fR1工作过程 在t0时刻，上管Q1导通，下管关断。Lr与Cr谐振，谐振电流反向流过Q1，副边二极管D1导通，向负载提供能量。变压器 原边被输出箝位，励磁电流线性增大。
在t1时刻，谐振电流反向，正向通过Q1。
fR2<fs<fR1工作过程 由于fs<fR1,开关周期长于谐振周期。因此到t2时刻，谐振电流与谐振电流相等。副边二极管电流降为0，自然关断。此后， Lr,Cr与原边激磁电感Lm构成谐振，由于谐振频率很低，t2-t3的时间远小于开关周期，因此电流近似为线性变化。
二、求 1、计算变压器匝比：n 2、计算最大增益Mmax、最小增益Mmin 3、计算最大工作频率frmax、工作频最小频率frmin 4、计算Q、Cr、Lr、Lm
LLC原理分析
直流特性
•工作区域可分为两个: ZCS 和ZVS。 •当开关频率比f1高时，变换器总是工作在ZVS条件下。 •当开关频率比f2低时，变换器总是工作在ZCS条件下。 •当开关频率在f1和f2之间时，负载将决定电路在哪个区域。 •工作在f1和f2之间时，开关损耗低。
LLC 电路总结
•在整个负载范围内均可实现ZVS和低的MOSFET关断电流，所以变换 器的开关损耗很小。 •电路在输入电压最高时效率最高。故能够在正常工作条件下优化电路。 •由于没有二次侧滤波电感，故副边二极管的电压应力小。
阶段2(t1 to t2):
由于副边二极管D1导通，励磁电感Lm的电压被输出电压嵌位。 在t2时刻，谐振电流I_Lr等于励磁电流I_Lm，输出电流为0。 这个阶段持续了半个Lr与Cr谐振周期。
阶段3(t2 to t3):
在t2时刻，由于I_Lr和I_Lm相等，输出侧电流Io下降到零，二极管零电 流关断 。 同时输出电压不再对变压器嵌位，Lm+Lr与Cr一起谐振，谐振周期比 Lr,Cr谐振周期大得多。I_Lm近似一个恒流源。 在t3时刻，通过Q2的电流很小，故关断损耗也很小。
LLC电路特性
•MOSFETs ZVS 开通. •MOSFET t3和t6时刻关断时，电流远小于负载电流，所以能减小 关断损耗。 •副边二极管零电流关断，几乎没有反向恢复过程。 •LLC电路的开关损耗非常小，故工作频率可以设计的很高。.
LLC电路等效模型
CS LS
ir
ip1
iL P
E in
LP
Eo
k LP LS
DC/DC 变换vs. K
V oltage G ain G dc V oltage G ain G dc
4
开关电源设计 LLC
归一化的计算步骤
1. 确定输入输出指标 2. 选择谐振频率和选择操作区域 3. 计算变压器变比和谐振元件值 4. 计算功率器件电压电流应力 5. 选择器件和变压器设计
实际计算步骤
1. 输入输出指标 输入电压范围： VinMin=250V, VinMax=420V 额定输入电压：VinNom=400VDC 输出电压电流（最大值）：24V/10A, 12V/4A 输出功率：Po=24×10＋12×4＝288W
22
PD _ Conduct _ loss = VD _ Conduct _ Avg * ID _ Avg = 0.7 * 5 = 3.5W
4.4 谐振电容电流有效值、最大电压
Hale Waihona Puke ICr _ rms = Irms = VO 8nRL
2n
4
R2 L
+ 8π 2
= 1.6A
L2 m
fr 2
VCr _ Max ≅ Vin _ Max + 2
Ts 0
π
Re
=
Vr1(t ) ir1(t )
=
8
π2
* Vo Io
=
8R
π2
输出FHA等效电路
等效到初级侧
RAC
=
n2
Re
=
n2
8
π2
R
Vp = nVr1 = n 4 Vo
π
LLC的简化FHA等效电路
归一化增益
Vs1 = 2 Vin ⇒ Vin = π Vs1
π
2
Vp = nVr1 = n 4 Vo ⇒ Vo = π Vp
fr
RAC
| G( f ) |=
LLC电路基本原理分析及公式推导ST
(high voltage and low current)
Multi-resonant LLC tank circuit Variable frequency control Fixed 50% duty cycle for Q1 & Q2 Dead-time between LG and HG to allow MOSFET’s ZVS @ turn-on fsw ≈ fr, sinusoidal waveforms: low turn-off losses, low EMI Equal voltage & current stress for secondary rectifiers; ZCS, then no recovery losses No output choke; cost saving Integrated magnetics: both L’s can be realized with the transformer. High efficiency: >96% achievable
ZCS !
V(D1)<0
I(D1)=0
Output current
Gate-drive signals
HB mid-point Voltage
Cr Ls
Vin
n:1:1 D1
Cout
Coss2 Lp
Q2
Vout
D2
Q1 and Q2 are OFF (dead-time)
D1 and D2 are OFF; V(D1)=V(D2)=0;
transformer’s secondary is open
I(Ls+Lp) charges COSS2 and discharges COSS1, until V(COSS2)=Vin; Q1’s body diode starts conducting, energy goes back to Vin
LLC计算
取多高比较合适？ Q值怎么取，才能保证工作于ZVS Cr=1/(2π fRQ) Lr=QR/(2π f) 此取值的理由？ Lm=ALr fr2=1/(2π sqrt((Lm+Lr)Cr))
问题1： 问题2： 问题3：
本设计要求：输入交流380V± 15％，输出43V～55V，50A 工作频率（谐振频率）怎么选取？ Q值怎么取，才能保证重载低输入电压时工作于 Lm/Lr=4的取值理由？取其它值有什么问题？
能保证工作于ZVS？
m+Lr)Cr))
出43V～55V，50A。
输入电压时工作于ZVS而非ZCS？ 值有什么问题？
llc参数计算最高输入电压vin输出电压vo半桥匝比n整流二极管压降vf输出电流输出功率负载电阻负载等效初级电阻谐振频率fq则crzlrzcrlr取lmlra则lm低端谐振频率fr24205041830220100025354615003700811392569616124vdcvdcnvin2vovfvawkhzufuhuhkhz取多高比较合适
LLC参数计算 最高输入电压Vin 输出电压Vo 半桥匝比n 整流二极管压降Vf 输出电流 输出功率 负载电阻 负载等效初级电阻 谐振频率f Q 则Cr ZLr=ZCr，Lr= 取Lm/Lr=A 则Lm 低端谐振频率fr2= 420 50 4.183 0.2 20 1000 2.5 35.46 150 0.37 0.081 13.92 5 69.61 61.24 VDC VDC n=Vin/(2(Vo+Vf)) V A W Ω Ω k
LLC 电路基本原理分析及公式推导
Gate-drive signals
HB mid-point Voltage
Resonant cap voltage
Transformer currents
Diode voltages
Diode currents
LLC Resonant Half-bridge Operating Sequence at resonance (Phase 1/6)
Diode currents
I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. Lab
LLC Resonant Half-bridge Switching details above resonance (fsw > fr1)
Dead-time
ZVS !
Tank circuit current >0 Slope ~ -(Vc-n·Vout)/Ls Magnetizing current
I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. Lab
LLC Resonant Half-bridge Operating Sequence at resonance (Phase 4/6)
4/6
Q1 OFF Q2 ON
Q1 ON Q2 OFF
Q1 OFF Q2 ON
Q1 Coss1
Energy is taken from Vin and goes to Vout
Phase ends when Q1 is switched off
I&PC Div. - Off-line SMPS Appl.f-bridge Operating Sequence at resonance (Phase 5/6)
很完整的LLC原理讲解
很完整的LLC原理讲解来源：ittbank与传统PWM（脉宽调节）变换器不同，LLC是一种通过控制开关频率（频率调节）来实现输出电压恒定的谐振电路。
它的优点是：实现原边两个主MOS开关的零电压开通(ZVS)和副边整流二极管的零电流关断(ZCS)，通过软开关技术，可以降低电源的开关损耗，提高功率变换器的效率和功率密度。
学习并理解LLC，我们必须首先弄清楚以下两个基本问题：1.什么是软开关；2.LLC电路是如何实现软开关的。
由于普通的拓扑电路的开关管是硬开关的，在导通和关断时MOS 管的Vds电压和电流会产生交叠，电压与电流交叠的区域即MOS管的导通损耗和关断损耗。
如图所示：为了降低开关管的开关损耗，提高电源的效率，有零电压开关(ZVS) 和零电流开关（ZCS)两种软开关办法。
1零电压开关 (ZVS)开关管的电压在导通前降到零，在关断时保持为零。
2零电流开关（ZCS)使开关管的电流在导通时保持在零，在关断前使电流降到零。
由于开关损耗与流过开关管的电流和开关管上的电压的成绩（V*I）有关，当采用零电压ZVS导通时，开关管上的电压几乎为零，所以导通损耗非常低。
►Vin为直流母线电压，S1，S2为主开关MOS管（其中Sc1和Sc2分别为MOS管S1和S2的结电容，并联在Vds上的二极管分别为MOS管S1和S2的体二极管），一起受控产生方波电压；►谐振电容Cr 、谐振电杆Lr 、励磁电杆Lm一起构成谐振网络；►np，ns为理想变压器原副边线圈；►二极管D1, 二极管D2，输出电容Co一起构成输出整流滤波网络。
那么LLC电路是怎么实现软开关的呢？要实现零电压开关，开关管的电流必须滞后于电压，使谐振槽路工作在感性状态。
LLC 开关管在导通前，电流先从开关MOS管的体二极管（S到D）内流过，开关MOS管D-S之间电压被箝位在接近0V（二极管压降），此时让开关MOS管导通，可以实现零电压导通；在关断前，由于D-S 间的电容电压为0V而且不能突变，因此也近似于零电压关断（实际也为硬关断）。
LLC电路基本原理分析及公式推导
Simplified Analysis and Design of Series-resonant LLC Half-bridge ConvertersMLD GROUPINDUSTRIAL & POWER CONVERSION DIVISIONOff-line SMPS BU Application LabI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabPresentation Outline •LLC series-resonant Half-bridge: operationand significant waveforms •Simplified model (FHA approach) •300W design exampleI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabSeries-resonant LLC Half-Bridge Topology and featuresQ1CrLs VinQ2 LpLLC tank circuitPreferably integrated into a singlemagnetic structure3 reactive elements, 2 resonant frequencies1fr12⋅π⋅Ls⋅Crf>fr1r2Center-tapped output with full-wave rectification(low voltage and high current)VoutVoutSingle-ended output withbridge rectifiication(high voltage and low current)Multiresonant LLCtank circuitVariable frequency controlFixed50%duty cycle for Q1&Q2Deadtime between LGandHGtoallow MOSFET’s ZVS@turnonfsw≈fr,sinusoidal waveforms:lowturnofflosses,low EMIEqual voltage¤t stressforsecondary rectifiers;ZCS,then norecovery lossesNooutputchoke;cost savingIntegrated magnetics:both L’scanbe realized with thetransformer.Highefficiency:>96%achievablefr212⋅π⋅(Ls+Lp)⋅CrI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeWaveforms at resonance (f sw = f r1)Dead-timeGate-drivesignalsHB mid-pointVoltageResonant capvoltage Tank circuit current is sinusoidal Magnetizing current is triangularTransformercurrentsDiodevoltagesOutput currentCCM operationDiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabSwitching details at resonance (f sw = f r1)Dead-time Gate-drivesignalsZVS !HB mid-pointVoltageResonant capvoltageTank circuit current >0Magnetizing currentT ransformercurrents V(D1)<0DiodevoltagesI(D1)=0 ZCS !DiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 1/6) 1/6Q Q Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is OFF,Q2is OND1is OFF,D2is ON;V(D1)=2VoutLp is dynamically shorted:V(Lp)=nVout.Cr resonates with Ls,f r1appearsOutputenergy comes from Cr andLs Phase ends whenQ2is switched offI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 2/6)2/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=V(D2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS2anddischargesC OSS1,until V(C OSS2)=Vin;Q1’sbodydiodes tarts conducting,energy goes backto VinI(D2)is exactly zeroatQ2switch offPhase ends when Q1is switched onI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 3/6)3/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)backtoVin(Q1is workinginthe3rd quadrant) Phase ends whenI(Ls)=0I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 4/6)4/6Q1 OFF Q2 ONQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)from Vinto groundEnergy is taken from Vin andgoes to VoutPhase ends when Q1is switched offI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 5/6)5/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=VD(2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS1anddischargesC OSS2,until V(C OSS2)=0;Q2’sbodydiodestarts conductingI(D1)is exactly zeroatQ1switch offPhase ends when Q2is switched onI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 6/6)6/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is OFF,Q2is ON D1isOFF,D2is ONLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,fr1appearsI(Ls)flows throughQ2’sR DS(on)(Q2isworkinginthe3rd quadrant)Outputenergy comes from Cr andLsPhase ends when I(Ls)=0,Phase1startsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabWaveforms above resonance (f sw > f r1)Dead-timeGate-drivesignalsHB mid-pointVoltageResonant capvoltage Tank circuit current Magnetizing current is triangularTransformercurrentsSinusoid @ f=f r1 ~ Linear portionDiodevoltagesOutput currentCCM operationDiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeSwitching details above resonance (f sw > f r1)Dead-time Gate-drivesignalsZVS !HB mid-pointVoltageResonant capvoltage Tank circuit current >0 Slope ~ -(Vc-n·Vout)/LsMagnetizing currentTransformercurrentsV(D1)<0Diodevoltages ZCS ! Output currentI(D1)=0DiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence above resonance (Phase 1/6)1/6Q Q Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is OFF,Q2is OND1is OFF,D2is ON;V(D1)=2VoutLp is dynamically shorted:V(Lp)=nVout.Cr resonates with Ls,f r1appearsOutputenergy comes from Cr andLs Phase ends whenQ2is switched offI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence above resonance (Phase 2/6)2/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=V(D2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS2anddischargesC OSS1,until V(C OSS2)=Vin;Q1’sbodydiodes tarts conducting,energy goes backto VinV(D2)reverses as I(D2)goes to zeroPhase ends when Q1is switched onI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence above resonance (Phase 3/6)3/6Q1 OFF Q2 ON 1 ON2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)backtoVin(Q1is workinginthe3rd quadrant) Phase ends whenI(Ls)=0I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence above resonance (Phase 4/6)4/6Q1 OFF Q2 ON QQQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)from Vinto groundEnergy is taken from Vin andgoes to VoutPhase ends when Q1is switched offI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence above resonance (Phase 5/6)5/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=VD(2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS1anddischargesC OSS2,until V(C OSS2)=0;Q2’sbodydiodestarts conductingOutputenergy comes from CoutPhase ends when Q2is switched onI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence above resonance (Phase 6/6)6/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is OFF,Q2is ON D1isOFF,D2is ONLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,fr1appearsI(Ls)flows throughQ2’sR DS(on)(Q2isworkinginthe3rd quadrant)Outputenergy comes from Cr andLsPhase ends when I(Ls)=0,Phase1startsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabWaveforms below resonance (f sw < f r1)Dead-timeGate-drivesignalsHB mid-pointVoltageResonant capvoltage Tank circuit current Magnetizing currentSinusoid @ f=f r2T ransformercurrentsSinusoid @ f=f r2Diodevoltages Output currentDCM operationDiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeSwitching details below resonance (f sw < f r1)Dead-time Gate-drivesignalsZVS !HB mid-pointVoltage Resonant capvoltageTank circuitcurrent = Magnetizing current >0Portion of sinusoid @ f=f r2T ransformercurrentsV(D1)<0DiodevoltagesZCS ! Output currentI(D1)=0DiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence below resonance (Phase 1/8) 1/8Q1 ON Q2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is OFF,Q2is OND1is OFF,D2is ON;V(D1)=2VoutLp is dynamically shorted:V(Lp)=nVout.Cr resonates with Ls,f r1appearsOutputenergy comes from Cr andLs Phase ends whenI(D2)=0I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence below resonance (Phase 2/8) 2/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q2is ON,Q1is OFFD1andD2areOFF;V(D1)=V(D2)=0;transformer’s secondary is openCr resonates with Ls+Lp,f r2appearsOutputenergy comes from CoutPhase ends when Q2is switched offI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence below resonance (Phase 3/8) 3/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=V(D2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS2anddischargesC OSS1,until V(C OSS2)=Vin;Q1’sbodydiodes tarts conducting,energy goes backto VinPhase ends when Q1is switched onI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence below resonance (Phase 4/8)4/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)backtoVin(Q1is workinginthe3rd quadrant)Energy is recirculating into VinPhase ends when I(Ls)=0Operating Sequence below resonance (Phase 5/8)5/8Q1 OFF Q2 ON Q1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)from Vinto groundEnergy is taken from Vin andgoes to VoutPhase ends when I(D1)=0Operating Sequence below resonance (Phase 6/8)6/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1andD2areOFF;V(D1)=V(D2)=0;transformer’s secondary is openCr resonates with Ls+Lp,f r2appearsOutputenergy comes from CoutPhase ends when Q1is switched offOperating Sequence below resonance (Phase 7/8)7/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=VD(2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS1anddischargesC OSS2,until V(C OSS2)=0,then Q2’sbodydiode starts conductingOutputenergy comes from CoutPhase ends when Q2is switched onOperating Sequence below resonance (Phase 8/8)8/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2Vout LpQ2D2Q1is OFF,Q2is ON D1isOFF,D2is ONLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,fr1appearsI(Ls)flows throughQ2’sR DS(on)(Q2isworkinginthe3rd quadrant)Outputenergy comes from Cr andLsPhase ends when I(Ls)=0,Phase1startsCapacitive mode (f sw ~ f r2): why it must be avoidedCapacitivemodeis encountered when f sw gets close to f r2Although incapacitivemodeZCScanbe achieved,however ZVSis lost,which causes:Hardswitching ofQ1&Q2:highswitching losses atturnonandvery highcapacitive losses atturn offBodydiode ofQ1&Q2is reverserecovered:highcurrent spikes atturnon,additional powerdissipation;MOSFETswill easily blow up. Highlevel ofgenerated EMILarge andenergetic negativevoltage spikes intheHBmidpoint that may causethe controlICto failAdditionally,feedbackloop sign could change from negativeto positive:Incapacitivemodetheenergy vs.frequency relationship is reversed Converteroperatingfrequencywouldrunawaytowardsitsminimum(ifMOSFETshavenotblownupalready!)I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabWaveforms in capacitive mode (f sw ~ f r2)Dead-timeGate-drivesignalsHB mid-pointVoltageResonant capvoltage Tank circuit current is piecewise sinusoidal Magnetizing currentSinusoid @ f=f r2T ransformercurrents Sinusoid @ f=f r1DiodevoltagesOutput currentDiodecurrentsSwitching details in capacitive mode (f sw ~ f r2)Gate-drivesignalsHARD SWITCHING !Very high voltage on Cr!HB mid-pointVoltageResonant capvoltage Magnetizing currentTank circuit current is <0T ransformer currentsCurrent is flowing in Q1’s body diode Q1’s body diode is recoveredDiodevoltagesOutput currentDiodecurrentsApproximate analysis with FHA approach: BasicsBASICPRINCIPLES Input sourceC SN (ControlledSwitch Network) Resonant tankIdealtransformerU ncontrolledrectifierL ow-passfilter LoadCSNprovides asquare wave voltage atafrequency fsw,deadtimes are neglectedResonant tank responds primarily to its fundamental component,then: Tank waveforms areapproximated by their fundamental components Uncontrolled rectifier+lowpass filter’s effect is incorporated into theload.VinQ1Q2Cr Lsa:1Cout RLpVoutVinVin2Q1 ONQ2 OFF 0Q1 OFFQ2 ON2πVinNote:Cr is both resonant anddc blocking capacitorIts ac voltage is superimposed onadc componentequal to Vin/2(duty cyle is50%for both Q1andQ2) I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeEquivalent model with FHA approach Theactualcircuitturnsintoanequivalentlinearcircuitwheretheacresonanttankisexcitedbyaneffectivesinusoidalinput sourceanddrivesaneffectiveresistiveload. StandardacanalysiscanbeusedtosolvethecircuitFunctions ofinterest:InputImpedanceZ in(jω)andForward TransferFunction M(jω).It is possible to showthat thecompleteconversion ratioVout/Vin is:controlledswitchrectifier withM (jω)low-pass filterdcoutputii IS Routvac resonant tankR VoutRRe8=aR2 Re2πdc inputIinvSZin (jω)⇒Vin2v S=Vin⋅sin(2π⋅fs⋅t)πVoutVin=M(jω) 2 2 1I=i cos(ϕ)=v Rein S Zs SππIout=2πa iRi ThisresultisvalidforanyresonanttopologyI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabTransformer model (I)Physical model All-Primary-Side equivalent model used for LLC analysisL1 Ideal Transformer L L2aLn:1:1 Sec. leakageinductanceLs Ideal Transformera:1:1Prim. leakage inductance LµSec. leakageinductanceLpMagnetizing inductance L L2bResults from theanalysis ofthemagnetic structure(reluctance modelappraach)nis theactual primarytosecondary turnratioL models themagnetizing flux linking all windings L L1models theprimary flux not linked to secondary L L2a andL L2b modelthesecondary flux not linked to primary;symmetrical windings:L L2a=L L2b APSequivalent model:terminalequations arethe same,internal parameters aredifferentais not theactual primarytosecondary turnratioLs is theprimary inductance measured with all secondaries shorted outLp is thedifference between theprimary inductance measured with secondaries openandLsNOTE:L L1+L=Ls+Lp=L1primary winding inductanceI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabTransformer model (II)Ls Ideal Transformera:1:1L1 Ideal Transformer L L2Ln:1:1Sec. leakageinductanceLpPrim. leakageinductanceLµSec. leakageinductanceMagnetizinginductanceLL2We need to gofrom theAPSmodelto thephysical modelto determinetransformer specificationUndetermined problem(4unknowns,3conditions);onemoreconditionneeded(related to thephysical magnetic structure)Only nis really missing:L1=Ls+Lp=L L1+L is known andmeasurable,Ls is measurableMagnetic circuit symmetry will be assumed:equal leakage flux linkagefor both primary andsecondary⇒L L1=n2L L2;then:n=a LpLp+LsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeTransformer model (III)Example of magnetically symmetrical structureSlotted bobbin Primary windingFerrite E-half-cores Air gap symmetrically placedbetween the windingsSecondary winding Top viewLike inany ferritecoreit is possible to define aspecific inductanceA L(which depends onairgapthickness)such that L1=Np2A L Inthis structure it is also possible todefine aspecific leakageinductance A Llk such that Ls=Np2A Llk.A Llk is afunction ofbobbin’sg eometry;it depends onairgappositionbut not onits thicknessI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeNumerical results of ac analysisTheac analysis oftheresonant tank leads to thefollowing result:InputImpedance:22x⋅kZ in(x,k,Q)Z R Q⋅⋅+j⋅x2221+x⋅k⋅Q−1x+x⋅k2221+x⋅k⋅QModule oftheForward transferfunction(voltage conversion ratio):M(x,k,Q)12⋅1+1⋅1k−12x12+2Q⋅x−21xwhere:f r112⋅π⋅Ls⋅Cr8f2Lp LsRe⋅a⋅R Qx;;;Z R;;kf r12Ls CrπZ RReNOTES:xisthe“normalizedfrequency”;x<1is“belowresonance”,x>1is“aboveresonance” Z R isthecharacteristicimpedanceofthetankcircuit; Q,thequalityfactor,isrelatedtoload:Q=0meansRe=∞(openload),Q=∞meansRe=0(shortcircuit);onecanthinkofQasproportionaltoIoutI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridge Resonant Tank Input Impedance Zin(jω) Above resonance(x>1)Zin(jω)is alwaysinductive;current lags voltage,sowhen v S=0,i S is still>0:ZVSBelow f r2(x<),Zin(jω)is always11+k capacitive;current leads voltage,sowhen 1011+k22+kv S=0,i S is already<0:ZCSBelow thefirstresonance(<x<1)11+k t hesign ofZin(jω)depends onQ:ifQ<Q m(x)it is inductive⇒ZVS;ifQ>Q m(x)it is capacitive⇒ZCS. Ingeneral,theZVSZCSborderline is Z in(x,k,Q)ZR1defined by Im(Zin(jω))=02For x>|Zin(jω)|is concordant with2+ktheload:thelower theload thelower theinputcurrentFor x<|Zin(jω)|is discordant with22+ktheload:thelower theload thehigher theinputcurrent!0.10.1110xf=f r2f=f r1Inductive (ZVS) for Q<Qm(x)Capacitive (ZCS) for Q>Qm(x)。
llc谐振电流计算公式
llc谐振电流计算公式LLC谐振电流计算公式是在LLC谐振拓扑电路中用来计算电流的重要公式。
在设计LLC谐振电路时，了解和应用这个公式是非常关键的，可以帮助工程师更准确地设计和优化电路。
在LLC谐振电路中，电流是一个非常重要的参数，它直接影响着电路的性能和稳定性。
因此，准确计算电流是非常必要的。
LLC谐振电流计算公式可以帮助工程师计算电路中的电流，从而更好地了解电路的工作状态。
LLC谐振电流计算公式的推导涉及到电路的参数和电流的分析。
一般来说，LLC谐振电流计算公式可以分为两个部分：谐振电流的计算和电流的稳定性分析。
谐振电流的计算主要是根据电路的电感、电容和电阻等参数来计算电路中的电流大小和波形。
电流的稳定性分析则是用来评估电路中的电流在不同工况下的稳定性和波动情况。
在LLC谐振电流计算公式中，一般会涉及到电路的参数，如电感的值、电容的值、电阻的值等。
根据这些参数，工程师可以利用公式计算电路中的电流。
一般来说，LLC谐振电流计算公式会包含电路的频率、电感的值、电容的值等参数，工程师可以根据这些参数来计算电路中的电流。
在实际的电路设计中，工程师可以通过电路仿真软件来验证LLC谐振电流计算公式的准确性。
通过电路仿真，工程师可以更直观地了解电路中电流的大小和波形，进而优化电路的设计。
总的来说，LLC谐振电流计算公式是电路设计中的一个重要工具，可以帮助工程师计算电路中的电流，进而优化电路的设计和性能。
工程师在设计LLC谐振电路时，应该深入了解电流计算公式的原理和应用，从而更好地设计电路并提高电路的稳定性和性能。
希望以上内容可以帮助您更好地理解LLC谐振电流计算公式的原理和应用。