考虑空间电荷效应时速调管射频间隙耦合系数的理论-电子与信息学报

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雷清泉院士_电介质中的空间电荷效应

Jd (T )
dP dt

dP dT

Nd
3k
2
T2
E
TSC峰反转。
影响充电、放电、TSC、TSP的特性有人为因素、平衡时间、电极、环境、试样条件（处理）、温度梯度、电化学效应、电磁干扰等。
哈尔滨理工大学
电介质中的空间电荷效
6．击穿特性 1）固体电介质理论模型 (1) 电子击穿过程
n( x, t ) t

(T
)n( x, t ) E ( x, t )
x

Dn (T
) 2n(x,t)
x2

r(T )
p( x, t )n( x, t )

(T
)nt
(
x,
t
)

1
f
1 n(x,t)
t
nt (x, t)
E(x,t) x en(x,t)0
（1）迁移项、（2）扩散项、（3）复合项、（4）杂质电离项、（5）再俘获（6）退陷项。
1）低能（非电离）电磁辐射，光（红外、可见、紫外）0-40eV。 2）高能（电离）辐射、原子或原子核过程产生的辐射，包括X射线、γ射线、
电子、重带电粒子（α粒子、质子）、重离子、中子、电子束、离子束等。
3）辐射的作用：电子、离子→电导，俘获，受激分子、激子、激子电离→电导，发光→老化，自由基→化学反应、老化。
哈尔滨理工大学
电介质中的空间电荷效
7、非线性光析变材料(-OEO材料) 通过光生载流子，在偏压电场或SC自身电场作用下，形成 (x) 空间调制
周期分布。条件：光生载流子，光电导；电荷在外场或自建场中分离运动，形成周期

一类耦合非线性薛定谔方程组的求解

第３８卷第１期２０２４年１月兰州文理学院学报(自然科学版)J o u r n a l o fL a n z h o uU n i v e r s i t y ofA r t s a n dS c i e n c e (N a t u r a l S c i e n c e s )V o l ．３８N o ．１J a n ．２０２４收稿日期:２０２３Ｇ０５Ｇ１５基金项目:国家自然科学基金项目(１１７６１０４４)作者简介:仁世杰(１９９５Ｇ),男,甘肃庄浪人,助教,硕士,研究方向为孤立子理论及其应用．E Ｇm a i l :４８７４５０３９５＠q q．c o m．㊀㊀文章编号:２０９５Ｇ６９９１(２０２４)０１Ｇ００３９Ｇ０５一类耦合非线性薛定谔方程组的求解仁世杰１,李永军２,张㊀娟３(１．兰州城市学院信息工程学院,甘肃兰州７３００７０;２．兰州城市学院电子工程学院,甘肃兰州７３００７０;３．宁夏师范学院数学与计算机科学学院,宁夏固原７５６０００)摘要:在可积条件c (t )＝(γ２(t ))２＝１(C １t ＋C ２)２,γ１(t )＝γ２(t )＝１C １t ＋C ２ìîíïïïï下,利用特殊变换法和S i n e Ｇc o s i n e 方法,得到了双芯光纤变系数线性耦合薛定谔方程组i ∂∂t u (x ,t )＋i ∂∂x u (x ,t )－∂２∂t ２u (x ,t )＋γ１(t )u (x ,t )２u (x ,t )＋㊀㊀c (t )v (x ,t )＝０,i ∂∂t v (x ,t )＋i ∂∂x v (x ,t )－∂２∂t ２v (x ,t )＋γ２(t )v (x ,t )２v (x ,t )＋㊀㊀c (t )u (x ,t )＝０ìîíïïïïïï的精确解．其中:C i (i ＝１,２)是常数;γi (t )(i ＝１,２)是第i 个纤芯的非线性参数;c (t )是两个纤芯之间的线性耦合参数．关键词:双芯光纤;线性耦合;薛定谔方程;可积;S i n e Ｇc o s i n e 方法中图分类号:O １７５．２９㊀㊀㊀文献标志码:AS o l v i n g aC l a s s o fC o u p l e dN o n l i n e a r S c h r öd i n g e rE qu a t i o n s R E N S h i Ｇj i e １,L IY o n g Ｇju n ２,Z HA N GJ u a n ３(１．S c h o o l o f I n f o r m a t i o nE n g i n e e r i n g ,L a n z h o uC i t y U n i v e r s i t y,L a n z h o u７３００７０,C h i n a ;２．S c h o o l o fE l e c t r o n i cE n g i n e e r i n g ,L a n z h o uC i t y U n i v e r s i t y,L a n z h o u７３００７０,C h i n a ;３．S c h o o l o fM a t h e m a t i c s a n dC o m p u t e r S c i e n c e ,N i n g x i aN o r m a lU n i v e r s i t y,G u y u a n７５６０００,N i n gx i a ,C h i n a )A b s t r a c t :I n t h i s p a p e r ,t h e e x a c t s o l u t i o n s o f t h e l i n e a r l y c o u p l e d n o n l i n e a r S c h r öd i n g e r E qu a Ｇt i o n G r o u p i ∂∂t u (x ,t )＋i ∂∂x u (x ,t )－∂２∂t ２u (x ,t )＋γ１(t )u (x ,t )２u (x ,t )＋㊀㊀c (t )v (x ,t )＝０i ∂∂t v (x ,t )＋i ∂∂x v (x ,t )－∂２∂t ２v (x ,t )＋γ２(t )v (x ,t )２v (x ,t )＋㊀㊀c (t )u (x ,t )＝０ìîíïïïïïïïïw i t h v a r i a b l e c o e f f i c i e n t s o f t w o Ｇc o r e f i b e r a r e c a l c u l a t e db y s p e c i a l t r a n s f o r m a t i o nm e t h o d a n dm e t h o du n Ｇd e r i n t e g r a b l e c o n d i t i o n c (t )＝(γ２(t ))２＝１(C １t ＋C ２)２γ１(t )＝γ２(t )＝１C １t ＋C ２ìîíïïïïa m o n g wh i c h C i (i ＝１,２)i s t h e c o n Ｇs t a n t ,γi (t )i s t h e n o n l i n e a r p a r a m e t e r s o f t h e i Ｇt h c o r e a n d c (t )i s t h e l i n e a r c o u p l i n g p a r a m e Ｇt e r sb e t w e e n t h e t w o c o r e s ．K e y wo r d s :t w o Ｇc o r e f i b e r ;l i n e a r c o u p l i n g ;S c h r öd i n g e r e q u a t i o n ;i n t e g r a b l e ;S i n e Ｇc o s i n em e t h o d 0㊀引言双芯光纤耦合方程是一类数学与物理领域研究的热点方程,它描述了光纤中光孤子是光波在传播过程中色散效应与非线性压缩效应相平衡的结果．因为光孤立子通信具有高码率㊁长距离和大容量的优点,可以构成超高速传输系统,所以光孤立子及其在通信中的应用研究具有重要的研究价值．文献[１]研究了变系数线性耦合的非线性薛定谔方程组:i ∂∂t u (x ,t )＋i ∂∂x β１１u (x ,t )－㊀β１２２∂２∂t ２u (x ,t )＋γ１(t )u (x ,t )２㊀u (x ,t )＋c v (x ,t )＋δa u (x ,t )＝０,i ∂∂t v (x ,t )＋i ∂∂x β２１v (x ,t )－㊀β２２２(t )∂２∂t２v (x ,t )＋γ２(t )v (x ,t )２㊀v (x ,t )＋c (t )u (x ,t )－δav (x ,t )＝０．ìîíïïïïïïïïïïïïïï(１)其中:βj １(j ＝１,２)是第j 个纤芯的群速度参数;βj ２(j ＝１,２)是第j 个纤芯的色散参数;γi (i ＝１,２)是非线性参数;c 是两个纤芯之间的线性耦合参数;δa 是两个纤芯的相速度参数．对于方程组(１),文献[１]针对非线性定向耦合器中光学明孤子的相互作用动力学进行了广泛的数值研究,考虑群速度失配,相速度失配,以及群速度色散和有效模面积的差异等因素的影响,主要使用数值方法研究了在均匀白躁声形式下的谐波无穷小扰动作用下亮孤子的稳定性．求解此类方程学有以下方法:I S T 方法[２Ｇ３],齐次平衡法[４Ｇ５],B äc k l u n d 变换方法[６Ｇ７],S i n e Ｇc o s i n e 方法[８Ｇ９]等．本文研究的是变系数的线性耦合非线性薛定谔方程组,方程组为i ∂∂t u (x ,t )＋i ∂∂x u (x ,t )－∂２∂t ２u (x ,t )＋㊀γ１(t )u (x ,t )２u (x ,t )＋㊀c (t )v (x ,t )＝０,i ∂∂t v (x ,t )＋i ∂∂x v (x ,t )－∂２∂t ２v (x ,t )＋㊀γ２(t )v (x ,t )２v (x ,t )＋㊀c (t )u (x ,t )＝０．ìîíïïïïïïïïïïïï(２)通过P a i n l e v é检验,得到当非线性参数和耦合参数满足:c (t )＝(γ２(t ))２＝１(C １t ＋C ２)２,γ１(t )＝γ２(t )＝１C １t ＋C ２ìîíïïïï(３)时,方程组(２)是P a i n l e v é可积的．本文在条件(３)基础上,首先利用S i n e Ｇc o s i n e 方法求解方程组的特殊精确解,然后选取满足方程的特定参数,并给出图像,所涉及的计算均由M a pl e 完成．1㊀预备知识S i n e Ｇc o s i n e 方法是求解非线性数学物理方程的有效方法,主要用于可积系统的求解．本节简单地介绍S i n e Ｇc o s i n e 方法．考虑非线性偏微分方程组i ∂∂T U (X ,T )－α∂２∂X ２U (X ,T )＋㊀㊀βU (X ,T )２U (X ,T )＋㊀㊀μV (X ,T )＝０,i ∂∂T V (X ,T )－α∂２∂X ２V (X ,T )＋㊀㊀βV (X ,T )２V (X ,T )＋㊀㊀μU (X ,T )＝０．ìîíïïïïïïïïïïïï(４)假设方程组(４)的解具有如下形式:U (X ,T )＝r １(X ,T )e i (ωT ＋k X ),V (X ,T )＝r ２(X ,T )e i (ωT ＋k X )．{(５)将(５)代入方程组(４),得－α∂２∂X２r １(X ,T )＋i ∂∂T r １(X ,T )－㊀㊀２i αk ∂２∂X２r １(X ,T )＋β(r １(X ,T ))３＋㊀㊀(αk ２－ω)r １(X ,T )＋μr ２(X ,T )＝０,－α∂２∂X ２r ２(X ,T )＋i ∂∂T r ２(X ,T )－㊀㊀２i αk ∂２∂X ２r ２(X ,T )＋β(r ２(X ,T ))３＋㊀㊀(αk ２－ω)r ２(X ,T )＋μr １(X ,T )＝０．ìîíïïïïïïïïïïïïïï(６)分离(６)中实部和虚部,则式(６)等价于虚部为０:式(７),实部为０:式(８)．０４㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀兰州文理学院学报(自然科学版)㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第３８卷∂∂T r １(X ,T )－２αk ∂２∂X２r １(X ,T )＝０,∂∂T r ２(X ,T )－２αk ∂２∂X ２r ２(X ,T )＝０．ìîíïïïï(７)－α∂２∂X ２r １(X ,T )＋β(r １(X ,T ))３＋㊀㊀(αk ２－ω)r １(X ,T )＋μr ２(X ,T )＝０,－α∂２∂X２r ２(X ,T )＋β(r ２(X ,T ))３＋㊀㊀(αk ２－ω)r ２(X ,T )＋μr １(X ,T )＝０．ìîíïïïïïïïï(８)求解(７)可得r １(X ,T )＝F １(ξ),r ２(X ,T )＝F ２(ξ)．{(９)其中ξ＝２T αk ＋X２αk,F i (ξ)(i ＝１,２)为任意函数,其具体形式根据F i (ξ)(i ＝１,２)满足的条件确定．将(９)代入(８)得－１４αk ２∂２∂ξ２F １(ξ)＋β(F １(ξ))３＋㊀㊀(αk ２－ω)F １(ξ)＋μF ２(ξ)＝０,－１４αk ２∂２∂ξ２F ２(ξ)＋β(F ２(ξ))３＋㊀㊀(αk ２－ω)F ２(ξ)＋μF １(ξ)＝０．ìîíïïïïïïïï(１０)在方程组(１０)中,假设F i (ξ)(i ＝１,２)有如下形式:F i (ξ)＝E i s i n (h (ξ))＋G i c o s (h (ξ))＋H i (i ＝１,２),(１１)其中E i ,G i 和H i (i ＝１,２)是待定常数,同时h (ξ)满足常微分方程:d h (ξ)d ξ＝A s i n (h (ξ))＋B c o s (h (ξ))＋E ,(１２)其中A ,B 和E 是待定常数．再将(１１),(１２)代入(１０)中,整理得到关于s i n (h (ξ)),c o s (h (ξ))的多项式,令其系数为零,得到关于E １,E ２,G １,G ２,H １,H ２,A ,B ,E ,k 和ω的代数方程组．将得到的解带回(１２)中,再利用文献[１０]中介绍的S i n e ＧG o r d o n 方程(１２)的解,可以得到方程组(４)的解．2㊀方程组的求解本节使用S i n e Ｇc o s i n e 方法和特殊变换求方程组(２)的一组精确解．定义下列函数:T (t )＝－１t ,b (x ,t )＝－１２ln (２t ),a (x ,t )＝－(t －x )２４t,X (x ,t )＝x ２t ．ìîíïïïïïïïïïï(１３)方程(２)可经过变换:㊀u (x ,t )＝U (X (x ,t ),T (t ))e i a (x ,t )＋b (t ),v (x ,t )＝V (X (x ,t ),T (t ))e i a (x ,t )＋b (t ){(１４)转化为方程(４)．故先求解方程(４)得到方程的解U (X ,T ),V (X ,T ),然后再通过变换(１４)就可以得到原方程组(２)的解．由第一节求解方程组(４)可以得到E １,E ２,G １,G ２,H １,H ２,A ,B ,E ,k ,ω的代数方程组,令D １＝４H １α２k ４－４H １αk ２ω＋４H ２αk ２μ＋２A E E １－B E G １,D ２＝４H ２α２k ４＋４H １αk ２μ－４H ２αk ２ω＋２A E E ２－B E G ２,D ３＝４E ２α２k ４＋４E １αk ２μ－４E ２αk ２ω＋A ２E ２－A B G ２＋E ２E ２,D ４＝４G １αk ２μ－４G ２αk ２ω＋２A ２G ２＋３A B E ２－B ２G ２＋E ２G ２,则代数方程组有如下表示,－２４Ε１G １H １αβk ２＋３A E G １＋３B E E １＝０,(１５)１２E １２H １αβk ２－１２G １２H １αβk ２－３A E E １＋３B E G １＝０,(１６)１２E １２G １αβk ２－４G １３αβk ２－２A ２G １－４A B E １＋２B ２G １＝０,(１７)４E １３αβk ２－１２E １G １２αβk ２－２A ２E １＋４A B G １＋２B ２E １＝０,(１８)㊀－１２E １２H １αβk ２－４H １３αβk ２＋D １＝０,(１９)－４G １αk ２ω＋４G ２αk ２μ＋２A ２G １＋３AB E １－B ２G １＋E ２G １＋４＝０,(２０)－２４E ２G ２H ２αβk ２＋３A E G ２＋３B E E ２＝０,(２１)１２E ２２H ２αβk ２－１２G ２２H ２αβk ２－３A E E ２＋３B E G ２＝０,(２２)１２E ２２G ２αβk ２－４G ２２αβk ２－２A ２G ２－４A B E ２＋２B ２G ２＝０,(２３)４E ２３αβk ２－１２E ２G ２２αβk ２－１４第１期仁世杰等:一类耦合非线性薛定谔方程组的求解２A ２E ２＋４A B G ２＋２B ２E ２＝０,(２４)－１２E ２２H ２αβk ２－４H ２３αβk ２＋D ２＝０,(２５)－４E ２３αβk ２－１２E ２H ２２αβk ２＋D ３＝０,(２６)－１２E ２２G ２αβk ２－１２G ２H ２２αβk ２＋４G ２α２k ４＋D ４＝０．(２７)求解方程组(１５)－(２７),选取其中一组非平凡解:A ＝３３B ,B ＝B ,E ＝０,E １＝E ２,E ２＝E ２,H １＝０,H ２＝０,G １＝－３３E ２,G ２＝－３３E ２,k ＝－B ２E ２２αβ,ω＝－８E ４２β２－６E ２２βμ＋３B ２６E ２２β．ìîíïïïïïïïï(２８)将(２８)代入方程(１２),得d h (ξ)d ξ＝３３B s i n (h (ξ))＋B c o s (h (ξ))．(２９)求解微分方程(２９),得h (ξ)＝２a r c t a n ３(１＋e ２３３B ξ)－３＋e ２３３B ξéëêêùûúú．(３０)取特定例子如下:取定常数μ＝１０,β＝－１,α＝１,B ＝－１,E ２＝３,将(３０)代入方程组(１１),得F １(ξ)＝F ２(ξ)＝３s i n２a r c t a n ３(１＋e ２３３B ξ)－３＋e ２３３B ξéëêêùûúú{}－３c o s２a r c t a n ３(１＋e ２３３B ξ)－３＋e ２３３B ξéëêêùûúú{}．(３１)相应F ２i (ξ)(i ＝１,２)的图像如图１所示,特别地,当待定系数αβ＜０时,发现F ２i (ξ)(i ＝１,２)的能量凹陷,即为暗孤立子解．根据(５)和(２８)可知U (X ,T )＝V (X ,T )．当常数确定后,则k ＝－２６,ω＝３９７１８,ξ＝T ＋２６X ．(３２)由此U (X ,T ),V (X ,T )表示为U (X ,T )＝V (X ,T )＝{３s i n２a r c t a n ３１＋e －２３３(T ＋２６X )()－３＋e－２３３(T ＋２６X )éëêêùûúú{}－３c o s２a r c t a n ３１＋e －２３３(T ＋２６X )()－３＋e－２３３(T ＋２６X )éëêêùûúú{}}e I (３９７１８T －２６X )．(３３)图１㊀F ２i (ξ)的图像㊀㊀限制自变量的范围,得到U (X ,T )２图像,如图２所示．图２㊀U (X ,T )２的图像从图２发现U (X ,T )２的能量凹陷,即为暗孤立子解．将(１３)代入(３３)中,令D (x ,t )＝e －I (９x ２＋９t ２＋３２x －１８t x ＋７９４)＋１８t l n (２t )３６t,u (x ,t ),v (x ,t )表示为u (x ,t )＝v (x ,t )＝{３s i n２a r c t a n ３(１＋e －３２x －４３６t )－３＋e －３２x －４３６t éëêêùûúú{}－２４㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀兰州文理学院学报(自然科学版)㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第３８卷３c o s２a r c t a n ３１＋e －３２x －４３６t ()－３＋e－３２x －４３６t éëêêùûúú{}}D (x ,t)．(３４)限制自变量的范围,得到u (x ,t )２图像如图３所示．图３㊀u (x ,t )２的图像㊀㊀从图３可以发现u (x ,t )２的部分能量突起,即为亮孤立子解．3㊀结语本文主要研究的是一类薛定谔方程组在可积条件下,通过特殊变换法和S i n e Ｇc o s i n e 求解其精确解,然后给定待定的常数,确定方程组精确解的图像．本文的目标方程可进行适当地调整,若将部分常系数改为变量系数,那么可积条件将会发生变化,同时可使用上述方法求方程的精确解．参考文献:[１]G O V I N D A R A J A N A ,A R UMU G AM M ,U T HA Y A ＧK UMA R A．I n t e r a c t i o nd y n a m i c so fb r i gh ts o l i t i o n s i n L i n e a r l y c o u p l e d a s y mm e t r i c s y s t e m s [J ]．O p t Q u a n tE l e c t r o n ,２０１６,４８(１２):５６３．[２]G A R D N E R C S ,G R E E N EJ M ,K R U S K A L M D ,e ta l ．M e t h o d f o r s o l v i n g t h eK o r t e w e g Ｇd eV r i e s e q u a t i o n [J ]．P h y sR e v ,１９６７,１９:１０９５Ｇ１０９７．[３]郭玉翠．非线性偏微分方程引论[M ]．北京:清华大学出版社,２００８．[４]F A N E G ,Z HA N G H Q．N e we x c e pt s o l u t i o n s t oa s y s t e mo fc o u p l e de q u a t i o n s [J ]．P h y Le t t A ,１９９８,２４５:３８９Ｇ３９２．[５]WA N G M L ．E x a c ts o l u t i o n sf o rac o m po u n d K d v ＧB u r g e r s e q u a t i o n [J ]．P h ys L e t t A ,１９９６,２１３:２７９Ｇ２８７．[６]M I U R A M R．B a c k l u n dt r a n s f o r m a t i o n [M ]．B e r l i n :S p r i n g e r ＧV e r l a g,１９７８．[７]C A O X F ．B äc k l u n dt r a n s f o r m a t i o nf o raf a m i l y of c o u p l e dK d ve q u a t i o n s [J ]．P h y sS c r ,２０２３,９８:１１５Ｇ２０９．[８]李新月,祁娟娟,赵敦,等．自旋Ｇ轨道耕合二分量玻色Ｇ爱因斯坦凝聚系统的孤子解[J ]．物理学报,２０２３,７２(１０):２８５Ｇ２９５．[９]X I AJ ,Y A N GD ,Z HO U H ,e t a l ．E v o l v i n g ke r n e l e x Ｇt r e m e l e a r n i n g m a df o r m e d i c a ld i ag n o s i sv i aad i s Ｇp e r s e f o r a g i n g s i n ec o n s i n ea l g o r i th m [J ]．C o m pu t e r s i nB i o l o g y an d M e d i c i n e ,２０２２,１４１:１０５１３７．[１０]Y A N C T．S o m e t h i n g hi d d e ni nt h eF o u r i e rs e r i e s a n d i t s p a r t i a l s u m :S o l i t a r y w a v e s o l u t i o n t o p o l y n o Ｇm i a l n o n l i n e a r d i f f e r e n t i a l e qu a t i o nw a v em o t i o n [J ]．P h y Le t tA ,１９９７,２６:２１９Ｇ２３７．[责任编辑:赵慧霞]３４第１期仁世杰等:一类耦合非线性薛定谔方程组的求解。

相位—啁啾调控对高次谐波光谱的影响

原子与分子物理学报JOURNAL OF ATOMIC AND MOLECULAR PHYSICS Vol.38No.3 Jun.2021第3"卷第3期2021年6月相位一啁啾调控对高次谐波光谱的影响冯立强，李义（辽宁工业大学理学院，锦州121001）摘要：理论研究了在激光相位和和啾调控共同影响下高次谐波光谱的变化.结果表明：当激光相位为0时，一阶阶啾调控使谐波能量延伸.二阶阶啾啾控会呈现高强度谐波平台区.当激光相位为0.5$时，一阶阶啾啾控可以获得连续平台区，但是强度较弱.在二阶阶啾啾控下，谐波波量得到明显增大.通过谐波时频分析给出了不同激光波形下产生高次谐波光谱的原因.关键词：高次谐波；激光相位；啾啾啾控；光谱连续区中图分类号：O562.4文献标识码：A DOI：10.19855/j.l000-0364.2021.034001Effect of phase-chirp modulation on high order harmonic spectrumFENG Li-Qiang,LI Yi(College of Science,Liaoning University of Technology,Jinzhou121001,China)Abstract:The change of high ordes harmonic spectrum under the influence of lases phase and chirp modulation it theotticelly studied.The resulit show thai when tie lases phase it0,the first ordes chirp modulation makes the harmonic cutoff e nergy extend.Second ordes chirp modulation presents high一intensity harmonic plateau. When the lases phase is0.5$,although the harmonic plateau ccn be obtained by ordes chirp modulation, the intensity is weak.Undes the control of second ordes chip modulation,tha harmonic cutoff energy remarkably increases.Through using the time一frequency analyses of harmonics,t he resson fos producing high ordes has-monccepectum unde\dc l eentaaee\wavelomecegcven.Key word:High-ordes harmonic geneation；Lases phase;Chap modulation；Spectral continuum1引言阿秒脉冲的出现为人们提供了一种前所未有的时间分辨本领，进而可以深入到原子、分子甚至电子层面的研究［1-3］.通过高次谐波产生阿秒脉冲打开了阿秒物理的大门，为探索阿秒尺度下的电子运动带来了希望.目前，高次谐波过程可以由半经典三步模型⑷，即’电离-加速-回碰’三步组成.随着激光技术的不断发展，理论模型的不断完善，研究人员提出了很多高效的方法来获得高强度、高能量的阿秒脉冲.例如：利用单周期或少周期激光驱动'6］;多色场的波形优化方法［7］;空间非均匀激光驱动场'"（；啁啾调频场［9］；激光相位调控方来0（.基于三步模型，获得高强度、高能量阿秒脉冲的条件是具有高强度光谱连续区.而光谱连续区又与激光波形有很大关系.因此，调控激光波形对于获得阿秒脉冲非常重要.一般来说采用单-激光场调控波形最为有利（因为多激光调控会对实验操作产生困难）.例如上述方法中的的啾调控和激光相位调控就属于单一激光波形波调控-虽然，在利用单一激光调控波形方法已经有许多研究，但是，同时调控激光相位和激啾的研究却没有报道.因此，本文对不同激光相位和激啾参数的组合情况下谐波辐射光谱的变化进行了研究，收稿日期：2020Q3-11基金项目：辽宁省自然科学基金（2019-MS-167）作者简介：冯立强（1985—）,男辽宁沈阳人，博士，副教授,主要从事原子与分子物理研究.E-mat：******************第3"卷原子与分子物理学报第3期并给出了物理机制解释.2计算方法激光场驱动Ne 原子的动力学行为可由薛定谔方程来描述'A (，9%P = : - + !- + YP +P (%(P(1)1槡P 2 + a为原子库仑势能,a 二其中YP强度为5 3xl014 W/cm 2.由图可知，在无无啾调制下，谐波光谱呈现2个谐波平台区.其中,第一个平台区具有较强的强度但是其能量较低; 第二个平台区具有较大的辐射能量但是其辐射强度比第一阶段平台区的强度低2个数量级.当引入一阶阶啾调控时!"1 f -0. 003 )，谐波辐射能量得到增大，但是平台区强度下降.当引入二阶啁调控时(炖二-0.00006),虽然谐波辐射能量没有眼神，但是第二阶平台区宽度展宽，并且平台区强度比无无啾时有增强•0. 6659时为Ne 原子库仑势.1(t)二lexp ' -21n (2)t/']ccs ((11 +2 + 3)为驱动激光场.1、 (1、'和2分别表示激光场振幅、频率、脉宽和相位.3(-为可啾形式，一阶阶啾形式为3(-二"t ，二阶阶啾形式为为(-f 02 t 2，其中中和02为可啾参数.&( P -为波函数，本文应用二阶分裂算符方法传播波函数•在传播结束后高次谐波光谱可表示为:(-e~91t dt 2其中，a (-二-〈％P - 1% Y (p )+1(-% x(2)% P -〉为偶极加速度•----chirp-free pulse ----幷 fwith B 、= -0.003-----J32t 2 with = -0.000060 300600 900Harmonic order/^图1零相位时不同同啾调控下产生的谐波光谱.Fig. 1Harmonic spectra from different chirp modula tions when phass ir zero.3结果与讨论图1给出激光相位角为零时不同同啾调控下产生的谐波光谱.激光场为12fs-2000 nm.激光图2给出了零相位时Ne 原子在无无啾调制和啁调制下谐波辐射的时频分析'9(.首先，在无啁调制下，谐波光谱主要由3个辐射峰构成,•n .e ctrr------chirp-free pulse ------/^/chirped form -----A^chirped form-0.1工① E o o c o E <6 H-2.500-3.500-4.500-P Oo c o l u l e H-2-1012tu-2-1012f/Td> pOo c o E <6 H 6003000f/T-2-1012-5.5001-6.500tu图2 ( a ) 2 = 0时激光波形图• 2=0时谐波辐射时频分析图(b )无无啾；(c)"=-0.003 ； (d ) 02 = -0.00006.Fig. 2 ( a ) The lasea profiles of 2 = 0. The time 一 frequence analyses of harmonicc of 2 =0for the cases o f ( b ) chirp - free ； ( c) "1 = - 0. 003 and ( d ) 02 = - 0. 00006.第38卷冯立强，等：相位一啁啾调控对高次谐波光谱的影响第3期即图2(b )中峰1、2、3.基于三步模型理论可知, 峰1、2、3的形成是电子在-1T 、-0.5T 和0时刻电离后经过半周期加速并回碰母核所产生的•分析图2(a )的激光波形可知，峰1、2、3是由电子在半周期波形A 、E 、C 加速时产生的.由于峰 2具有最大的能量；而峰1和3能量相差无几.因此，在谐波光谱上会呈现双平台区的结构.当引一一阶隅啾调控后，激光波形得到展宽(即,激光瞬时频率减小).因此，电子在加速时会经历更长的加速时间获得更大的动能，进而导致辐射峰能量增大，如图2(c)所示.这是引一一阶阶啾调控后谐波能量延伸的原因.当引一二阶阶啾调控后，激光上升区波形压缩(即，激光瞬时频率增大)；而激光下降区虽然波形展宽(即，激光瞬时频率减小)，但激光强度下降.这导致能量峰1和3减小，如图2(d )所示.这是谐波光谱平台区展宽的原因.同时，由于-0.4T 附近的激光强度增强，谐波能量峰2具有更强的辐射强度，因此致辐波形谱只台区区大度.图3给出激光相位角为0. 5$时不同碉啾调控下产生的谐波光谱.由图可知，在2二0.5$的条件下引一一阶啾调控时(伤二-0. 003 )，谐波能量得到延伸，进而形成光滑连续区•但是,平台区强度依然比无几啾时有所下降.当引一二阶轴距调控时(炖二-0.00006"，谐波能量得到很大程度延伸，进而获得超宽连续平台区.这一结果非常有利于单个阿秒脉冲的产生•----chirp-free pulse----月/with -0.003----爲尸 with p 20= 0.5兀s *iun.q e M*;sualu--0.00006300 600 900Harmonic order/®图3 0.5$相位时不同同啾调控下产生的谐波光谱Fig. 3 Harmonic spectra from different chirp modula tions when phase is 0. 5 $.图4给出0. 5$相位时Ne 原子在无无啾调制和和啾调制下谐波辐射的时频分析.在无无啾调制下，谐波辐射过程呈现3个能量峰，即图4( b )中峰1、2、3.但是，峰1强度与其它2个能量峰相比差距明显.因此其在谐波光谱中的贡献几乎可以忽略不计，即谐波光谱只由能量峰2和3贡献产生.分析图4(a )的激光波形可知，峰2和3是由电子在半周期波形E 和C 加速时产生的.当引入一阶阶啾调控后，激光波形依然可以得到展宽.因此，电子在加速时会获得更大的动能，进而导致辐射峰能量增大，如图4(c)所示.当引一二阶阶啾调控后，半周期波形E 得到非常大的展•n .e ellj------chirp-free pulse---人(chirped form ------/^chirped form-2-1012t/TE ou-2-1012-2.500-3.500-4.500o c O U L l e H-2-1012tIT工 a> Eo oc o E <6 H900600300tITirr/T-5.500|-6.50020图4(a ) 2二0. 5$时激光波形图.2二0.5$时谐波辐射时频分析图(b )无几啾；(c)仔1 二-0. 003 ； (d )仔2 二一 0.00006.Fig. 4( a ) The laseo profiles of 2 二 0. 5$. The time - frequence analyses of harmonict of 2 =0.5 $ foothecasesof ( b ) choop -foee ； ( c ) "1 f -0.003 and ( d ) "2 f -0.00006第38卷原子与分子物理学报第3期宽(半周期c波形几乎消失)，这导致能量峰2得到明显延伸，如图4(d)所示.这是谐波光谱能量延伸及平台区展宽的原因.4结论本文研究了不同相位和和啾组合下高次谐波光谱的特点.结果表明：对于一阶阶啾调控，当激光相位为o和0.5$时，谐波能量都能得到延伸，进而获得连续平台区•但是谐波平台区强度很弱.对于二阶阶啾调控，当激光相位为0时，谐波光谱会呈现高强度谐波平台区，但是谐波能量不会延伸.当激光相位为0.5$时，谐波能量会得到明显增大，进而获得超宽连续平台区.本文结果对阿秒脉冲的获得提供了理论指导及可行性分析•参考文献：[1]Liu H，Li Y.Vibrational state effect on frequencymodulation of harmonio emission from H)+[J].J.Sichuan Univ.:Nat.Sc-.Ed.，2019，56:713(in Chinese)[刘航,李义.理论分析振动态H)g偶次谐波的辐射机制'J].四川大学学报：自然科学版，2019,56：713][2]Liu H，Feng L Q.Contributions of charge-resonance-enhanced-ionization and dissociative ionization tehigh-ordee harmonio generation from H)+[J].J.；t.Mol.Phys-，2018,35：461(in Chinese)[刘航，冯立强.电荷共振增强电离和离解电离在谐波辐射中的贡献[J].原子与分子物理学报，2018,35:461][3]Krause F，Ivanov M.Attosecond physics'J].Rev.Mo0.Phy.，2009,81：163.[4]Mcpherson A,Gibson G,Jara H,et al.Studies ofmultiphoton production of vacuum-ultraviolet radiationin the rare gases'J].J.Opt.Soc.Am.A,1987,4:595[5]Corkum P B.Plasma perspective on strong field mut-tiphoton ionization[J].Phys.Rev Lett.,1993,71:1994[6]Goueelmakis E,Schultze M,Hofstetter M,et al Single-cycle nonlineaa optics[J].Science,2008,320:1614.[7]Li L,Zheng M,Feng RL Q,et al Waveform controlin generations of intense water window attosecond pulses vi mule-ccloo combined field[J].Int.J.Mod.Phys.A,2019,33：1950130.[8]Li Y,Feng L Q,Qiao Y.Selective enhancemeni ofeongt-oadQaand iwo-oadQahaamonocefaom HQaiomvic two-coloo and three-coloo laser fields[J].Chem.Phys.,2019,527：110497.[9]Li Y,Feng L Q,Qiao Y.Improvement of high-orderharmonio generation vie controlling multiple acceleration-recombination process[J].[Naturforsch.A,2019,74：561.[10]Li Y,Feng RL Q,Qiao Y.Improvement of harmoniospectra from superposition of state driven byhomogeneous and inhomogeneous combined field[J].Can.J.Phy..,2020,98：198.。

定向耦合器

单位代码： 10293 密级：硕士学位论文论文题目：带短路支节的高隔离度分支线定向耦合器设计研究电磁场与微波技术移动通信与射频技术工学硕士二零一五年三月学科专业研究方向申请学位类别论文提交日期摘要定向耦合器是一种常用微波无源元件，在无线系统的射频前端中有着广泛的应用。

特别在收发同频的无线系统中定向耦合器常常被用作隔离收发信号的一种关键部件。

但是传统的定向耦合器隔离度偏低且工作带宽较窄，无法满足系统的要求。

本文以分支线定向耦合器为研究对象，主要围绕如何提高其隔离度和增加工作带宽来进行深入研究。

论文的主要工作和创新点包括：（1）根据功率相消原理在其耦合端口增加一条微带短路支节，设计出一款3dB带短路支节双分支线定向耦合器。

这种方法结构简单，易于实现，且能够大幅提高耦合器隔离度。

（2）完成了一款实验样品的加工、测量工作，验证了短路支节线用于提高双分支线定向耦合器隔离度的效果，以及工作带宽提高不明显的缺点。

（3）在双分支线定向耦合器基础上，总结出一种有效提高其工作带宽的方法：增加耦合路径，并设计出一款3dB三分支线定向耦合器，该耦合器能够大幅拓宽工作带宽。

在3dB带短路支节双分支线定向耦合器的基础上设计出一款3dB带短路支节三分支线定向耦合器，该款改进型定向耦合器在很大程度上拓宽了工作带宽，且提高了隔离度。

关键词: 定向耦合器，隔离度，短路支节，工作带宽AbstractReader is an important part of the RFID system, and the reader send and receive isolation is one of the key performance of RFID system. At present, the most common methods to improve the reader transceiver isolation degree is to add directional coupler in front of the reader antenna feed network.The traditional directional coupler isolation and working bandwidth is narrow,and can not meet the requirements if the RFID system. In this paper,we focus on the branch line of directional coupler and research on how to improve the isolation and increase bandwidth. The main work and innovation of this paper include:(1)We use method of old-even mode to analyze the double branch line directional coupler,and use the HFSS simulation software to model and simulation,find the directional has a low degree isolation shortcoming. In order to increase isolation of the directional coupler,according to the theory of destructive power we increase a short branch section in the port, and design a 3dB dual-branch directional coupler with a short branch section.This method is simple in structure, easy to implement, and can greatly improve the coupler isolation.(2) We process the 3dB dual-branch directional coupler with a short branch section into objects, using a vector network analyzer to measure it,finally compare the simulation results and measurement results and found the isolation has been improved in the very great degree but the bandwith is not obvious increased.(3) Base on the dual branch line directional coupler,we sum an effective operating to improve its bandwidth approach:increase the coupling path,and design a 3dB three-branch line directional coupler, the coupler can greatly expand the bandwidth.Base on the dual-branch line directional coupler with a short branch section we design a 3dB three-branch directional coupler with a short branch section,The directional coupler significantly increases the operating bandwidth, and improve the isolation.Key words: the RFID system, isolation , short branch section, directional coupler目录第一章绪论 (1)1.1 研究的背景与意义 (1)1.2 RFID系统基本介绍 (1)1.3 RFID系统现状和进展 (3)1.3.1 RFID系统使用现状 (3)1.3.2 RFID系统中读写器收发隔离技术的重要程度 (3)1.4本文的主要工作及内容安排 (4)第二章定向耦合器基本原理 (6)2.1 定向耦合器工作原理 (6)2.1.1 定向耦合器基本特性 (6)2.1.2 定向耦合器理论分析 (7)2.1.3 定向耦合器的技术指标 (9)2.2 常见定向耦合器的介绍 (10)2.2.1 平行耦合线定向耦合器 (11)2.2.2 波导定向耦合器 (11)2.2.3 分支线定向耦合器 (13)2.2.3 环形定向耦合器 (14)2.3 3dB微带分支线定向耦合器理论分析 (15)2.4 本章小结 (18)第三章带短路支节双分支线定向耦合器设计 (19)3.1 3dB双分支线定向耦合器设计 (19)3.1.1 3dB双分支线定向耦合器ADS仿真 (19)3.1.2 微带线理论分析 (21)3.1.3 3dB双分支线定向耦合器建模与结果分析 (23)3.2 3dB带短路支节双分支线定向耦合器设计 (26)3.2.1 3dB带短路支节双分支线定向耦合器的工作原理 (27)3.2.2 3dB带短路支节双分支线定向耦合器建模与仿真 (29)3.2.3 相关参数优化与结果分析 (31)3.2.4 两款定向耦合器对比分析 (38)3.3 本章小结 (40)第四章实物测试与结果分析 (41)4.1 实物加工与测试 (41)4.2 测试结果与仿真结果分析 (44)4.3 本章小结 (47)第五章改进型微带分支线定向耦合器设计 (48)5.1 3dB微带三分支线型定向耦合器设计 (48)5.1.1 3dB微带三分支线定向耦合器ADS仿真 (48)5.1.2 3dB微带三分支线定向耦合器建模与仿真 (51)5.2 3dB带短路支节三分支线定向耦合器设计 (54)5.2.1 3dB带短路支节三分支线定向耦合器建模与仿真 (54)5.2.2 参数优化与结果分析 (56)5.2.3 3dB带短路支节双分支线和3dB带短路支节三分支线定向耦合器对比分析 (60)5.3 本章小结 (61)第六章总结与展望 (62)参考文献 (64)第一章绪论1.1研究的背景与意义无线射频识别技术(Radio Frequency Identification,RFID)是一种非接触式的自动识别技术，它的主要特征是运用射频信号和空间耦合传输特性，达到对被识别物体的自动识别[1]。

用准静态谐振腔实现自由空间无线电能传输

第２７卷㊀第３期２０２３年３月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Ｅｌｅｃｔｒｉｃ㊀Ｍａｃｈｉｎｅｓ㊀ａｎｄ㊀Ｃｏｎｔｒｏｌ㊀Ｖｏｌ２７Ｎｏ３Ｍａｒ.２０２３㊀㊀㊀㊀㊀㊀用准静态谐振腔实现自由空间无线电能传输陈希有１ꎬ㊀韩守鹏１ꎬ㊀齐琛１ꎬ㊀王杨２ꎬ㊀周思岑３(１.大连理工大学电气工程学院ꎬ辽宁大连１１６０２４ꎻ２.大连理工大学物理学院ꎬ辽宁大连１１６０２４ꎻ３.上海核工程研究设计院有限公司ꎬ上海２０００３０)摘㊀要:为了使运动工作和随意摆放的设备得到高效利用ꎬ从而不断提高人们生活品质和生产效率ꎬ人们迫切希望能够以无线方式为这些设备提供电力ꎬ而不是依赖导线连接电源或者停下工作来充电ꎮ据此ꎬ利用准静态谐振腔原理ꎬ初步研究了在特定三维空间内ꎬ为静止或运动设备无线供电的技术ꎮ根据准静态谐振腔结构和电磁场分布特点ꎬ给出了准静态谐振腔电磁场各坐标分量的直观近似表达式ꎮ在此基础上ꎬ分析了接收线圈的感应电动势和腔体的功率损耗ꎬ以及传输效率的一般表达式ꎮ制作了２.０８ˑ２.０８ˑ１.１２ｍ３的立方体且带一对电极的准静态谐振腔ꎬ并针对接收线圈的自转和公转等运动ꎬ开展了传输功率与传输效率的实验研究和相同条件下的仿真研究ꎬ实现了在手持且运动状态下为手机无线充电的功能ꎮ关键词:无线电能传输ꎻ动态无线供电ꎻ准静态谐振腔ꎻ运动设备ꎻ功率损耗ꎻ公转ＤＯＩ:１０.１５９３８/ｊ.ｅｍｃ.２０２３.０３.００７中图分类号:ＴＭ７２４文献标志码:Ａ文章编号:１００７－４４９Ｘ(２０２３)０３－００６９－１０㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:２０２２－０５－１３基金项目:国家自然科学基金(５１８７７０２５ꎬ５１９０７０１５)作者简介:陈希有(１９６２ )ꎬ男ꎬ博士ꎬ教授ꎬ研究方向为无线与单线谐振电能传输技术ꎻ韩守鹏(１９９６ )ꎬ男ꎬ硕士研究生ꎬ研究方向为无线电能传输技术ꎻ齐㊀琛(１９８６ )ꎬ男ꎬ博士ꎬ副教授ꎬ研究方向为无线电能传输ꎻ王㊀杨(１９９７ )ꎬ女ꎬ硕士研究生ꎬ研究方向为非线性光学ꎻ周思岑(１９９３ )ꎬ女ꎬ工程师ꎬ研究方向为核电站低压配电系统及无线通信系统ꎮ通信作者:齐㊀琛Ｆｒｅｅｄｏｍｓｐａｔｉａｌｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｕｓｉｎｇｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｒｅｓｏｎａｎｔｃａｖｉｔｙＣＨＥＮＸｉ￣ｙｏｕ１ꎬ㊀ＨＡＮＳｈｏｕ￣ｐｅｎｇ１ꎬ㊀ＱＩＣｈｅｎ１ꎬ㊀ＷＡＮＧＹａｎｇ２ꎬ㊀ＺＨＯＵＳｉ￣ｃｅｎ３(１.ＳｃｈｏｏｌｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇꎬＤａｌｉａｎＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙꎬＤａｌｉａｎ１１６０２４ꎬＣｈｉｎａꎻ２.ＳｃｈｏｏｌｏｆＰｈｙｓｉｃｓꎬＤａｌｉａｎＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙꎬＤａｌｉａｎ１１６０２４ꎬＣｈｉｎａꎻ３.ＳｈａｎｇｈａｉＮｕｃｌｅａｒＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＲｅｓｅａｒｃｈａｎｄＤｅｓｉｇｎＩｎｓｔｉｔｕｔｅＣｏ.ꎬＬｔｄ.ꎬＳｈａｎｇｈａｉ２０００３０ꎬＣｈｉｎａ)Ａｂｓｔｒａｃｔ:Ｉｎｏｒｄｅｒｔｏｍａｋｅｅｆｆｉｃｉｅｎｔｕｓｅｏｆｍｏｖｉｎｇｗｏｒｋｉｎｇｅｑｕｉｐｍｅｎｔａｎｄｒａｎｄｏｍｌｙ￣ｐｌａｃｅｄｅｑｕｉｐｍｅｎｔꎬｔｈｅｒｅｂｙｉｍｐｒｏｖｉｎｇｐｅｏｐｌｅｓｌｉｆｅｑｕａｌｉｔｙａｎｄｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙꎬｐｅｏｐｌｅａｒｅｈｏｐｉｎｇｔｏｐｒｏｖｉｄｅｐｏｗｅｒｔｏｔｈｅｓｅｅｑｕｉｐｍｅｎｔｗｉｒｅｌｅｓｓｌｙꎬｒａｔｈｅｒｔｈａｎｒｅｌｙｉｎｇｏｎｗｉｒｅｓｔｏｃｏｎｎｅｃｔｔｏａｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅｏｒｓｔｏｐｗｏｒｋｉｎｇｔｏｃｈａｒｇｅ.Ｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｒｅｓｏｎａｎｔｃａｖｉｔｙｗａｓｕｓｅｄｔｏｐｒｅｌｉｍｉｎａｒｉｌｙｓｔｕｄｙｔｈｅｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｌｙｐｏｗｅｒｉｎｇｓｔａｔｉｏｎａｒｙｏｒｍｏｖｉｎｇｗｏｒｋｉｎｇｅｑｕｉｐｍｅｎｔｉｎａｓｐｅｃｉｆｉｃｔｈｒｅｅ￣ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌｓｐａｃｅ.Ａｃ￣ｃｏｒｄｉｎｇｔｏｔｈｅｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｒｅｓｏｎａｎｔｃａｖｉｔｙｓｔｒｕｃｔｕｒｅａｎｄｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｆｉｅｌｄｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎꎬｔｈｅｉｎｔｕｉｔｉｖｅａｐ￣ｐｒｏｘｉｍａｔｅｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎｓｏｆｔｈｅｖａｒｉｏｕｓｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓｏｆｔｈｅｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｒｅｓｏｎａｎｔｃａｖｉｔｙｅｌｅｃｔｒｏｍａｇ￣ｎｅｔｉｃｆｉｅｌｄｗｅｒｅｇｉｖｅｎ.Ｏｎｔｈｉｓｂａｓｉｓꎬｔｈｅｉｎｄｕｃｅｄｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅｆｏｒｃｅｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌꎬｔｈｅｐｏｗｅｒｌｏｓｓｏｆｔｈｅｃａｖｉｔｙꎬａｎｄｔｈｅｇｅｎｅｒａｌｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎｏｆｔｈｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｗｅｒｅａｎａｌｙｚｅｄ.Ａｃｕｂｉｃｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔ￣ｉｃｒｅｓｏｎａｎｔｃａｖｉｔｙｗｉｔｈａｓｉｚｅｏｆ２.０８ˑ２.０８ˑ１.１２ｍ３ａｎｄａｐａｉｒｏｆｅｌｅｃｔｒｏｄｅｗａｓｆａｂｒｉｃａｔｅｄꎬａｎｄｅｘｐｅｒ￣ｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｅａｒｃｈｏｎｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒａｎｄｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｅａｒｃｈｕｎｄｅｒｔｈｅｓａｍｅｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓｗｅｒｅｃａｒｒｉｅｄｏｕｔｆｏｒｔｈｅｒｏｔａｔｉｏｎａｎｄｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ.Ｉｔｒｅａｌｉｚｅｓｔｈｅｆｕｎｃ￣ｔｉｏｎｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｃｈａｒｇｉｎｇｆｏｒｍｏｂｉｌｅｐｈｏｎｅｓｉｎｔｈｅｈａｎｄ￣ｈｅｌｄａｎｄｍｏｖｉｎｇｓｔａｔｅ.Ｋｅｙｗｏｒｄｓ:ｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｅｒ(ＷＰＴ)ꎻｄｙｎａｍｉｃｗｉｒｅｌｅｓｓｃｈａｒｇｉｎｇꎻｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｃａｖｉｔｙｒｅｓｏｎａｔｏｒꎻｍｏｖ￣ｉｎｇｄｅｖｉｃｅꎻｐｏｗｅｒｌｏｓｓꎻｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎ０㊀引㊀言人们对美好生活的不懈追求ꎬ使得在空间运动或随意放置的便携设备逐渐增多ꎮ例如手机㊁平板电脑㊁笔记本电脑㊁电动理发推剪㊁扫地机器人㊁迎宾机器人等ꎮ目前ꎬ为这些设备提供电力的主要方式是用导线连接电源ꎬ或用锂电池供电ꎮ导线的拖拽与电池的频繁充电或更换ꎬ无疑影响了设备运动的灵活性和工作的持续性ꎮ由此人们期望设备能够在运动状态下进行无线充电ꎬ且充电位置足够自由ꎬ能像使用ｗｉｆｉ传输数据那样灵便ꎮ无线电能传输技术(ｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｅｒꎬＷＰＴ)ꎬ是一种不使用导线连接或导体接触ꎬ借助某种中间能量形式(场或波)ꎬ在适当距离内传输电能的技术[１－２]ꎬ常用在设备与电源连接的最后一步ꎮ按照中间能量形式ꎬ目前研究较多的ＷＰＴ技术可以分为:基于线圈的磁场耦合式[３－７]㊁基于电容极板的电场耦合式[８－１１]ꎬ以及基于声电换能器的超声波耦合式[２ꎬ１２－１３]ꎮ为了更好地利用ＷＰＴ技术ꎬ人们开展了许多各具特色的研究ꎮ例如ꎬ能量的双向传输[１５]ꎻ利用双频段实现能量与信号的同步传输[１６]等ꎮ由于上述耦合单元能量发送与接收的固有特性ꎬ用这些方式进行无线电能传输时ꎬ一般要求接收设备与发射设备相距较近ꎬ且相对静止或者自由度受限的运动ꎬ以确保耦合单元的能量传递关系不发生明显变化ꎬ从而获得稳定的传输功率ꎬ例如旋转运动或平面运动ꎮ而在现实生活中ꎬ手机㊁手环㊁理发工具等用电设备ꎬ工作时它们在三维空间自由移动ꎮ平板电脑㊁笔记本电脑等ꎬ它们在工作时虽然不是自由运动ꎬ但它们的放置却是很随意的ꎮ因此ꎬ需要探索一种在较大三维空间内ꎬ且方向性不强的无线电能传输技术ꎬ以满足这些特殊设备对灵活供电的需求ꎮ在微波领域ꎬ谐振腔(ｃａｖｉｔｙｒｅｓｏｎａｔｏｒꎬＣＲ)用来选择指定频率的无线电信号或储存电磁能量ꎮ谐振腔是由金属材料包裹而成的空腔ꎬ微波探针将特定频率的电磁波注入腔体ꎬ电磁波便在其中振荡分布ꎮ这个特定的频率可以使腔体内的电磁能量达到谐振状态ꎬ该频率由腔体结构尺寸来决定ꎮ设想把谐振腔的空间设计得足够大ꎬ那么腔体内的电气设备便可在较大空间范围内接收到电磁能量ꎮ但是ꎬ目前对该方向的研究刚刚起步ꎬ主要体现在迪士尼公司等研究人员的系列成果ꎮ２０１４年Ｍ.Ｊ.Ｃｈａｂａｌｋｏ等[１７]提出了使用空心金属结构的电磁共振模式ꎬ为内部任何地方的小型接收器以无线方式提供电能ꎮ研究了谐振腔与接收器之间的耦合关系ꎮ２０１５年在文献[１８]中ꎬ他们分析了腔体和接收回路储存的能量ꎬ以及它们传输的能量ꎬ进而利用耦合模原理推导了能量耦合系数的解析表达式ꎬ以及谐振腔到小线圈的功率传输效率ꎬ为谐振腔式ＷＰＴ奠定了一种理论基础ꎮ他们使用两个谐振模式ꎬ即Ｔ０１１和Ｔ０１２ꎬ演示了一个直径为３英寸的接收器ꎬ可以在大约１４０立方英尺的谐振腔中的任何位置接收电能ꎬ传输效率大于５０％ꎮ他们的工作频率在１９０ＭＨｚ附近ꎮ为了避免使用耦合模和有限元仿真的复杂分析过程ꎬ２０１６年ꎬ文献[１９]提出了谐振腔无线供电系统的一般电路模型ꎮ用该模型计算的传输效率与实测效率误差在５％以内ꎮ使用两种谐振腔工作模式的组合ꎬ即ＴＥ０１１和ＴＥ０１２ꎬ传输效率大约３０％ꎮ２０１７年ꎬ日本学者在文献[２０]中对多个位置的无线馈电进行了研究ꎬ证实了时分馈电方式优于对所有接收端同时馈电方式ꎮ在实验模型中采用金属网全屏蔽的方法ꎬ对无电池传感器进行了功率传输实验ꎬ确认可以通过谐振腔驱动无电池传感器ꎮ在上述谐振腔内不可避免地存在着电场ꎬ这会令人不安ꎬ因为在相同能量密度下ꎬ电场对微电子设备和生物的负面影响大于磁场ꎮ因此ꎬ迪士尼研究人员Ｍ.Ｊ.Ｃｈａｂａｌｋｏ等ꎬ又在文献[２１]中对谐振腔进行了改进ꎮ他们将电场集中在电容器中ꎬ仅让磁场分布在腔体内ꎬ并且用传导电流来激励ꎬ从而构成类似ＬＣ结构的谐振回路ꎮ由于谐振频率较低ꎬ谐振腔在准静态场条件下工作ꎬ因此称为准静态谐振腔(ｑｕａｓｉ￣ｓｔａｔｉｃｃａｖｉｔｙｒｅｓｏｎａｔｏｒꎬＱＳＣＲ)ꎮ他们制作了示０７电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第２７卷㊀范系统ꎬ体积为５４ｍ３ꎮ几乎在谐振腔内的任何位置ꎬ均可为小型接收线圈提供电能ꎮ分析了磁场与电场分布ꎬ以及品质因数及耦合系数ꎮ在此基础上ꎬ根据耦合模原理ꎬ计算了传输效率ꎮ理论值在４０％到９５％ꎮ他们还利用比吸收率(ｓｐｅｃｉｆｉｃａｂｓｏｒｐｔｉｏｎｒａｔｅꎬＳＡＲ)的概念ꎬ通过仿真对安全性进行了评估ꎮ结果表明ꎬ电极通过１４０Ａ电流时ꎬ谐振腔内的磁场对人体仍然是安全的ꎮ为了避免在腔体中使用电极带来的不便ꎬ并使腔体内磁场均匀化ꎬ文献[２２－２３]研究了一种采用双模式技术的ＱＳＣＲ:依赖电极模式(ｐｏｌｅｄｅｐｅｎｄ￣ｅｎｔꎬＰＤ)和不依赖电极模式(ｐｏｌｅｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔꎬＰＩ)ꎮ两种模式可以交替工作ꎬ也可以同时工作ꎮ有限元模拟结果表明ꎬ如果单独采用无电极模式ꎬ可将功率传输到５４ｍ３容积的９３％ꎬ效率超过５０％ꎮ如果综合使用无电极模式和有电极模式ꎬ能够以超过６６％的效率将电力输送到房间内的任何位置ꎮ密闭谐振腔虽然能够实现相对自由的无线电能传输ꎬ但却屏蔽了通信信号ꎮ为此ꎬ我国电子科技大学在文献[２４]中ꎬ提出了一种由稀疏的金属条组成的谐振腔ꎬ并进行了仿真ꎬ不仅实现了４０％到７０％的电能传输效率ꎬ还实现了腔体内外的信息通信ꎮ物联网(ＩｏＴ)的发展对ＱＳＣＲＷＰＴ提供了美好的应用前景ꎮ文献[２５]针对三方面需求(功率超过瓦级㊁目标在视线之外且对位置呈鲁棒性㊁大规模生产时能够廉价)ꎬ给出了方案的详细建议ꎬ在设计㊁实现和评价等方面ꎬ具有专门的学术贡献ꎮ文献[２６]ꎬ以植入啮齿类动物体内的电子设备为无线供电对象ꎬ接收线圈直径只有８ｍｍꎮ使用ＱＳＣＲＷＰＴꎬ用大鼠进行了九周的连续实验ꎮ结果表明ꎬ这种基于腔谐振器的ＷＰＴ系统ꎬ为动物体内的植入电子设备无线供电提供了一种简便方法ꎮ文献[２７]ꎬ提出了多模式(Ｍ￣ＱＳＣＲ)准谐振腔ꎬ多模式是指依赖电极的ＰＤ模式和独立于电极的ＰＩ模式ꎮ实验和仿真表明ꎬ可以在３ｍˑ３ｍˑ２ｍ的空间内ꎬ为手机充电㊁为电扇供电ꎬ效率３７.１％ꎬ传输功率５０Ｗꎮ文中用仿真方法分析了铝箔表面电流和空间磁场的分布ꎮ两种模式各自产生的磁场ꎬ可以覆盖另一种模式的弱场区域ꎬ从而改善磁场分布的空间均匀性ꎮ本文结合上述进展ꎬ研究了带有一对中央电极的准静态谐振腔无线电能传输ꎬ该谐振腔中主要含有变化的磁场ꎬ原理上可以提高生物安全性ꎮ考虑简单易用性ꎬ并根据准谐振腔结构和电磁场分布现象ꎬ给出了电磁场分布的直观近似表达式ꎬ以简化复杂的积分运算ꎮ在此基础上ꎬ分析了接收线圈的感应电动势和腔体的功率损耗ꎮ在实验室环境下制作了小型立方体实验装置ꎬ对接收线圈在不同位置处的传输效率或传输功率进行了仿真和实验ꎬ实现了手持手机且在运动状态下的无线充电功能ꎮ１㊀准谐振腔的构造图１为本文设计的准谐振腔结构示意图ꎮ腔体长㊁宽㊁高分别为ａ㊁ｂ㊁ｈꎬ木质框架ꎬ外表面覆盖金属铝箔ꎮ腔体中心轴线处安放上㊁下两个矩形截面的长条形金属电极ꎬ电极截面边长分别为ｐｗｉｄｔｈ和ｐｌｅｎｇｔｈꎻ上㊁下电极高度分别为ｐｕｐ和ｐｄｏｗｎꎬ并且分别与腔体的上㊁下表面连接ꎬ两电极之间留有长为ｇａｐ的间隙ꎮ集中参数电容器和高频电源串联后ꎬ接入两个电极之间ꎮ接收线圈放置在腔体内部并且可以自由移动ꎮ图１㊀准静态谐振腔构造Ｆｉｇ.１㊀ＳｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＱＳＣＲ集中参数电容(调谐电容)用来存储电场能量ꎬ并调节系统的谐振频率ꎬ使得工作波长远大于腔体尺寸ꎬ处于准静态场状态ꎮ从电路模型的角度考虑ꎬ储存磁场能量的腔体可以抽象为电感ꎮ通过改变激励源频率或调谐电容ꎬ腔体电容器系统与激励源可以处于谐振状态ꎬ从而在腔体内部产生较强的分布性磁场ꎬ用于为电气设备传输能量ꎮ当给腔体施加激励并处于谐振状态时ꎬ电磁场的分布情况如图２所示ꎮ激励源产生的电流在电容器㊁上㊁下电极㊁腔体的上㊁下表面ꎬ以及腔体侧表面组成的路径中流动ꎬ如米字型虚线所示ꎮ该电流产生的磁场环绕在电极周围ꎬ如圆形虚线所示ꎻ腔体内还存在弱电场ꎬ如腔内竖直虚线所示ꎮ腔体中的线圈接收到磁场传递的能量ꎬ便产生感应电动势ꎬ从而实现电能的无线传输ꎮ１７第３期陈希有等:用准静态谐振腔实现自由空间无线电能传输图２㊀准静态谐振腔表面电流和内部电磁场分布Ｆｉｇ.２㊀Ｃｕｒｒｅｎｔｏｆｓｕｒｆａｃｅａｎｄｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎｏｆｅｌｅｃｔｒｏ￣ｍａｇｎｅｔｉｃｆｉｅｌｄｆｏｒＱＳＣＲ２㊀准静态谐振腔特性分析２.１㊀电磁场的分布特性根据图２所示谐振腔的对称结构可以做如下假设:４个金属立面没有水平方向电场与电流ꎬ腔体内只须考虑竖直方向的电场ꎮ进一步假设在竖直方向上电场是均匀的ꎬ或者说用电场强度平均值代替竖直方向各位置的电场ꎮ再假设在竖直金属立面上电场为０(用理想导体来近似)ꎬ并参照谐振腔电场分布ꎬ正弦稳态下ꎬ准静态谐振腔电场分布近似描述如下:Ｅｘ＝０ꎻＥｙ＝０ꎻＥｚ＝Ｅ０ｓｉｎ(πａｘ)ｓｉｎ(πｂｙ)ｃｏｓ(ωｔ)ꎮüþýïïïï(１)其中:Ｅ０代表在腔体中心位置处ｚ轴方向的电场强度ꎬ它也是电场随ｘ㊁ｙ坐标变化的幅值ꎻ０<ｘ<ｂꎬ０<ｙ<ａꎮ再根据图２ꎬ４个金属立面的电流方向为竖直方向ꎬ所以它们内边界的磁场近似只有与立面以水平方向相切的分量ꎬ腔体内的磁场也只有水平方向ꎬ即ｘ㊁ｙ方向的分量ꎬ无竖直方向分量ꎮ合成磁场环绕腔体电极中心ꎮ因此ꎬ参照谐振腔磁场分布ꎬ准谐振腔体内的磁场可以近似描述如下:Ｈｘ＝πＥ０ωμ０ｂｓｉｎ(πａｘ)ｃｏｓ(πｂｙ)ｓｉｎ(ωｔ)ꎻＨｙ＝－πＥ０ωμ０ａｃｏｓ(πａｘ)ｓｉｎ(πｂｙ)ｓｉｎ(ωｔ)ꎻＨｚ＝０ꎮüþýïïïïïï(２)２.２㊀磁通及感应电动势的计算当接收线圈平面法线与磁场平行ꎬ且线圈尺度不大以至于线圈内的磁场可以认为处处均匀时ꎬ某些特殊位置处ꎬ通过半径为ｒ的线圈磁通可以简单计算如下:１)在ｘ＝ａ/２处ꎮ由式(２)中Ｈｘ的表达式可得ϕ(ｙꎬｔ)＝Ｂπｒ２＝μ０Ｈｘπｒ２＝π２Ｅ０ｒ２ωｂｃｏｓ(πｂｙ)ｓｉｎ(ωｔ)ꎮ(３)式中ｙ代表线圈圆心的ｙ轴坐标值ꎮ２)在ｙ＝ｂ/２处ꎮ由式(２)中Ｈｙ的表达式可得ϕ(ｘꎬｔ)＝Ｂπｒ２＝μ０Ｈｙπｒ２＝－π２Ｅ０ｒ２ωａｃｏｓ(πａｘ)ｓｉｎ(ωｔ)ꎮ(４)式中ｘ代表线圈圆心的ｘ轴坐标值ꎮ３)在任意位置处ꎮ先计算总磁感应强度为Ｂ＝μ０Ｈ２ｘ＋Ｈ２ｙꎮ(５)再设圆形接收线圈法线与磁场之间夹角为θꎬ则穿过线圈的磁通为ϕ(ｘꎬｙꎬｚꎬｔ)＝Ｂπｒ２ｃｏｓθꎮ(６)有了上述各种情况的磁通ꎬ便可通过电磁感应定律计算线圈中的感应电动势ꎮ例如ꎬ在ｘ＝ａ/２平面内ꎬ感应电动势为ｅ１(ｙꎬｔ)＝－Əϕ(ｙꎬｔ)Əｔ＝π２Ｅ０ｒ２ｂｃｏｓ(πｂｙ)ｃｏｓ(ωｔ)ꎮ(７)同理可以计算在其他位置产生的感应电动势ꎮ当接收线圈为ｎ匝时ꎬ将每匝线圈的感应电动势求和即为总的感应电动势ꎮ或者用半径为各匝线圈半径平均值ｒ的线圈磁通的ｎ倍近似计算如下:ｅ(ｙꎬｔ)＝ｎｅ１(ｙꎬｔ)＝ｎπ２Ｅ０ｒ２ｂｃｏｓ(πｂｙ)ｃｏｓ(ωｔ)ꎮ(８)利用该感应电动势和线圈及负载参数ꎬ可以计算负载接收的有功功率㊁负载电压ꎬ以及线圈功率损耗ꎮ这些都属于基本的电路问题ꎬ此处从略ꎮ２.３㊀谐振腔功耗分析将准谐振腔用于无线电能传输时ꎬ有必要分析该谐振腔的功率损耗(不再视为理想导体)ꎮ计算损耗需要电流密度ꎮ根据安培定律ꎬ可以用腔体表面磁场的切向分量Ｈτ来表达电流密度ꎬ并用下式来计算某个面的功率损耗:Ｐｓｕｒ＝１２ρ∬Ｓ｜Ｈτ｜２ｄＳꎮ(９)２７电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第２７卷㊀其中ρ是考虑腔体表面趋肤效应时的电阻率(参见电磁场教材有关趋肤效应的叙述)ꎬ即ρ＝ωμ２σꎮ(１０)其中σ表示腔体表面材料的电导率ꎮ考虑相对的两个表面损耗相同ꎬ所以整个腔体表面损耗的一般计算公式是Ｐ＝ρ[ʏｈ０ʏｂ０｜Ｈｙ｜２ｘ＝０ｄｙｄｚ＋ʏｈ０ʏａ０｜Ｈｘ｜２ｙ＝０ｄｘｄｚ＋ʏｂ０ʏａ０(｜Ｈｘ｜２＋｜Ｈｙ｜２)ｄｘｄｙ]ꎮ(１１)经计算得Ｐ＝ρ２π２Ｅ２０ω２μ２０[ｂｈａ２＋ａｈｂ２＋ａ２ｂ＋ｂ２ａ]ꎮ(１２)由上式可知ꎬ准静态谐振腔损耗除了与表面材料电阻率和腔体尺寸参数有关外ꎬ还与工作角频率密切相关ꎮ在Ｅ０不变的条件下ꎬ提高工作频率可以显著降低准静态谐振腔损耗ꎮ２.４㊀传输最大功率时的效率分析本文着眼于传输最大功率ꎬ最大限度满足用电设备对传输功率的需求ꎮ当负载电阻与线圈电阻相等时ꎬ负载可以获得最大功率(线圈的感抗已用串联电容完全补偿)ꎮ从分析效率的角度ꎬ可以将腔体用具有输入输出功能的二端口网路来表示ꎬ如图３所示ꎮ该二端口网络的损耗为式(１２)计算的总损耗Ｐꎮ由于负载与接收线圈流过相同电流ꎬ根据电路理论ꎬ系统传输最大功率时的传输效率可按下式计算:ηｍａｘ＝(Ｐｃｏｉｌ＋Ｐｌｏａｄ)Ｐ＋(Ｐｃｏｉｌ＋Ｐｌｏａｄ)ＲｌｏａｄＲｃｏｉｌ＋Ｒｌｏａｄꎮ(１３)图３㊀计算传输效率的等效电路Ｆｉｇ.３㊀Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｃｉｒｃｕｉｔｆｏｒｃａｌｃｕｌａｔｉｎｇｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ３㊀仿真研究仿真中使用与实际构造的准静态谐振腔一样的尺度㊁材料和元器件参数ꎬ如表１所示ꎮ表１㊀实验用准谐振腔主要参数Ｔａｂｌｅ１㊀ＰａｒａｍｅｔｅｒｓｏｆＱＳＣＲｉｎｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ㊀㊀㊀参数数值ＱＳＣＲ长ａ/ｍ２.２０ＱＳＣＲ宽ｂ/ｍ２.０８ＱＳＣＲ高ｈ/ｍ１.１２工作角频率ω/(ｒａｄ/ｓ)９.７４ˑ１０６表面电导率σ/(Ｓ/ｍ)２.７ˑ１０７真空磁导率μ０/(Ｈ/ｍ)４πˑ１０－７接收线圈匝数ｎ/匝５２接收线圈半径ｒ/ｍ０.０８负载电阻Ｒｌｏａｄ/Ω１０接收线圈内阻Ｒｃｏｉｌ/Ω１０仿真任务是研究接收线圈位置与传输功率的关系ꎮ线圈位置包括:距电极的水平距离Ｄ(简称传输距离)㊁距底面高度Ｈ㊁自转角度Φ和公转角度Θꎮ其中ꎬ自转角度表示接收线圈围绕自身中心垂线旋转的角度ꎬ起始位置平行于ｙＯｚ平面ꎬ类似地球自转运动ꎻ公转角度表示接收线圈围绕电极旋转的角度ꎬ并且线圈与电极在同一平面ꎬ起始位置也平行于ｙＯｚ平面ꎬ类似地球的公转运动ꎬ如图４所示ꎮ图４㊀接收线圈的自转和公转示意图Ｆｉｇ.４㊀Ｒｏｔａｔｉｏｎａｎｄｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎｄｉａｇｒａｍｏｆｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ图５为使用ＣＯＭＳＯＬ仿真时建立的仿真模型ꎮ腔体内部放置一对电极ꎬ电极横断面长４ｃｍꎬ宽３ｃｍꎬ上㊁下电极高度分别为３６.６ｃｍ和６５.１ｃｍꎮ两电极之间接入激励和调谐电容ꎮ当调谐电容为６ｎＦ时ꎬ系统的谐振频率为１.５５ＭＨｚꎮ接收线圈初始与ｙＯｚ平面平行且与中心电极在同一平面ꎬ等效电感为１８３μＨꎬ计算得串联调谐电容为５７ｐＦꎮ接收线圈内阻的测量值为１０Ωꎬ故选择１０Ω电阻负载ꎬ以便实现阻抗匹配并获得最大功率ꎮ３７第３期陈希有等:用准静态谐振腔实现自由空间无线电能传输图５㊀准静态谐振腔仿真模型Ｆｉｇ.５㊀ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｌｏｆＱＳＣＲ用仿真得到的传输效率与水平距离Ｄ的关系㊁传输效率与接收线圈距底面高度Ｈ的关系分别如图６(ａ)㊁(ｂ)所示ꎮ按照式(１３)和表１参数所做的理论计算ꎬ系统传输效率为４８％ꎬ而仿真值平均为４２.５％ꎮ图６㊀传输效率与传输距离和接收线圈位置高度的关系Ｆｉｇ.６㊀Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｖｓｐｏｓｉｔｉｏｎｈｅｉｇｈｔｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ由图６(ａ)可见ꎬ传输距离对传输效率影响比较明显ꎬ这是因为远离电极的位置ꎬ其磁场按倒数关系减弱ꎮ因此ꎬ要获得不明显依赖传输距离的磁场ꎬ单对电极是不够的ꎮ由图６(ｂ)可见ꎬ接收线圈距底面高度对传输效率影响较小ꎬ说明磁场在竖直方向上变化较小ꎬ因而所做的均匀假设是合理的ꎬ这对无线电能传输有益ꎮ传输效率与接收线圈自转角度Φ的关系㊁与公转角度Θ的关系分别如图７(ａ)㊁(ｂ)所示ꎮ图７㊀传输效率与接收线圈自转和公转角度的关系Ｆｉｇ.７㊀Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｖｓｒｏｔａｔｉｏｎａｎｄｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ图７(ａ)表明ꎬ传输效率随自转角度按周期规律变化ꎬ周期为１８０ʎꎻ传输效率随公转角度有小幅波动ꎬ波动周期为９０ʎꎮ波动的原因是谐振腔为立方体结构ꎬ在公转过程中ꎬ接收线圈与金属腔体的距离是变化的ꎮ如果腔体是圆柱形ꎬ则可以减小波动性ꎬ但制作复杂ꎬ应用背景比较少见ꎮ４㊀实验研究图８是搭建的准静态谐振腔示范性实物模型ꎬ具体参数如表１所示ꎮ腔体表面覆盖铝箔ꎮ为了方便观察和调试ꎬ留有宽１ｍ㊁高１.１２ｍ的窗口ꎮ使用２.３５ｎＦ的电容器串联在电极之间ꎬ将系统的谐振频率调整至１.５５ＭＨｚꎮ先使用图９所示的接收线圈ꎬ它是用利兹线制成的圆盘ꎬ直径１６.７ｃｍꎬ５２匝ꎬ电感为５０.４μＨꎬ电阻为６.５Ωꎮ接收线圈通过串联２１０ｐＦ的电容ꎬ将谐振频率调整至工作频率ꎮ接收线圈输出连接到１２Ｖ㊁３Ｗ的灯珠ꎮ４７电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第２７卷㊀图８㊀准谐振腔无线电能传输系统实物构造Ｆｉｇ.８㊀ＦａｂｒｉｃａｔｉｏｎｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｂａｓｅｄｏｎＱＳＣＲ图９㊀接收线圈结构之一Ｆｉｇ.９㊀Ｏｎｅｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌｓｔｒｕｃｔｕｒｅ维持发射电源电压为２０Ｖ㊁频率为１.５５ＭＨｚꎬ将接收线圈在腔体中移动ꎬ模拟移动设备在三维空间的不同位置㊁不同状态ꎬ分析传输功率的变化ꎮ实验时ꎬ利用自制的电压㊁电流无线测量模块ꎬ将接收的负载电压㊁电流以及功率的测量值ꎬ显示在腔体外的手机上ꎮ４.１㊀传输功率与接收线圈位置的关系参照仿真内容ꎬ这里分４种情况ꎮ１)传输功率与传输距离的关系ꎬ自转角为参变量ꎮ接收线圈放置在离底面４０ｃｍ的位置并逐渐从电极向外沿水平方向移动ꎬ使用３种自转角度:０㊁４５ʎ和９０ʎꎬ观察传输功率与传输距离的关系ꎬ如图１０所示ꎮ由图１０可见ꎬ在各种自转角度下ꎬ传输功率随传输距离的增加总体上减小ꎮ但当接收线圈自转角度为０即与电极处于同一平面时ꎬ在任何距离处ꎬ接收到的功率都最大ꎬ靠近电极时可达６Ｗ(用示波器计算电压与电流的乘积ꎬ再计算乘积波形的平均值ꎬ即为平均功率)ꎮ这是因为磁场是环绕电极的ꎬ所以自转角度为０时ꎬ磁场与接收线圈平面垂直ꎬ磁通量最大ꎮ磁场在同一距离处ꎬ当自转角从０到９０ʎ增加时ꎬ传输功率逐渐减小ꎮ图１０㊀传输功率与传输距离Ｄ的关系Ｆｉｇ.１０㊀ＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｏｆｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒｖｓｔｒａｎｓｆｅｒｄｉｓｔａｎｃｅＤ实验中ꎬ测得系统传输效率最大为３８％ꎬ因为腔体㊁接收线圈都存在一定的损耗ꎮ２)传输功率与高度关系ꎬ传输距离为参变量ꎮ将接收线圈放置在距离电极中心１０ｃｍ处ꎬ并将其从腔体底面向上移动ꎬ观察传输功率与距底面高度Ｈ的关系ꎬ如图１１所示ꎮ图１１㊀传输功率与接收线圈距地高度Ｈ关系Ｆｉｇ.１１㊀ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒｖｓｐｏｓｉｔｉｏｎｈｅｉｇｈｔＨｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ接收线圈在不同高度处测得系统传输功率变化很小ꎬ说明磁场在高度方向上很均匀ꎮ而在不同传输距离时ꎬ传输功率随传输距离的增大而降低ꎬ这与仿真图６(ａ)的结论是一致的ꎮ３)传输功率与自转角度关系ꎬ传输距离为参变量ꎮ５７第３期陈希有等:用准静态谐振腔实现自由空间无线电能传输将接收线圈置于４０ｃｍ高度处ꎬ且距离电极中心４６ｃｍꎬ使其做自转运动ꎬ观察传输功率与自转角度Φ的关系ꎬ如图１２所示ꎮ图１２㊀传输功率与接收线圈自转角度Φ的关系Ｆｉｇ.１２㊀ＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｏｆｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒｖｓｒｏｔａｔｉｏｎａｎｇｌｅΦｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ实验结果表明ꎬ旋转一周ꎬ接收功率与自转角度关系有两个极大值点ꎬ分别对应０和１８０ʎꎮ这是因为在这两个角度下ꎬ接收线圈平面与磁场垂直ꎬ因而磁通变化最大ꎮ当接收线圈在电极附近时ꎬ接收线圈收到的功率最大为４Ｗꎬ最小为１Ｗꎬ可以满足小功率用电负载需求ꎮ４)传输功率与公转角度的关系ꎬ传输距离为参变量ꎮ将接收线圈置于４０ｃｍ高度处ꎬ且距离电极中心４６ｃｍꎬ观察传输功率与公转角度Θ的关系ꎬ如图１３所示ꎮ图１３㊀传输功率与接收线圈公转角度Θ的关系Ｆｉｇ.１３㊀ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｗｅｒｖｓｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎａｎｇｌｅΘｏｆｔｈｅｒｅｃｅｉｖｉｎｇｃｏｉｌ图１３中每条曲线对应公转一周ꎬ各曲线均存在４个极大值点ꎬ对应的公转角度分别为０㊁９０ʎ㊁１８０ʎ和２７０ʎꎮ每条曲线波动的幅度很小ꎬ表明公转角度对传输功率影响甚微ꎮ实验中ꎬ当接收线圈在电极附近时ꎬ接收功率为４.１Ｗꎮ４.２㊀准静态谐振腔为手机无线充电实验按照普通手机大小ꎬ用ＰＣＢ技术重新制作了接收线圈ꎮ该线圈的线宽为０.５１ｍｍꎬ单层线圈ꎮ在ＰＣＢ的另一面连接了整流㊁稳压电路ꎬ如图１４所示ꎮ经测ꎬ线圈电感为１６７μＨꎬ电阻为７.４Ωꎮ针对１.５５ＭＨｚ的工作频率ꎬ串联调谐电容为６２ｐＦꎮ图１４㊀手机无线充电用ＰＣＢ线圈结构Ｆｉｇ.１４㊀ＰＣＢｃｏｉｌａｐｐｌｉｅｄｆｏｒｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｅｒｏｆｍｏｂｉｌｅｐｈｏｎｅ图１５为手持智能手机进行动态无线充电实验场景ꎮ为了看清充电现象ꎬ实验时将手机与接收线圈分开放置ꎮ当接收线圈平面与磁场垂直时ꎬ充电效果最好ꎻ而当接收线圈自转９０ʎꎬ变成与磁场平行时ꎬ充电效果最差ꎮ手机在电极附近ꎬ且发射电源输出电压为２０Ｖ时ꎬ输入电流为０.７Ａꎬ手机接收功率５Ｗꎬ传输效率最高ꎬ约３５.７％ꎮ将手机逐渐远离电极中心ꎬ直到最远位置ꎬ将发射电源电压增加到５０Ｖꎬ仍可以为手机供电ꎬ此时输入电流为１.７Ａꎮ因此ꎬ通过调节系统输入功率ꎬ准静态谐振腔的供电范围可以覆盖整个腔体ꎮ图１５㊀手机动态无线充电实验现场Ｆｉｇ.１５㊀Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓｉｔｅｏｆｍｏｂｉｌｅｐｈｏｎｅｄｙｎａｍｉｃｗｉｒｅｌｅｓｓｃｈａｒｇｉｎｇ６７电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第２７卷㊀５㊀结㊀论同基于线圈的磁场耦合式ＷＰＴ和基于极板的电场耦合式ＷＰＴ技术相比ꎬ准静态谐振腔式ＷＰＴ技术ꎬ可以在较大的空间内产生某种较均匀磁场ꎬ便于为空间运动的设备动态无线充电ꎮ本文分析了立方体准静态谐振腔电磁场分布ꎬ以及腔体表面损耗ꎮ分别利用仿真和实验ꎬ观察了传输效率及传输功率与传输距离㊁接收线圈高度㊁接收线圈的自转角度㊁公转角度的关系ꎮ传输距离和接收线圈自转角度对传输效果影响较大ꎮ利用准谐振腔实现了手持手机的动态无线充电ꎮ本文研究的准静态谐振腔式ＷＰＴ技术还很初级ꎬ使用一对电极ꎬ只能产生一种环形磁场ꎮ虽然在较大空间可以接收磁场能量ꎬ但需要接收线圈平面与电极平行ꎬ这给使用带来不便ꎮ如果增加电极对数ꎬ例如三对ꎬ并使它们相互垂直且比较隐蔽ꎬ它们分别产生绕自身旋转的磁场ꎮ根据叠加原理ꎬ接收线圈的感应电动势ꎬ等于这３个磁场单独存在时产生感应电动势的叠加ꎬ这样就不要求接收线圈保持严格的方向性ꎮ在较大空间范围内用准静态谐振腔无线传输电能ꎬ传输效率虽然偏低ꎬ但手机等便携设备本身的耗电量很小ꎬ低效率并不会带来能量的明显浪费ꎮ在电能日益丰富的未来ꎬ方便性更胜于传输效率ꎮ另外ꎬ当接收设备增多时ꎬ传输效率可以随之提高ꎮ参考文献:[１]㊀薛明ꎬ杨庆新ꎬ章鹏程ꎬ等.无线电能传输技术应用研究现状与关键问题[Ｊ].电工技术学报ꎬ２０２１ꎬ３６(８):１５４７.ＸＵＥＭｉｎｇꎬＹＡＮＧＱｉｎｇｘｉｎꎬＺＨＡＮＧＰｅｎｇｃｈｅｎｇꎬｅｔａｌ.Ａｐｐｌｉｃａ￣ｔｉｏｎｓｔａｔｕｓａｎｄｋｅｙｉｓｓｕｅｓｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ[Ｊ].ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌＳｏｃｉｅｔｙꎬ２０２１ꎬ３６(８):１５４７.[２]㊀李阳ꎬ石少博ꎬ刘雪莉ꎬ等.磁场耦合式无线电能传输耦合机构综述[Ｊ].电工技术学报ꎬ２０２１ꎬ３６(Ｓ２):３８９.ＬＩＹａｎｇꎬＳＨＩＳｈａｏｂｏꎬＬＩＵＸｕｅｌｉꎬｅｔａｌ.Ｏｖｅｒｖｉｅｗｏｆｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｕ￣ｐｌｉｎｇｍｅｃｈａｎｉｓｍｆｏｒｗｉｒｅｌｅｓｓｐｏｗｅｒｔｒａｎｓｆｅｒ[Ｊ].ＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｆＣｈｉｎａＥｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌＳｏｃｉｅｔｙꎬ２０２１ꎬ３６(Ｓ２):３８９. 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1.2 空间电荷区的电场和电势分布

西安理工大学电子工程系刘静122ερk dx dE dx d −=−=Ψρ——空间电荷密度ε0 ——真空介电常数k ——相对介电常数)(n p N N q A D −+−=ρ1.2 空间电荷区的电场和电势分布1.2.1 理想突变结()⎪⎩⎪⎨⎧≤≤≤≤−−=n D p A x x qN x x qN 0)0(ρ¾PN 结内建电场的求解求PN 结内建电场分布，需要解泊松方程：西安理工大学电子工程系刘静2边界条件：在中性区杂质均匀分布，空间电荷区边界x =-x p 和x =x n 处，电场强度为E =0在耗尽区P型一侧的解：)0()(0≤≤−−−=∫∫x x x E x x dxk N q dE p p Aε)0()()(0≤≤−+−=x x x x k N qx E p p Aε022ερk dx dE dx d −=−=Ψ()⎪⎩⎪⎨⎧≤≤≤≤−−=n D p A x x qN x x qN 0)0(ρ¾PN 结内建电场的求解西安理工大学电子工程系刘静3结论：电场强度为直线分布，最大值在冶金结处同样，在耗尽区N型一侧电场强度的解：)0(0)(0n n Dx x x E x x dxk N q dE ≤≤=∫∫ε在x=0处，电场应连续，N 型和P 型两侧电场强度的解在冶金结分界处相等，并且，在x=0处最大。

n D m x k N q E 0ε−=pAx k N q 0ε−=¾PN 结内建电场的求解)0()()(0n n Dx x x x k N q x E ≤≤−−=ε)0()()(0≤≤−+−=x x x x k N qx E p p Aε西安理工大学电子工程系刘静4已知条件：空间电荷区两个边界的电势差为V Bi那么，有N D x n =N A x p PN 结耗尽区正电荷数与负电荷数相等¾电势分布的求解：由于dx dV E −=()⎪⎪⎩⎪⎪⎨⎧≤≤−≤≤−+=⇒n n D p p A x x x x k N q x x x x k N q dx dV 0)()0()(00εε设参考电势位于x =-x p 为零，则：V =0 (x =-x p ) 和V =V Bi (x =x n )分离变量且沿耗尽区边界到任一点x 处进行积分，在耗尽层P 型一侧有：n D m x k N qE 0ε−=pAx k N q 0ε−=qN D x n =qN A x p西安理工大学电子工程系刘静5)0()(2)(2≤≤−+=x x x x k qN x V p p Aε)0()(2)(2n n DBi x x x x k qN V x V ≤≤−−=ε同样，在结的N 型一侧，V 与x 的关系实际上是二次函数关系，结的P 型侧为凹形曲线，结的N 型侧为凸形曲线)0()(0)(0≤≤−−+=∫∫x x x V x x dx x x k N q dV p p p Aε西安理工大学电子工程系刘静6在x =0处，得出：22022nD Bi p A x k qN V x k qN εε−=利用N D x n =N A x p ，由上式可以得到：x n ,x p 的解¾如何求解x n , x p ?21)(20⎥⎦⎤⎢⎣⎡+=Bi D A D An V N N N N q k x εA n D p N x N x =21)(20⎥⎦⎤⎢⎣⎡+=Bi D A A DV N N N N q k εp n x x W +=21)(20⎥⎦⎤⎢⎣⎡+=Bi A D D A V N N N N q k ε耗尽层的总宽度W)0()(2)(2≤≤−+=x x x x k qN x V p p Aε)0()(2)(2n n DBi x x x x k qN V x V ≤≤−−=ε西安理工大学电子工程系刘静7例：已知一硅突变结且N A ＝1017/cm3，N D ＝1014/cm3，求热平衡条件下，T=300K时耗尽层宽度和最大电场强度解：对于给定的PN 结，]ln[2i D A Bi n N N q KT V =]101010ln[0259.0201417=V656.0=21)(20⎥⎦⎤⎢⎣⎡+≅Bi D A D A n V N N N N q k x εAnD p N x N x =n x )10(3−=m μ31093.2−×=W =x n +x p ≈x n =2.93µm)0(maxE E=cm V /1049.43×=n Dx k N qε=mμ93.2=西安理工大学电子工程系刘静81.2.2 理想突变结(PN 结外加电压V A ≠0，非平衡PN 结) 如图所示可忽略的压降（欧姆接触）可忽略的压降（欧姆接触）可忽略的压降（低注入条件）可忽略的压降（低注入条件）外加电压V A+ V A -P N外加电压VA下二极管内部电压降示意图如果忽略中性区压降和欧姆接触压降，外加电压V A 一定加在耗尽层上。

基于缝隙耦合的微带天线设计

Ｄｅｓｉｇｎｏｆｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐａｎｔｅｎｎａｂａｓｅｄｏｎｓｌｏｔｃｏｕｐｌｉｎｇ
ＬｕＳｉｗｅｉꎬＳｈａｎＺｈｉｙｏｎｇꎬＣｈｅｎｇＹｕｎｐｅｎｇꎬＯｕＹａｎｇ
( ＳｃｈｏｏｌｏｆＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙꎬＤｏｎｇｈｕａＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙꎬＳｈａｎｇｈａｉ２０１６００ꎬＣｈｉｎａ)
Ａｂｓｔｒａｃｔ:ＢｒｏａｄｂａｎｄａｎｔｅｎｎａꎬｗｈｉｃｈｃａｎｂｅａｐｐｌｉｅｄｔｏｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎꎬｇｌｏｂａｌｍｉｃｒｏｗａｖｅｗｉｒｅｌｅｓｓＩｎｔｅｒｎｅｔａｎｄｗｉｒｅｌｅｓｓｌｏ￣ｃａｌａｒｅａｎｅｔｗｏｒｋ ( ＷＬＡＮ) ꎬｉｓｂｅｃｏｍｉｎｇｍｏｒｅａｎｄｍｏｒｅｄｅｍａｎｄｉｎｇꎬｓｕｃｈａｓｓｍａｌｌｓｉｚｅａｎｄｌｏｗｃｏｓｔ. Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐａｎｔｅｎｎａｉｓｓｍａｌｌｉｎｓｉｚｅꎬ ｌｏｗｉｎｐｒｏｆｉｌｅａｎｄｈｉｇｈｉｎｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ. Ｉｔｉｓｓｕｉｔａｂｌｅｆｏｒｍａｓｓｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎꎬｂｕｔｉｔｓｂａｎｄｗｉｄｔｈｉｓｎａｒｒｏｗａｎｄｉｔｓａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｒａｎｇｅｉｓｌｉｍｉｔｅｄ. Ｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒꎬａｃｏｍｐａｃｔｂｒｏａｄｂａｎｄｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐｐａｔｃｈａｎｔｅｎｎａｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄ. ＴｈｅａｎｔｅｎｎａｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓＬ￣ｓｌｏｔｓａｎｄｔｒｉａｎｇｕｌａｒｓｌｏｔｓ. Ｔｈｅｓｉｍｕ￣ｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｉｍｐｅｄａｎｃｅｂａｎｄｗｉｄｔｈｏｆｔｈｅａｎｔｅｎｎａ－１０ｄＢｃａｎｒｅａｃｈ１００％ ꎬａｎｄｉｔｓｗｏｒｋｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙｂａｎｄｗｉｄｔｈｉｓ１. ５ＧＨｚ ~ ４. ３ＧＨｚꎻ ｔｈｅａｘｉａｌｒａｔｉｏｂａｎｄｗｉｄｔｈｉｓ３. ４ＧＨｚ ~ ３. ８ＧＨｚꎬａｎｄｔｈｅｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｂａｎｄｗｉｄｔｈｉｓ１１％ . Ｔｈｅｇａｉｎｉｎｔｈｉｓｒａｎｇｅｉｓａｌｌｏｖｅｒ３ｄＢꎻｔｈｅｗｉｄｅｂａｎｄｗｉｄｔｈａｎｄｈｉｇｈｇａｉｎｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓａｒｅｒｅａｌｉｚｅｄｉｎｔｈｅｗｈｏｌｅｗｏｒｋｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙｂａｎｄｒａｎｇｅꎬｗｈｉｃｈａｒｅｓｕｉｔａｂｌｅｆｏｒｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎꎬＢｌｕｅｔｏｏｔｈꎬａｎｄｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎＷＬＡＮｆｒｅｑｕｅｎｃｙｂａｎｄ. Ｋｅｙｗｏｒｄｓ: ＷＬＡＮꎻ ｂｒｏａｄｂａｎｄꎻ ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐｐａｔｃｈａｎｔｅｎｎａꎻ ｇａｉｎꎻ ｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ

光电子能量角度分布和空间电荷效应对变像管条纹相机的影响

角度分布和ＳＣＥ作用的时间弥散值。分析了电子发射电流密度、加速电场和时间弥散的关系。
１理论模型
在测量中，Ｘ射线脉冲通过狭缝成像到光电阴极上，ｘ射线光子与光电阴极材料发生光电效应发射出光电子。由于光电阴极的超快响应特征，所产生的光电子脉冲与ｘ
１所示，飞行轴向为的三维坐标系，光脉冲完成光电转换之后为时间０点。阴栅距离为Ｌ，电压差为。
１．１能量和角度分布模型
在阴栅加速区域，不考虑ＳＣＥ时，光电子由于初始能量角度不同产生的时间弥散可以简写为口ｇ］
在着较大不一致性，最大相差３．３倍，这对设计研究工作带来了困惑［１。实验室标定系统和理论设计系统通
常使用紫外波段，光电子的初能弥散小因而时间弥散小，这样得出的是条纹相机极限时间特性［１０－１１］。Ｈｅｎｋｅ等测量出软Ｘ射线入射下金和碘化铯阴极的光电子初能分布并给出了分布模型口。在目前惯性约束聚变（ＩＣＦ）研究中，等离子体辐射的主要波段是软Ｘ射线，这两种光电阴极也是常用的，研究其时间弥散特性更具有实际作用。相比紫外波段，软Ｘ射线穿透性更强，与光电阴极作用间弥散更大，条纹相机的时间分辨能力会变差。在ＳＣＥ方面，Ｓｉｗｉｃｋ等在研究超快电子衍射系统时，发现电子脉冲在自由飞行区由于ＳＣＥ的作用，电子轴向速度产生线性啁啾＿１。，这对脉冲的空间密度和能量均匀性带来影响。本文通过蒙特卡罗方法（Ｍｃ）模拟了光阴极在紫外和软Ｘ射线波段入射下，光电子六种初始能量、

第2章速调管

第2章速调管
速调管的功率潜力，无论是脉冲功率还是平均功率，都超过了其它类型的微波管，图2.2给出了几种微波管的功率比较。
第2章速调管
目前，在功率电平上，S波段速调管在窄脉冲宽度下已达到150MW的峰值功率输出。连续波管，X波段输出功率达800kW，C波段输出功率达1.2MW。MW级单注速调管的频带宽度可达10%。多注速调管在十千瓦至百千瓦级输出功率电平下，频带宽度在10%以上。速调管的增益也是所有微波管中最高的，在窄带下，可达80dB的稳定增益。
第2章速调管
电子再进入无电场的漂移管中按惯性运动，速度快的电子赶上出发早但速度慢的电子，而速度慢的电子则逐渐落后于保持速度不变的电子，从而形成了电子注的密度调制，建立起疏密不均的电子注。电子密集的区域称为群聚块，电子由速度调制变到密度调制的过程称为群聚。这便是速调管的最基本的理论基础。
第2章速调管
图2.5是漂移空间电子的群聚示意图，称为电子空间——时间图。
表示了电子的空间和时间的群聚过程。
第2章速调管
2.2.2 密度调制电子注与高频场的互作用在速调管中，图2.6（a）示出了谐振腔的示意图，可等效成图 2.6（b）所示的集中参量的高频电路。
第2章速调管
图2.7所示的描述双腔速调管工作过程的示意图。双腔速调管工作
第2章速调管
采用空腔谐振器来代替普通的振荡回路，电极成为谐振腔电容部分，外部为电感部分，便构成了微波三极管，图2.3（a）示出了微波三极管示意图。
第2章速调管
上述的改进并没有克服电子惯性的影响，减小电极间距离和增大电子速度都可减小电子渡越时间，但前者会给制造工艺带来困难，甚至难以实现。因而，用提高电子速度的方法来减小电子渡越时间，将图2.3（a）变成图2.3（b）所示的变型管示意图。

正交缝隙耦合馈电宽带圆极化微带天线设计

正交缝隙耦合馈电宽带圆极化微带天线设计张昭;曹祥玉;李思佳;郭蓉【摘要】为了实现圆极化微带天线的频带拓宽和增益提高,在缝隙耦合天线的基础上,设计了一种Ku频段正交缝隙耦合馈电的宽带圆极化微带天线.该天线以双层方形贴片为辐射单元,在拓展天线阻抗带宽的同时提高了增益;采用微带线结合正交左旋缝隙结构实现耦合馈电,通过优化缝隙结构改善了天线轴比特性.测量结果表明:阻抗带宽(VSWR＜2)和轴比带宽(AR＜3 dB)分别达到22.5％和16.2％,轴比带宽内天线增益均大于9 dBi.该结构天线以其简单的馈电设计为宽带圆极化微带天线设计提供了一定的参考价值.【期刊名称】《空军工程大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2014(015)002【总页数】5页(P57-61)【关键词】微带天线;宽频带;圆极化;正交左旋缝隙【作者】张昭;曹祥玉;李思佳;郭蓉【作者单位】空军工程大学信息与导航学院,陕西西安,710077;空军工程大学信息与导航学院,陕西西安,710077;空军工程大学信息与导航学院,陕西西安,710077;空军工程大学信息与导航学院,陕西西安,710077【正文语种】中文【中图分类】TN82现阶段圆极化微带天线具有体积小、剖面低、易共形、能接收任意线极化来波等优点在卫星通信领域中拥有广阔的应用前景,因此对其研究具有重要意义[1-2]。

但是由于圆极化微带天线阻抗带宽和轴比带宽通常较窄、增益较低需要进一步的研究。

针对拓展圆极化轴比带宽、提高天线增益的问题,文献[3]提出一种双层贴片结构,利用威尔金森功分器通过H形口径耦合馈电,轴比带宽虽达到30%,但增益仅大于6 dBi;文献[4～5]深入介绍了通过微带巴伦为4个L型探针馈电的单贴片圆极化微带天线,3 dB轴比带宽均达到了80%,但带内增益仅在3 dBi以上;文献[6～7]应用三馈电方式实现圆极化辐射,3 dB轴比带宽分别达到19.8%和33%,带内增益大于3 dBi;以上设计虽然轴比带宽得到很大扩展,但是馈电网络的设计都很复杂,且带内增益较低。

无线输电系统中耦合线圈对传输效率的影响

无线输电系统中耦合线圈对传输效率的影响作者：孙子涵，陈世玉来源：《哈尔滨理工大学学报》2022年第01期摘要：为了研究低频激励源无线输电系统中耦合线圈对传输效率的影响，采用双软件联合仿真方法，给出了电磁耦合线圈不同放置模式情况下的磁场分布以及系统效率、激励源波形与电磁耦合线圈之间的距离关系图。

结果显示，无论线圈相对位置如何分布，正弦波和三角波激励源的系统传输效率与线圈位置布置关系较小，且两者传输效率相近，方波激励源下系统传输效率最低。

最后，给出采用锂电池PNGV模型作为系统负载时，系统效率随时间变化波形图，使系统充电过程更接近实际充电情况。

关键词：无线输电;磁耦合;低频激励源;电磁分析;效率DOI：10.15938/j.jhust.2022.01.017中图分类号： TM724 文献标志码： A 文章编号： 1007-2683（2022）01-0128-07The Influence of Coupling Coil on the Transmission Efficiencyin Wireless Transmission SystemSUN Zihan1，CHEN Shiyu2（1.School of Electrical and Electronic Engineering， Shandong University of Technology，Zibo 255049，China;2.State Grid Heilongjiang Electric Power Co.， Ltd. Electric Power Research Institute， Harbin 150030， China）Abstract：In order to study the influence of the coupling coils on the transmission efficiency in wireless power transmission system with lowfrequency excitation source， the dual software cosimulation method is used to analyze the magnetic field distribution under different placement modes of the electromagnetic coupling coil， and the relationship between the system efficiency and the excitation source waveform and the position of electromagnetic coupling coil is also given. The results show that no matter how the relative positions of the coils are distributed， the system transmission efficiency of the sine wave and triangle wave excitation sources has a small relationship with the coil position arrangement， the transmission efficiency of the two is similar， and the system transmission efficiency under the square wave excitation source is the lowest. Finally， using the lithium battery PNGV model as the system load， the system efficiency and timevarying waveforms are presented， so that the system charging process is closer to the actual charging situation.Keywords：wireless power transmission; magnetic coupling; lowfrequency excitation source; electromagnetic analysis; efficiency0引言近年來，随着电力电子技术的快速发展，无线输电技术（wireless power transfer，WPT）得到了越来越广泛的应用。

静电负刚度微机电加速度计的两种检测模式分析

第28卷第5期中国惯性技术学报V ol.28 No.5 2020年10月Journal of Chinese Inertial Technology Oct. 2020文章编号：1005-6734(2020)05-0645-05 doi.10.13695/ki.12-1222/o3.2020.05.012 静电负刚度微机电加速度计的两种检测模式分析吴天豪，张晶，朱欣华，苏岩（南京理工大学机械工程学院，南京210096）摘要：为了探索能大幅提高灵敏度的全新检测模式，针对频率检测和模态局部化检测两种检测模式的静电负刚度微机电加速度计，进行了原理分析和仿真比较。

通过分析两种检测模式下加速度计的敏感、检测原理，推导出其振动方程和检测信号的理想模型。

研究发现系统的耦合系数和静电力是影响灵敏度与线性度的关键因素，并对此进行了有限元仿真与分析。

仿真分析结果表明基于模态局部化检测的加速度计灵敏度为4.8/g，相对灵敏度为3800000 ppm，与传统频率检测方式相比相对灵敏度提高了三个数量级。

同时耦合系数与模态局部化检测的加速度计相对灵敏度呈负相关增长趋势；静电力与两者相对灵敏度呈正相关趋势。

针对两种检测方式的比较和影响两种检测模式性能因素的研究，对未来提高加速度计性能和结构设计提供一定的理论支持。

关键词：模态局部化；静电负刚度微机电加速度计；灵敏度；耦合系数；静电力中图分类号：V241 文献标志码：AAnalysis of two detection modes of electrostatic negative stiffnessMEMS accelerometerWU Tianhao, ZHANG Jing, ZHU Xinhua, SU Yan(College of Mechanical Engineering, Nanjing University of Science and Technology, Nanjing 210096, China)Abstract: In order to explore a new detection mode which can greatly improve the sensitivity, the principle analysis and simulation comparison of electrostatic negative stiffness MEMS accelerometer with two detection modes, frequency detection and mode-localization detection were conducted. By analyzing the sensitivity and detection principle of the accelerometer in two detection modes, the ideal models of the vibration equation and detection signal are derived. It is found that the coupling coefficient and the electrostatic force are the key factors affecting the sensitivity and linearity of the system, and the finite element simulation and analysis are carried out. The results show that the sensitivity of the accelerometer based on mode-localization detection is 4.8/g and the relative sensitivity is 3800000 ppm, which is three orders of magnitude higher than the traditional frequency detection mode. At the same time, the coupling coefficient is negatively correlated with the relative sensitivity of mode-localization detection, while the electrostatic force is positively correlated with the relative sensitivity of two detection modes. The comparison of the two detection methods and the researching on the factors affecting the performance of the two detection modes provide certain theoretical support for improving the performance and structural design of the accelerometer in the future.Key words: mode localization; electrostatic negative stiffness MEMS accelerometer; sensitivity; coupling coefficient; electrostatic force收稿日期：2020-07-30；修回日期：2020-10-15基金项目：江苏省自然科学基金（BK20190471）作者简介：吴天豪（1996—），男，博士研究生，从事MEMS惯性器件研究。

超宽带变频组件虚假抑制特性研究

第21期2023年11月无线互联科技Wireless Internet Science and TechnologyNo.21November,2023作者简介:王洪李(1990 ),男,辽宁铁岭人,工程师,硕士;研究方向:微波电路㊂超宽带变频组件虚假抑制特性研究王洪李,荆晓超(中国船舶集团有限公司第八研究院,江苏南京211153)摘要:大瞬时中频带宽超宽带变频组件的虚假电平抑制特性涉及的影响因素较多,难以快速准确评估㊂文章介绍了一款工作频率覆盖0.38~18GHz 瞬时带宽BW1/BW2的超宽带变频组件,从目标信号和非目标信号2个角度对虚假抑制特性做了全面的分析讨论,总结了一些设计原则㊂文章研究可以降低对变频组件虚假抑制需求的快速准确评估难度,提高变频组件的设计效率和虚假抑制水平㊂实测结果验证了对超宽带变频组件虚假抑制特性研究的准确性和有效性㊂关键词:超宽带;变频组件;虚假电平抑制中图分类号:TN85㊀㊀文献标志码:A0㊀引言㊀㊀超宽带变频组件主要应用于电子对抗领域和雷达的被动接收系统中[1],主要作用是将系统探测到的信号下变频到中频信号,再由后面的数字部分进行处理㊂为了有效探测信息,需要变频组件跨多倍频程工作,同时具有大瞬时中频带宽和高虚假电平抑制水平㊂虚假电平抑制水平是变频组件的核心技术指标,过去主要对二次变频方案中的第一次变频产生的交调是否落在一中频带内和二次变频产生的交调是否落在二中频带内进行粗略计算[2-4],难以通用化,在成本和虚假抑制水平需要兼顾时,没有相应的设计原则㊂本文介绍了一种二次变频方案,从目标信号和非目标信号与本振的交调2个角度对变频组件的虚假抑制特性做了详细的分析,给出了二次变频方案的设计原则,降低了变频组件的设计难度,提高了设计效率㊂实测结果验证了研究的准确性和有效性㊂1㊀二次变频方案的虚假抑制1.1㊀二次变频方案㊀㊀一种工作频率覆盖0.38~18GHz 的超宽带变频组件二次变频方案原理如图1所示㊂图1㊀二次变频方案原理㊀㊀探测信号经第一混频器上变频到一中频,一中频滤波器中心频率为F1,经一中频滤波器滤波后,再经第二混频器下变频到二中频,二中频最大瞬时带宽为BW1和BW2(BW1<BW2)㊂其中,一本振和二本振信号经倍频滤波放大后进入第一混频器和第二混频器㊂超宽带变频组件的核心技术指标是虚假电平抑制㊂虚假信号是指在一本振扫描的过程中,在中频带内出现了一个或若干个信号,但这个信号不是与此刻一本振对应的目标信号产生的㊂那么,中频带内的这个或若干个信号就称为虚假信号㊂为了提高变频组件的虚假抑制,首先要分析虚假信号产生的原因,然后针对性地解决问题㊂文章从目标信号产生的虚假和非目标信号产生的虚假2个方面对变频组件的虚假信号产生原因进行分析㊂1.2㊀目标信号产生的虚假㊀㊀目标信号产生的虚假是指进入变频组件的信号与相应的一本振信号(包括一本振基波)和二本振信号(包括二本振基波)的交调落在中频带内产生的虚假㊂目标信号产生的虚假存在如表1所示的几种情况㊂其中,RF为0.38~18GHz,L01为RF+F1,L02为L01-IF2,二中频为IF2㊂表1㊀目标信号与本振信号产生的虚假RF/GHz虚假信号频率/GHz交调关系1.1 2.35-2ˑRF-3ˑL01/2+2ˑL02 1.2IF22ˑRF8.6IF2-2ˑRF+L0211IF22ˑRF-L02 RF信号与一本振的基波和二本振信号产生的交调落在二中频带内㊂为此,需要提高对本振基波信号的抑制,无源倍频器对基波的抑制大于30dBc,三次谐波的抑制大于40dBc,有源倍频器对基波和三次谐波的抑制在10~20dBc左右,虽然有源倍频器可以简化本振链路,但无源倍频器对基波和三次谐波的抑制更高,可以减小对倍频器后滤波器的带外抑制要求,在对基波㊁三次谐波抑制要求比较高的情况下,可以采用开关滤波器组芯片对倍频后的本振信号进行分段滤波㊂RF信号的二倍频㊁三倍频信号落在二中频带内㊂一般情况下,RF经第一混频器的隔离,一中频滤波器的抑制,泄露到第二混频器的信号功率比较小,但在一本振以较大的信号功率与RF信号同时泄露到第二混频器时,第二混频器会产生RF的二倍频和三倍频信号,因而造成虚假㊂当RF为0.38~2GHz时,L01为F1+RF,如果采用BW2带宽的一中频滤波器,那么部分一本振信号将以较大功率泄露到第二混频器处㊂因此,当RF为0.38~2GHz时,一中频应采用BW1带宽的滤波器,这样可以对一本振信号产生足够的抑制㊂当RF信号功率为0dBm时,在变频组件的IF端口测得的虚假信号功率如表2所示㊂RF信号与一本振的交调落在一中频带内BW2产生虚假,由于一中频滤波器前后可能存在一中频放大器,其工作频率覆盖BW2㊂因而,RF信号与一本振信号的交调如果落在一中频放大器的工作带内,一中频滤波器对该交调信号的抑制作用将会减弱㊂RF信号为F1/2时,第一混频器产生的二次谐波落在一中频带内产生虚假,解决方法是增加一个中心频率为F2㊁带宽BW2的一中频滤波支路进行切换㊂表2㊀目标信号与本振信号产生的虚假RF/GHz RF功率/dBm2RF功率/dBm3RF功率/dBm 0.38-32.2-39.7-47.5 0.4-31.6-39.5-47.2 0.5-29.6-38.5-46.7 0.6-30-38.4-50.1 0.7-29.4-29.4-48.6 0.8-30-42-46 0.9-30.5-44.5-48.61-48-42.6-49.6 1.1-62-61/ 1.2-64-75/ 1.3-70// 1.3㊀非目标信号产生的虚假㊀㊀非目标信号产生的虚假是指进入变频组件的信号与非相应的一本振信号(包括一本振基波)和二本振信号(包括二本振基波)的交调落在中频带内产生的虚假㊂非目标信号产生的虚假存在如表3所示的几种情况㊂㊀表3㊀非目标信号与本振信号产生的虚假RF/GHz L01信号频率/GHz虚假信号频率/GHz交调关系0.3322.56 2.3-2ˑRF+L01-L020.3823.2 2.46-3ˑRF+L01-L021.1323.22.35-5ˑRF-L01/2+L02 1.525IF2-2ˑRF+L01-L02 828IF2RF+L01/2-L02 15.524.5IF23ˑRF-L01-L02 36.3-37.3 1.9~2.92ˑL02-L01 RF为0.33GHz时,与一本振22.56GHz的三阶交调落在一中频带内产生虚假,为此,需要选择三阶交调抑制尽量高一点的第一混频器,同时要求预选滤波器对0.33GHz的带外抑制要尽可能的高一些㊂以0.38~0.66GHz的分段滤波器为例,一般要求,DC~ 0.33和0.76~18GHz的带外抑制大于40dBc,由于第一混频器存在一定的三阶交调抑制,一般大于40dBc㊂因此,对滤波器的带外抑制要求大于20dBc也可以满足变频组件虚假抑制大于45dBc的指标要求㊂当然,由于滤波器存在寄生通道,所以需要级联低通滤波器以共同实现对0.76~18GHz的带外抑制要求㊂RF为1.13GHz和8GHz时,RF与一本振基波的交调信号落在一中频带内产生虚假,需要提高变频组件对一本振基波信号的抑制水平㊂L01信号为36.3~37.3GHz时,其与L02的三阶交调信号落在中频带内产生虚假,需要提高一中频滤波器对一本振信号的抑制和第二混频器的三阶交调抑制,也可以将L02信号切换为IF2+F1的高本振㊂对于非目标信号产生的虚假分析,可以使用ADS 软件辅助计算,如图2所示,理论上要计算L01为任一频点时,与非目标的RF信号的交调信号是否落在中频带内,实际上,可以在预选滤波器和对本振基波的足够抑制条件下,对交调抑制计算做大幅简化㊂图2㊀ADS交调信号仿真电路㊀㊀非目标信号产生的虚假还存在一种情况,由于预选滤波器的插入损耗比较大,为了补偿增益,往往在最后输出一级放置放大器㊂放大器产生的二次谐波也会造成虚假㊂变频组件前级的开关滤波器组的二次谐波抑制实测结果如表4所示㊂RF信号功率为0dBm,在RF为F1/2时,二次谐波抑制为26.5dBc㊂表4㊀开关滤波器组的二次谐波抑制RF/GHz RF功率/dBm二次谐波频率/GHz 二次谐波功率/dBm0.28-54.90.56-70.7 0.35-61.80.7-73 0.45-730.9-78 0.65-78 1.3-751-582-79 1.5-423-72.81.9-42.83.8-77.62.5-435-913.5-447-95 5.25-43.810.5-849-18.518-55.8 11-9.922-36.5 2㊀测试结果㊀㊀测试时,RF频率范围为0.38~18GHz,输入功率为-10dBm,与开关滤波器组级联测试㊂超宽带变频组件的部分虚假抑制测试结果如表5所示㊂表5㊀超宽带变频组件虚假抑制测试RF/GHz L01/GHz输出信号频率/GHz输出信号功率/dBm交调关系1.2RF+F1IF2-1.5L01-RF-L02 0.423.2IF2-69-3ˑRF+L01-L020.623.2IF2-66-2ˑRF+L01-L021.1323.22.35-49-5ˑRF-L01/2+L021.2323.22.46-542ˑRF2.5RF+F1IF2-1.41524.5 2.15-49-RF+3ˑL01/2-L02 4.5RF+F1IF2-2.8517.726.5 2.45-56-RF+3ˑL01/2-L02 16RF+F1IF2-9.8617.238IF2-64-RF+L01/2+2ˑL02 18RF+F1IF2-10.2940IF2-60-2ˑRF+L01-L02 1140IF2-442ˑRF-L02开关滤波器组模块在使用开关滤波器组芯片时,由于无法分段级联低通滤波器,在切换到2~3.5GHz时,开关滤波器组芯片在16GHz处的抑制只有20dBc左右,对应表5中的RF为15GHz时,产生的虚假信号为2.15GHz,抑制为47.6dBc㊂在变频组件的IF端口测得的一本振泄露功率如表6所示,到达第一混频器本振端口处的L01信号功率为13dBm,表6中的第2列是在一中频滤波器工作带宽为BW2下测得的,第3列是在一中频滤波器工作带宽为BW1下测得的㊂表6㊀变频组件中频IF输出口本振泄露测试L01/GHz L01功率/dBm L01功率/dBm11.19-9.82-7611.3-13.8-8311.4-39.7/11.5-60/11.6//根据对超宽带变频组件的测试和分析,可以得到如下设计原则㊂(1)在不考虑半中频(F1/2)造成的虚假时,在开关滤波器组中,0.38~2GHz分段滤波器使用LC滤波器,2~18GHz分段滤波器使用开关滤波器组芯片可以满足变频组件虚假抑制大于45dBc的指标要求㊂(2)本振放大链路上,采用无源倍频器和带通滤波器的组合形式,变频组件的虚假抑制可以满足大于45dBc的指标要求㊂(3)一中频链路上,一中频滤波器采用腔体滤波器形式,且同时具有BW1/BW2两种带宽时,变频组件的虚假抑制可以满足大于45dBc的指标要求㊂(4)在考虑半中频(F1/2)造成的虚假时,需要增加一种中心频率如F2的一中频滤波器㊂(5)在变频组件的虚假抑制要求大于50dBc时,需要对本振信号分段滤波,同时使进入第一混频器的信号功率控制在-10dBm以下㊂3㊀结语㊀㊀本文以二次变频超宽带变频方案为基础,对产生虚假的可能性做了全面的分析,最后通过实测进行了验证,在此基础上,对变频组件虚假抑制指标与如何改进二次变频方案作了原则性说明,可以提高超宽带变频组件的设计效率,降低快速评估虚假抑制特性的难度㊂参考文献[1]李镇,杨燕,吴国中,等.2~18GHz超宽带小型化下变频通道设计[J].微波学报,2020(4):78-85. [2]卢德森,戚珑赢,张海霞.一种超宽带变频组件的设计[J].雷达与对抗,2020(4):47-50.[3]桂盛,王勇.一种小型化超宽带变频组件的设计与实现[J].舰船电子对抗,2020(2):116-120. [4]李亮,张得才,寇小兵,等.一种新型超宽带超外差接收前端的设计[J].舰船电子对抗,2019(1): 102-106.(编辑㊀王永超)Study on the spurious suppression characteristics of ultra-widebandfrequency conversion moduleWang Hongli Jing XiaochaoNo.8Research Institute of CSSC Nanjing211153 ChinaAbstract It is difficult to estimate the spurious suppression characteristics of ultra-wideband frequency conversion module quickly and accurately because it involves many different factors.This paper introduces a design of0.38-18GHz ultra-wideband frequency conversion module with BW1/BW2instantaneous IF bandwidth.The spurious signal suppression characteristics are fully detailed from two different perspective of target signal and non-target signal.Some design principles are summarized.They can reduce the difficulty of the spurious suppression estimation of frequency conversion module and improve the design efficiency and spurious suppression level.The measured results verified the accuracy and validity of the study on the spurious suppression characteristics of ultra-wideband frequency conversion module.Key words ultra-wideband frequency conversion module spurious suppression。

低温漂高精度柔性电容传感器阵列检测电路

第62卷第4期厦门大学学报(自然科学版)V o l .62 N o .4 2023年7月J o u r n a l o f X i a m e nU n i v e r s i t y (N a t u r a l S c i e n c e )J u l .2023h t t p :ʊjx m u .x m u .e d u .c n d o i :10.6043/j.i s s n .0438-0479.202302002低温漂高精度柔性电容传感器阵列检测电路宋文俊,张智博,郑建毅*,吴德志(厦门大学萨本栋微米纳米科学技术研究院,福建厦门361102)摘要:为了抑制温度和屏蔽电缆的寄生电容对柔性电容传感器检测精度的影响,设计了一种低温漂高精度柔性电容传感器检测电路.基于电容对交流信号的容抗与容值的关系,采用运算放大式的C /V 转换电路将待测电容传感单元的容值转换为交流信号的幅值,再通过精密整流电路将其转换为直流电压输出;针对传感器应用环境温度变化较大的情况,采用具有自动增益控制的文氏电桥振荡电路产生正弦交流信号,选用具有零温度系数点的结型场效应管作为可变电阻,极大地减小温度变化对输出幅值的影响;采用双层屏蔽的方式与C /V 转换电路搭配,极大地抑制屏蔽电缆引入的寄生电容以及电容传感阵列中其他传感单元对待测传感单元的影响.实验表明,测量5~50p F 电容时,测量值与采用L C R 测试仪测得的准确值的最大相对误差为1.70%;温度从-40ħ变化到100ħ,输出正弦信号的幅值只变化了0.88%;1m 长的R G 316同轴屏蔽电缆的寄生电容(93p F )只使检测结果漂移了0.16p F .关键词:C /V 转换;自动增益控制;文氏电桥振荡电路;双层屏蔽;寄生电容中图分类号:T M937.2 文献标志码:A 文章编号:0438-0479(2023)04-0554-07收稿日期:2023-02-04 录用日期:2023-06-19基金项目:国家重点研发计划(2021Y F B 323302);厦门市自然科学基金(3502Z 20227176)*通信作者:z j y@x m u .e d u .c n 引文格式:宋文俊,张智博,郑建毅,等.低温漂高精度柔性电容传感器阵列检测电路[J ].厦门大学学报(自然科学版),2023,62(4):554-560. C i t a t i o n :S O N G WJ ,Z H A N GZB ,Z H E N G J Y ,e t a l .Ad e t e c t i o n c i r c u i t f o r f l e x i b l e c a p a c i t o r s e n s o r a r r a y w i t h l o w -t e m pe r a t u r e d r if t a n d h igh a c c u r a c y[J ].JX i a m e nU n i vN a t S c i ,2023,62(4):554-560.(i nC h i n e s e ) 柔性电子器件具有良好的延展性,在智能设备[1]㊁可穿戴系统[2]㊁电子皮肤[3]等诸多领域得到广泛应用,由于检测区域较大,此时单个传感器已不满足需求,需要利用多个传感单元相互配合才可完成对待测物理量变化的检测.电容传感检测具有精度高㊁非接触式㊁动态响应快的优点,在柔性电子中占据重要地位.受其体积和结构的影响,电容传感器的电容值一般为p F 级,通常情况下,传感器与检测电路之间通过屏蔽电缆连接起来,而每米屏蔽电缆会引入几十甚至几百p F 的寄生电容,为提高检测精度,必须消除屏蔽电缆引入的寄生电容的影响.此外,当传感器应用于飞机或火箭等航空航天领域时,环境温度变化范围较大,因此温度变化对检测电路的影响也不可忽视.常见的电容传感器检测电路一般使用电容数字转换(C D C )芯片[4-5]或开关电容转换方式[6-7].采用C D C 芯片的检测电路直接将工业生产的检测芯片与待测电容相连,将电容值转换为数字信号输出,但是这些芯片一般不具有抗寄生电容的作用;利用开关电容转换的检测电路基于电荷守恒定律,通过控制待测电容充电时间内流入的电荷量,再将流出的电荷输入到参考电容中,即可知待测电容与参考电容的关系.使用开关电容转换方式一般通过差分的方式消除寄生电容的影响,但在阵列的检测中,由于阵列单元之间存在相互串扰的问题,这种串扰的影响无法通过差分的方式消除.本研究采用一种基于电容对交流信号的容抗与容值关系的运算放大式检测电路,通过向待测电容单元输入高频的正弦激励信号,将待测电容传感单元的容值转换为正弦信号的幅值,由此得到待测电容的容值.采用双层屏蔽的方式,并利用运算放大器虚短虚断的特性消除屏蔽电缆寄生电容和除待测传感单元以外的传感单元两极的电位差,极大地减小了其对检测结果的影响.由于检测结果的稳定性取决于正弦信号幅值的稳定性,采用具有自动增益控制的文氏电桥振荡电路产生正弦信号,用具有零温度系数点的结型场效应管(J F E T )代替传统的二极管作为可变电阻,极大地提高了输出的正弦信号的温度稳定性.Copyright ©博看网. All Rights Reserved.第4期宋文俊等:低温漂高精度柔性电容传感器阵列检测电路h t t p :ʊjx m u .x m u .e d u .c n 1 检测电路结构和原理1.1 检测电路总体设计方案本研究设计的柔性电容传感器阵列检测电路基于电容在交流信号中容抗与容值的关系,通过电容的容抗从而得到电容的容值.检测电路主要包括信号发生模块㊁行列选通模块㊁C /V 转换模块㊁精密整流模块,其总体设计框图与实物图如图1所示.首先通过信号发生模块产生高频的正弦交流信号,然后通过行列选通模块产生时序逻辑信号控制模拟开关,将正弦信号循环输入到阵列的各个电容传感单元中,再通过C /V 转换模块将当前阵列传感单元的容值与正弦信号的幅值相关联,最后为了方便信号的采集,通过精密整流模块和滤波模块将正弦信号的幅值转化为直流电压输出.图1 电容传感器阵列检测电路总体设计框图与实物图F i g .1T h e o v e r a l l d e s i g n b l o c k d i a g r a ma n d p h y s i c a l d i a g r a mo f t h e c a p a c i t i v e s e n s o r a r r a y de t e c t i o n c i r c u i t 1.2 信号发生模块信号发生模块由振荡电路和自动增益控制电路构成,如图2所示.I D 为漏极电流;U D S 为施加在J F E T 的漏极和源极之间的电压;U G S 为施加在栅极和源极之间的电压;ω0为文氏电桥最终输出信号的稳定频率.图2 带自动增益控制的文氏电桥振荡电路F i g .2W i e n b r i d ge o s c i l l a t o r c i r c u i tw i t h a u t o m a t i c g a i n c o n t r o l 1.2.1 振荡电路常用的产生正弦信号的方法有直接数字频率合成技术[8]和R C 文氏电桥振荡电路[9].其中直接数字频率合成技术需要搭配微控制器一同使用,电路复杂且功耗较高;而一般的R C 文氏电桥振荡电路使用二极管作为可变电阻,使得电路可以起振并且能够稳定下来,然而二极管的温度特性极差,所以使用二极管作为可变电阻搭建的文氏电桥所输出的正弦信号幅值随着温度的变化而发生显著变化,这会对检测结果产生直接影响.本研究在传统的文氏电桥的基础上,根据J F E T 在可变电阻区工作时其电阻值受栅极电压控制的特性,使用J E F T 代替二极管作为可变电阻,搭建出如图2所示的带自动增益控制的文氏电桥振荡电路.为降低振荡电路的功耗,振荡电路中的运算放大器均选用精密运算放大器O P A 2197,其增益带宽为2.5MH z ,压摆率为5V /μs ,供电电流仅需140μA ,完全满足电路的设计需要.如图2所示,文氏电桥正向输入端为选频网络,㊃555㊃Copyright ©博看网. All Rights Reserved.厦门大学学报(自然科学版)2023年h t t p :ʊjx m u .x m u .e d u .c n 一般取R 1=R 2=R ,C 2=C 3=C ,则选频网络的增益表达式为A F S =R ʊ1i ωCR +1i ωC +R ʊ1i ωC =13+i ωR C -1ωR C,(1)其中,ʊ表示求并联阻抗.当且仅当ω=ω0=1/R C 时,输入输出之间的相移为0ʎ,增益大小为1/3.要想让电路起振,电路的总体增益要大于1才行,而文氏电桥的反相输入端为放大环节,放大环节的增益表达式为A A F =1+R 4R 6+R 12ʊR J,(2)其中,R 4㊁R 6㊁R 12为固定电阻,R J 为JF E T 的电阻值.当A A F >3时,即R 4>2(R 6+R 12ʊR J ),电路的总体增益大于1,电路将不断放大频率为ω0的噪声直至超过供电电压出现顶部失真.为避免出现这种情况,在信号被放大到出现顶部失真前,将A A F 调至3,此时电路处于稳定状态,而这需要通过J F E T 的可变电阻特性来实现.本研究选用型号为M C H 3914的J E F T ,其转移特性曲线如图3所示,当施加在J F E T 的漏极和源极之间的电压U D S 固定时,其漏极电流I D 的大小受施加在栅极和源极之间的电压U G S 控制,而I D 的大小可以直接体现出J F E T 等效电阻的大小.因此,只要控制U G S 即可控制电路的振荡和稳定.图3 M C H 3914的转移特性曲线F i g.3T r a n s f e r c h a r a c t e r i s t i c c u r v e o fM C H 3914由图3可知,M C H 3914的转移特性曲线也受温度影响,不同温度对应不同的转移特性曲线,M C H 3914在不同温度下的转移特性曲线之间存在一个交点,可称为零温度系数点,即M C H 3914在该点的I D 和U G S 不随温度变化,设此点对应电压为U G S 0.由式(2)可知,通过调整R 4㊁R 6㊁R 12的阻值使电路稳定时,J F E T 栅极和源极之间的电压U G S 等于U G S 0,此时正弦信号的幅值将不受温度的影响.通过反复测试不同R 4㊁R 6㊁R 12阻值下振荡电路的温度漂移,当R 4=347Ω,R 6=120Ω,R 12为开路时,M C H 3914的U G S =-0.60746V ,此时振荡电路的温度漂移最小.1.2.2 自动增益控制图2中自动增益控制电路将振荡电路输出的正弦信号A 0s i n (ω0t )反馈回来控制J E F T 的U G S .自动增益控制电路可以分为精密整流电路和比例积分电路,其中精密整流电路将正弦信号转换为直流电压,直流电压大小为2A 0/π,比例积分电路将转换的直流电压与2.5V 基准电压相减后的输出直接与J F E T 的栅极相连为U G S ,其输入输出关系如下:2.5R 14R 13+R 141+R 8R 11-2A 0π㊃R 8R 11=U G S .(3)起始阶段,正弦信号幅值很小,U G S 为正,此时J F E T 的等效电阻R J 几乎为零;电路增益大于1时开始振荡,正弦信号幅值不断增大,U G S 不断减小,R J 不断增大,直至增大到满足R 4=2(R 6+R 12ʊR J ),电路达到稳定,正弦信号幅值不再变化.实际电路中,此电路并不会达到完全稳定的状态,而是处于动态稳定的状态,即电路总体增益在1上下波动,而U G S 也会小幅的振荡,由式(3)可得U G S +ΔU G S =2.5R 14R 13+R 141+R 8R 11-2A '0π㊃R 8R 11.(4)结合式(3)和(4)可得A '0=A 0-ΔU G S2π㊃R 8R 11.(5)由式(5)可知,增大R 8/R 11的值可减小正弦信号幅值的振荡,但也不能太大,否则电路将无法达到稳定状态;此外,选择合适的滤波电容C 4也可以进一步提升输出的稳定性.本研究中R 8=30k Ω,R 1=1k Ω,C 4=30p F .使用台式万用表测量自动增益控制电路中精密整流电路的输出,在同一温度下其正弦信号幅值可在10μV 的量级上保持稳定.通过调整R 13与R 14对2.5V 的分压可调节输出正弦信号的幅值A 0,其中2.5V 电压由R E F 3125基准电压芯片提供,其输出误差仅有0.2%,电源电流为115μA ,输出温漂在-40~125ħ范围内最大为0.002%/ħ.1.3 C /V 转换电路将上述信号发生模块产生的高频正弦信号输入㊃655㊃Copyright ©博看网. All Rights Reserved.第4期宋文俊等:低温漂高精度柔性电容传感器阵列检测电路h t t p :ʊjx m u .x m u .e d u .c n 到电容传感单元中,通过电容在交流信号中容抗与容值的关系将容值转换为交流信号的幅值,其基本原理如图4所示.R f 为反馈电阻;C f 为反馈电容;C x 为待测电容.图4 C /V 转换电路F i g.4C /Vc o n v e r s i o n c i r c u i t 图4中运算放大器的输出电压为U 0(t )=i ω0R f C xi ω0R f C f +1㊃A 0s i n (ω0t -π).(6)经过精密整流电路处理后,由A D 采集到的电压值为U 0=i ω0R f C xi ω0R f C f +1㊃2A 0π.(7)由式(6)可知,当反馈电容与反馈电阻确定后,正弦交流信号的频率也会对转换电路的输出结果产生影响,为保证检测电路的线性度以及分辨率,需要选择合适的正弦交流信号频率.本研究所检测的电容传感器阵列中传感单元的容值为5~30p F ,因此选取反馈电容为6p F ,反馈电阻为1M Ω,图5所示为待测电容为6p F ,反馈电容为6p F ,反馈电阻为1M Ω时转换电路的频率特性曲线.图5 转换电路频率特性曲线F i g .5F r e q u e n c y ch a r a c t e r i s t i c c u r v e o f c o n v e r s i o n c i r c u i t 由转换电路的频率特性曲线可得,当正弦信号频率小于26.6k H z 时,输出信号的增益将小于-3d B .为避免转换电路输出信号的幅值过小,并保证自动增益控制文氏电桥振荡电路输出的正弦交流信号的稳定性,根据式(1),取R =10k Ω,C =470p F ,产生频率为33.9k H z 的正弦交流信号作为激励信号.2 寄生电容的抑制2.1 屏蔽电缆寄生电容的产生原理一般情况下,传感器与检测电路会独立放置,为防止外界电磁的干扰,需采用屏蔽电缆将二者连接,如图6所示,屏蔽电缆的屏蔽层与大地相连形成一个等势面,因此外界的电磁干扰就不会对内部的信号产生影响.但内部信号与屏蔽层之间存在电位差,因此屏蔽电缆的内部传输线与屏蔽层会形成一个电容.图6 屏蔽电缆中寄生电容的产生原理F i g .6G e n e r a t i o n p r i n c i p l e o f p a r a s i t i c c a pa c i t a n c e i n s h i e l d e d c ab l e2.2 寄生电容的消除在阵列检测中,由于阵列单元之间存在串扰的问题,所以无法采用传统的差分形式消除寄生电容,一般通过如图7所示的零电势法将除待测传感单元以外的其他传感单元接地以消除阵列单元之间的串扰.如图7所示,在电容传感器阵列检测中,待测传感单元与阵列中其他传感单元存在串并联的关系.尽管通过零电势法可消除阵列中的串扰,但是与待测传感单元同行列的传感单元仍如寄生电容一般并联在其两端,且这些传感单元的电容值是变化的,无法通过差分的形式将其消除.由图6可知,屏蔽电缆的寄生电容由内部传输线与屏蔽层之间存在的电位差形成,若能消除该电位差即可消除屏蔽电缆的寄生电容.因此本研究结合所设计的C /V 转换电路,采用图8所示的寄生电容消除方案,在信号传输线外加上两层屏蔽层,内屏蔽层与信号地相连,利用运算放大器虚短虚断的特性消除内屏蔽层与信号传输线之间的电位差,同时为防止外部㊃755㊃Copyright ©博看网. All Rights Reserved.厦门大学学报(自然科学版)2023年h t t p :ʊjx m u .x m u .e d u .cn 图7 电容传感阵列串扰的影响与消除F i g .7I n f l u e n c e a n d e l i m i n a t i o n o f c r o s s t a l k i n c a p a c i t i v e s e n s o r a r r a ys C C O L 和C R O W 分别为与待测传感单元同行和同列的传感单元的总和,C P 1和C P 2为屏蔽电缆的寄生电容.图8 双层屏蔽方案F i g .8D o u b l e l a y e r s h i e l d i n g sc h e m e 电磁干扰,外屏蔽层与大地相连.图8中,C C O L 与C P 1直接与信号源相连,对电容的测量没有影响;C R O W 与C P 2的一极与信号地相连,另一极与运算放大器的虚地端相连,二者之间没有电位差,也对电容的测量没有影响.但由于实际的运算放大器会存在失调电压U O S 与偏置电流I B ,所以C R O W 与C P 2的两端还是会有微小的电位差,也会有微弱的电流流过二者,因此在实际设计过程中,应选用U O S 与I B 较小的运算放大器来搭建C /V 转换电路.3 检测电路测试实验3.1 检测电路测量精度测试在进行精度测试实验时,选取5~50p F 范围内一些常见电容值的贴片电容作为待测电容,将这些待测电容的准确容值通过L C R 测试仪测出,与检测电路的测量结果进行对比,结果如表1所示.表1 检测电路测量精度测试数据T a b .1 T e s t d a t a t o c h e c k t h em e a s u r e m e n t a c c u r a c y o f t h e d e t e c t i o n c i r c u i t标称值/p F L C R 测量值/p F 输出电压/V 拟合值/p F 误差值/p F 相对误差/%66.460.234756.570.11 1.701010.040.3604210.04001515.300.5512915.3002020.070.7204519.96-0.11-0.552424.310.8773924.28-0.03-0.123029.531.0664529.49-0.04-0.143939.001.4113538.99-0.01-0.034747.951.7387748.020.070.15㊃855㊃Copyright ©博看网. All Rights Reserved.第4期宋文俊等:低温漂高精度柔性电容传感器阵列检测电路h t t p :ʊjx m u .x m u .e d u .c n 将表1中的L C R 测量值与检测电路的输出电压通过最小二乘法线性拟合,得到线性回归方程为y =0.03629x -0.00377,(8)相关系数R 2=0.99998,表明本研究设计的检测系统线性度极好.由输出电压通过式(8)得到的拟合值与L C R 测量值的最大相对误差为1.70%,表明本研究设计的检测电路能达到很高的精度.3.2 电路温漂测试将传统的采用二极管作为可变电阻的文氏电桥振荡电路与本研究设计的具有自动增益控制的文氏电桥振荡电路放入环境实验箱内,进行-40~100ħ的温度实验,并通过台式万用表测得不同温度下二者产生的正弦信号经精密整流后的输出电压.如表2所示,温度从-40ħ变化到100ħ,传统电桥产生的正弦信号幅值漂移了66.15%,而具有自动增益控制的电桥产生的正弦信号幅值只漂移了0.88%,电路的温度特性得到了极大的改善.表2 信号发生电路温漂实验结果T a b .2 R e s u l t s o f t e m p e r a t u r e d r i f t e x p e r i m e n t o f s i g n a l ge n e r a t o r c i r c u i t 温度/ħ传统电桥输出/V自动增益控制电桥输出/V-400.947570.38347-200.883550.3842000.810130.38505200.740660.38535400.659330.38573600.569010.38595800.464190.386181000.320780.386863.3 寄生电容抑制效果测试为测试对屏蔽电缆寄生电容的消除效果,使用不同长度的屏蔽电缆将待测电容与转换电路连接起来,过程中待测电容和检测电路保持不变,测得对应的输出电压,测试实验平台如图9所示.同时为测试运算放大器的性能对消除效果的影响,挑选多款失调电压U O S ㊁偏置电流I B 以及供电电流均较低的精密运算放大器分别搭建电路.表3为使用双层屏蔽的方式,不同的运算放大器对寄生电容的消除效果,其中O P A 2191的U O S 为5μV ,I B为5p A ;A D 8642的U O S 为50μV ,I B 为0.25p A ;L M P 7708的U O S 为37μV ,I B 为0.2p A ;反馈电容标图9 屏蔽电缆寄生电容消除效果测试实验平台F i g .9T e s t p l a t f o r mf o r e l i m i n a t i n g pa r a s i t i c c a pa c i t a n c e o f s h i e l d e d c ab l e 称为10p F ;待测电容标称为20p F ;所用屏蔽电缆为R G 316同轴屏蔽电缆,通过L C R 测试仪测得寄生电容为93p F /m.结果表明采用双层屏蔽的方法,U O S 与I B 越小的运算放大器对寄生电容的消除效果越好,使用U O S 与I B 均较小的L M P 7708,在1m 长的R G 316同轴屏蔽电缆的寄生电容(即93p F )的影响下,对比无寄生电容影响时,输出电压增大了0.00591V ,结合式(8)可得检测电容值增大了0.16p F .表3 不同运算放大器对寄生电容的抑制效果对比T a b .3 C o m p a r i s o n o f t h e i n h i b i t o r y e f f e c t o f d i f f e r e n t o p e r a t i o n a l a m p s o n p a r a s i t i c c a pa c i t a n c e 屏蔽电缆长度/m输出电压/V O P A 2191A D 8642L M P 770800.731340.726130.724010.10.733710.727920.724540.20.736750.730550.725140.30.739930.733000.725930.40.742610.734980.726390.50.745180.736880.726920.60.747750.739220.727700.70.750670.740970.728130.80.752220.742010.728520.90.755250.744350.729231.00.757710.745880.729924 结论本研究设计的柔性电容传感器阵列检测电路,对㊃955㊃Copyright ©博看网. All Rights Reserved.厦门大学学报(自然科学版)2023年h t t p :ʊjx m u .x m u .e d u .c n 5~50p F 范围内的待测电容最大检测相对误差为1.70%;采用带自动增益控制的文氏电桥振荡电路,选用具有零温度系数点的J F E T 作为可变电阻,在-40~100ħ的范围内变化,信号只漂移了0.88%;采用双层屏蔽的方式,93p F 的寄生电容只使检测结果漂移了0.16p F .与现有文献相比,本研究提出的检测电路适用环境广泛㊁精度高.参考文献:[1] A N B W ,H E O S ,J IS ,e ta l .T r a n s p a r e n ta n df l e x i b l e f i n g e r p r i n ts e n s o ra r r a y w i t h m u l t i pl e x e d d e t e c t i o n o f t a c t i l e p r e s s u r e a n d s k i n t e m p e r a t u r e [J ].N a t u r e C o m m u n i c a t i o n s ,2018,9:2458.[2] P A NJ M ,L I Y D ,L U O Y X ,e ta l .H y b r i d -f l e x i b l e b i m o d a l s e n s i n g w e a r a b l e g l o v e s y s t e mf o r c o m pl e xh a n d c e s t u r er e c o g n i t i o n [J ].A C S S e n s o r s ,2021,6(11):4156-4166.[3] H U AQL ,S U NJ L ,L I U HT ,e t a l .S k i n -i n s p i r e d h i g h l ys t r e t c h a b l e a n d c o n f o r m a b l e m a t r i x n e t w o r k s f o rm u l t i f u n c t i o n a ls e n s i n g [J ].N a t u r e C o m m u n i c a t i o n s ,2018,9:244.[4] Z H A N GZT ,L I JS ,Y U BC ,e t a l .L o w -c o s t ,f l e x i b l ea n n u l a ri n t e r d i g i t a l c a pa c i t i v e s e n s o r (F A I C S )w i t h c a rb o n b l ac k -P D M S s e n s i t i v el a y e rf o r p r o x i m i t y an d p r e s s u r e s e n s i n g[C ]ʊI n t e r n a t i o n a l C o n f e r e n c e o nM i c r o E l e c t r o M e c h a n i c a lS y s t e m sC o n f e r e n c e .T o k yo :I E E E ,2022:35-38.[5] L I A N G G H ,W A N G Y C ,M E ID Q ,e ta l .F l e x i b l ec a p a c i t i v e t a c t i l e s e n s o r a r r a y w i t h t r u n c a t ed p y r a m i d s a s d ie l e c t r i cl a y e rf o rt h r e e -a x i sf o r c e m e a s u r e m e n t [J ].J o u r n a l o fM i c r o e l e c t r o m e c h a n i c a l S y s t e m s ,2015,24(5):1510-1519.[6] 李致铭,兰哲冲,金楷越,等.寄生电容自适应抑制的飞法级电容传感器读出电路[J ].西安交通大学学报,2021,55(5):154-161.[7] G U OQB ,D E N G W H ,B E B E KO ,e t a l .P e r s o n a l i n e r t i a ln a v i g a t i o ns y s t e m a s s i s t e d b y ME M S g r o u n dr e a c t i o n s e n s o r a r r a y an d i n t e r f a c e A S I C f o r G P S -d e n i e d e n v i r o n m e n t [J ].I E E EJ o u r n a lo fS o l i d -S t a t eC i r c u i t s ,2018,53(11):3039-3049.[8] Q UP ,H U M ,C A IX ,e t a l .D e s i g no f s c a l a b l e s i n u s o i d a l e x c i t a t i o n f o r m u l t i -c a pa c i t a n c e s e n s o r s [C ]ʊ41s t C h i n e s e C o n t r o l C o n f e r e n c e .H e f e i :[s .n ],2022:5095-5099.[9] G E J ,Y I N G Z H ,P A N Y ,e ta l .A h i g h -pr e c i s i o n d e t e c t i o n c i r c u i t f o r c a pa c i t i v e s e n s o r [C ]ʊI n t e r n a t i o n a l C o n f e r e n c e o n C o m m u n i c a t i o n T e c h n o l o g y .B e i j i n g:I E E E ,2015:158-161.Ad e t e c t i o n c i r c u i t f o r f l e x i b l e c a p a c i t o r s e n s o r a r r a yw i t h l o w -t e m p e r a t u r e d r i f t a n dh i g ha c c u r a c yS O N G W e n j u n ,Z H A N GZ h i b o ,Z H E N GJ i a n yi *,WUD e z h i (P e n -T u n g S a h I n s t i t u t e o fM i c r o -N a n o S c i e n c e a n dT e c h n o l o g y ,X i a m e nU n i v e r s i t y,X i a m e n 361102,C h i n a )A b s t r a c t :I n o r d e r t o s u p p r e s s t h e i n f l u e n c e o f t e m p e r a t u r e a n d p a r a s i t i c c a p a c i t a n c eo f s h i e l dc a b l eo n t h ed e t e c t i o na c c u r a c y of f l e x i b l e c a p a c i t i v e s e n s o r ,a l o w -t e m p e r a t u r e d r i f t h igh -p r e ci s i o n f l e x i b l e c a p a c i t i v e s e n s o r d e t e c t i o n c i r c u i t i s d e s i gn e d .B a s e d o n t h e r e l a t i o n s h i p b e t w e e n c a p a c i t i v e r e a c t a n c e a n d c a p a c i t a n c e v a l u e o n t h eA C s i g n a l ,t h e l a t t e r o f t h e s e n s o r u n i t u n d e r t e s t s i s c o n v e r t e d i n t o t h e a m p l i t u d e o f A C s i g n a l b y C /Vc o n v e r s i o n c i r c u i t o f o p e r a t i o n a l a m p l i f i c a t i o n ,a n d t h e n c o n v e r t e d i n t oD Cv o l t a g e o u t p u t b yp r e c i s i o n r e c t i f i e r c i r c u i t .I n v i e wo f t h e l a r g e t e m p e r a t u r e v a r i a t i o n o f t h e s e n s o r a p p l i c a t i o n e n v i r o n m e n t ,t h eW i e n b r i d ge o s c i l l a t o r c i r c u i tw i t h a u t o m a t i c g a i n c o n t r o l i s u s e d t o g e n e r a t e s i n u s o i d a l A Cs i g n a l ,a n d t h e j u n c t i o nf i e l d e f f e c t t u b ew i t h z e r o t e m p e r a t u r e c o e f f i c i e n t p o i n t i s s e l e c t e d a s t h e v a r i a b l e r e s i s t o r t og r e a t l y r e d u c e th ei n f l u e n c e o f t e m p e r a t u r e c h a n g e o n t h e o u t p u t a m pl i t u d e .T h e d o u b l e l a y e r s h i e l d i s u s e d t om a t c h t h e C /Vc o n v e r s i o n c i r c u i t t o g r e a t l y i n h i b i t t h e i n f l u e n c e o f t h e p a r a s i t i c c a p a c i t a n c e i n t r o d u c e d b y t h e s h i e l d c a b l e a n d o t h e r s e n s o r u n i t s i n t h e c a p a c i t o r s e n s o r a r r a y o n t h em e a s u r e d s e n s o r u n i t .E x pe r i m e n t r e s u l t s s h o w t h a t t h e m a x i m u mr e l a t i v e e r r o rb e t w e e nt h em e a s u r e dv a l u ea n dt h ea c c u r a t ev a l u em e a s u r e db y LC Rt e s t e r r e a c h e s1.70%w i t h i nt h e c a p a c i t a n c e r a n g e o f 5-50p F .W h e n t h e t e m p e r a t u r e v a r i e s f r o m -40ħt o100ħ,t h e a m p l i t u d e o f t h eo u t p u t s i n u s o i d a l s i g n a l c h a n g e s b y m e r e l y 0.88%.T h e p a r a s i t i c c a p a c i t a n c e o f 1m -l o n g R G 316c o a x i a l s h i e l d e d c a b l e e q u a l s 93p F ,r e s u l t i n g i n t h e d e t e c t i o n r e s u l t d r i f t o f 0.16p Fo n l y.K e yw o r d s :C /Vc o n v e r s i o n ;a u t o m a t i c g a i n c o n t r o l ;W i e n b r i d g e o s c i l l a t o r c i r c u i t ;d o u b l e l a y e r s h i e l d i n g ;p a r a s i t i c c a p a c i t a n c e (责任编辑:任滢滢;文字校对:曾礼娜)㊃065㊃Copyright ©博看网. 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长导线源瞬变电磁响应衰减曲线多个“符号反转”现象特征分析

第42卷第6期物探化探计算技木Vol.42No.6 2020年11月COMPUTING TECHNIQUES FOR GEOPHYSIC A L AND GEOCHEMIC A L EXPLORATION Nov.2020文章编号：1001-1749(2020)06-0773-09长导线源瞬变电磁响应衰减曲线多个“符号反转”现象特征分析李论，王鹏（中国煤炭科工集团西安研究院有限公司，西安710077）摘要：在四川某石墨矿区进行长导线源瞬变电磁勘探时，经常发现瞬变电磁响应衰减曲线出现“符号反转”现象，甚至有些测点的响应衰减曲线出现多次“符号反转''，在可能造成该现象出现的众多原因中，激电效应的影响是不可忽略的。

因此，在对分析实测长导线源瞬变电磁响应特征的基础上，利用含激电效应的长导线源瞬变电磁一维正演，探讨瞬变电磁响应衰减曲线中多次“符号反转”现象特征，说明激电效应也是引起瞬变电磁响应衰减曲线出现多次“符号反转”现象的原因。

关键词：长导线源瞬变电磁实测数据；正演响应；多次''符号反转”现象；激电效应中图分类号：P631.3文献标志码：A DOI：10.3969/.issn.1001-1749.2020.06.110前言早期人们在进行瞬变电磁勘探有时会观测到响应数据中出现负响应的现象，这种现象在理论上不符合瞬变电磁响应按指数衰减规律。

人们对负响应的研究，并没把这一现象仅仅归咎于介质电阻率的频散特性（导电率随频率的增加而同相地增大），而是对其他一些可能的原因也进行大量研究，比如认为是由地下介质的某种未知特性、所使用仪器本身或者外界存在某种未发现的干扰因素造成的［1］。

对于此国内、外学者做了研究。

最初，BuselliG［］研究磁导率的频散现象，发现磁导率的频散效应使重叠回线瞬变电磁响应在晚期衰减变得更慢，在一定程度上阻止了负响应的产生，因此磁导率的频散性不可能引起负响应；Lee T［］研究了位移电流的影响,发现位移电流只对高阻围岩在极早期阶段产生影响，因此介电效应不是实际野外工作瞬变电磁负响应产生的原因;Gregory A Newman［4］指出当导体远离发射端而靠近接收端时，导体中会产生与发射电流方向相反的回流电流，响应曲线产生“符号反转”，他利用响应近似计算的视电阻率曲线特征不符合层状地层的响应特征，但这种现象仅可能在早期出现；Andreas Hordt等旧研究了地形对长偏移距瞬变电磁（Long Offest Transient Electromagntic Method,LOTEM）响应的影响，认为地形起伏在瞬变早期阶段响应有影响，并且发现地形效应虽然改变响应曲线的形态但保留了响应的原始特性，因此地形效应不是瞬变电磁响应在中晚期阶段负响应产生的原因。

雷清泉院士电介质中的空间电荷效应

(24) (25) (26) (27) 哈尔滨理工大学
电介质中的空间电荷效应
应指出，若陷阱能级在禁带内呈分立或连续分布，则SCLC的理论将更为复杂。
图6 SCLC图形
哈尔滨理工大学
电介质中的空间电荷效应
3．充电与放电电流
电荷在SC自建场中运动产生放电电流，反常(向)放电电流与充电电流方向相同。
1）充电电流 Jc
n( x, t ) t

(T
)n( x, t ) E ( x, t )
x

Dn (T
) 2n(x,t)
x2

r(T )
p( x, t )n( x, t )

(T
)nt
(
x,
t
)

1
f
1 n(x,t)
t
nt (x, t)
(11)
E(x,t) x en(x,t)0
(12)
3、固体：定域态、陷阱、局域能级，代表干扰晶体周期性势场的物理及化学结构缺陷（前者阱深0.5-1.5eV，后者可达3-8eV）、杂质在禁带内构成的能级、表面态、表面偶极子态、体内偶极子态、体内分子离子态、杂质、端链、支链、叠链、晶区-非晶区边界、断键、极化子态、局域密度涨落等。杂质、添加剂、反应附产物，既可接受注入电荷，又可通过化学作用，增加电荷注入。
光学信息处理及光学计算技术等。问题：探索陷阱中心的化学本质，陷阱深度及密度同光析变效应的关系，
以及如何稳定陷阱结构等。
哈尔滨理工大学
8. PWM作用 (dV dt 1 20kV S)下SC形成
如图所示,低频正弦电压极化，正、负半周，电极电荷极性反转。
PWM电压，由于电压突然反转，导致特定符号的自由电荷再吸收，但电荷符号与束缚电荷的相反，此时两种类型电荷共存。松弛时间快的偶极子对SC无贡献，慢的对SC有贡献，形成“宏观”偶极子.极性反转时，重复上述现象，最终造成表面电荷积累，因此在表面存在三种电荷：自由电荷、束缚电荷（极化）、阻挡电荷，源于PWM极性反转太快。

Power Semiconductor Devices and Smart Power ICs

Answers of QuestionsChapter 11-1.P lease classify the power semiconductor discrete devices.A: power rectifiers and power switches.功率整流器和功率开关1-2.P lease list the name of popular power switch.A: power MOSFET, power BJT, IGBT, etc.功率MOS管，功率BJT管，IGBT等1-3.D efine the ideal power semiconductor device.A: It must be able to control the flow of power to loads with ZERO power dissipation.零功耗（包括导通损耗，关断损耗，开关损耗，均为零）1-4.D rawing out the switching waveform of ideal power switch.A:1-5.L ist the device name you known that has the normally-off performance.A: Normally-off: BJT, Enhancement MOSFET, VDMOS, Trench MOS, IGBT,Normally-on: JFET, Depletion MOSFET.1-6.W hich is preferable for normal system, normally-on device or normally-off? Give the reason.A: For normal system, normally-off device is preferable as it has the power dissipation lower than normally-on device’s.常关器件更好。

波导滤波器的等效电路模型及实验研究

波导滤波器的等效电路模型及实验研究储建华;钱荣荣;王传齐【摘要】建立同轴腔加载波导滤波器系统的等效电路模型，在波导短路端面与同轴探针弱耦合状态下，通过求解回路方程组得到3个谐振频率点，分别对应π/2模、0模和π模，频率间隔决定于耦合系数。

强耦合状态下，该模型仅存在1个谐振频率点，波导只起传输信号及滤波作用。

通过实验测量波导滤波器系统正向传输系数曲线，在弱耦合状态下获得3个谐振频率点，强耦合状态下仅存在1个谐振频率点，结果与理论分析一致。

%We establish an equivalent circuit model to analyze the coaxial cavity coupled with waveguide filter. By solving the circuit equations, we derive three resonant frequencies ofπ/2 mode, zero mode andπmode in the case of weak coupling. The resonant frequency internals for three modes depend on the coupling coefficient. There is only one resonant frequency in the case of strong coupling. We test the forward transmission coefficient of waveguide filter system. We obtain three resonant frequencies for weak coupling case and one resonant frequency for strong coupling case in experimental measurements. The results agree well with theoretical predictions.【期刊名称】《深圳大学学报（理工版）》【年(卷),期】2015(000)002【总页数】5页(P183-187)【关键词】微波技术;波导;同轴腔;波导滤波器;等效电路模型;高次模;耦合系数【作者】储建华;钱荣荣;王传齐【作者单位】苏州工业职业技术学院机电工程系，苏州215104; 中国科学院合肥物质科学研究院，合肥230031;中国科学院合肥物质科学研究院，合肥230031;中国科学院合肥物质科学研究院，合肥230031【正文语种】中文【中图分类】TN61;O441随着微波器件向高频率和高功率方向发展，对圆柱形同轴腔高次模式的研究日渐增多[1-5]．高次模式适合对功率要求强于对信号频宽要求的情形．采用高次模式有利于增大腔体横截面面积，减轻阴极负荷，降低管子的工作电压，获得高脉冲功率和大平均输出功率．同时，在高频段，工作模式与邻近的非工作模式之间有一定的频率间隔，这有利于信号输出和滤波．将同轴腔高次模式用于真空中电子束流参数测量已引起学者的广泛关注，用该方法测量的分辨率可达到亚微米量级[6-10]．无论高功率微波信号的产生还是真空中电子束流参数测量，都需要解决同轴腔基模信号滤除以及高次模信号耦合输出这两个主要问题[11-12]．本研究以用于真空中电子束流测量的同轴腔加载波导滤波器为研究对象，利用波导滤波器滤除同轴腔基模信号和耦合输出高次模信号，建立波导滤波器等效电路模型，研究强耦合与弱耦合状态下的特性，给出系统试验结果，对于高次模信号的利用及耦合输出系统的设计具有一定的借鉴作用．同轴腔高次模式用于真空中电子束流参数测量的主要原理是，圆柱形同轴腔中电子束流主要激励起基模TM010信号及高次模TM110信号．其中，高次模TM110信号与电子束流相对腔轴偏移量成正比，根据TM110模信号强度可测量束流位置．因此，耦合输出TM110高次模信号并且抑制TM010基模信号输出成为关键难点．利用波导滤波器可实现同轴腔TM010基模信号的滤除和TM110高次模信号的耦合输出．根据电磁场分布特性，将圆柱形同轴腔中TM110高次模与波导中TE10模耦合，选取合适的波导尺寸，当波导宽度a与TE10模波长λ满足a<λ<2a时，仅TE10模式传播，其他模式都处于截止状态．波导TE10模电场只有单向分量，在波导中获得单方向极化，因此可在波导中插入同轴探针耦合输出信号．此外，根据电磁场分布特性，圆柱形同轴腔中TM010基模与波导中TE10模不能有效耦合，并且选择TM010基模信号波长大于2a，则进一步抑制TM010基模与波导模式的耦合，因此波导滤波器可有效滤除TM010基模信号．本研究研制的同轴腔加载波导滤波器系统如图1．其中，圆柱形同轴腔长度为20 mm，内直径为64 mm，外直径为74 mm，矩形波导横截面尺寸为28.5mm×12.6 mm，对称分布4个矩形波导与同轴腔耦合槽焊接在一起．与耦合槽构成完整波导滤波耦合输出结构．利用三维电磁场软件HFSS(high frequency structure simulator)仿真同轴腔加载波导滤波器系统电磁场分布，结果如图2．由TM010模的电场强度分布可见，其电场完全限制在同轴腔内部，波导中并无耦合输出．TM110模的电场强度分布状况反映了波导有效耦合输出TM110模信号，波导中心处电场最强，可在波导中心插入同轴探针耦合输出信号．图2中纵向极化的TM110模通过横向对波导耦合输出；与之相反，横向极化的TM110模通过纵向对波导耦合输出．其中，1，2，3，4，5表示端口.在忽略相邻波导耦合的情况下，端口1和2对应的横向对波导与同轴腔耦合情况可用2端口网络来描述，端口3和4对应的纵向波导与同轴腔耦合等效为另一个2端口网络．波导与同轴腔的耦合可用等效电路模型来表示．先考虑单个波导与圆柱形同轴腔的电耦合情况，等效电路如图3，同轴腔用并联等效谐振电路表示，等效电感、电容和电导分别是L1、 C1和G1，TM110模本征频率为 f1，波导的特征导纳为Y0，SS′为失谐短路面，同轴腔与波导之间耦合可等效成从同轴腔到波导的变比为n∶1的理想变压器，则波导的特征导纳Y0变换到同轴腔内时有Y0′=Y0/n2．波导对同轴腔影响相当于在同轴腔并联等效电路中增加损耗电导Y0′，则同轴腔有载品质因数QL[13]为QL=2πf1C1/(G1+y0′)波导与同轴腔间的耦合系数β为β=Y0/(n2G1)在图3中距离失谐短路面SS′为1/4波长处放置端面短路板，则此时波导被截成矩形波导腔，波导腔的主模为TE101，这时的波导不能仅看作单纯的传输系统，耦合系统工作于双腔耦合状态．耦合系统等效电路如图4，端面短路板处对应的并联谐振参考面用等效并联谐振回路表示，等效电感、电容和电导分别是L2、 C2和G2．同轴腔的等效电感、电容和电导分别是L1、 C1和G1，同轴腔与波导的耦合等效为n∶1的理想变压器．同轴腔TM110模和波导腔TE101模固有品质因数分别为Q1和Q2，本征频率分别为 f1和 f2．由1/4 波长变换器特性可知，端面短路板处并联谐振参考面的总导纳Y2经变换到SS′参考面的总导纳Y2′=Y02/Y2．其中，Y2′经n∶1变压器变换到同轴腔内的导纳Y2″=Y2′/n2=Y02/(n2Y2)．从SS′参考面向同轴腔看进去的总输入导纳为其中，T=1+jQ2(f/f2-f2/f )．当耦合系统并联谐振时，式(3)的归一化导纳虚部为0，可以得到2个并联谐振频率解，分别对应0模和π模频率，两模式电场在同轴腔结合面的两个方向上分别相同和相反．但是，当波导上的同轴探针接匹配负载强耦合时，矩形波导腔失谐，此时端面短路的矩形波导只起传输信号和滤波作用，耦合输出信号频率为圆柱形同轴腔TM110模的本征频率 f1.以上考虑的是圆柱形同轴腔与一个波导耦合的情形，而从图2中的TM110模电场强度分布图可见，端口1和2对应的2个波导都与同轴腔耦合．由以上分析可知，当波导上的同轴探针接匹配负载强耦合时，波导只能看作为一个传输结构；当波导上的同轴探针耦合度非常低时，端面短路的矩型波导可看作为矩形波导腔，则弱耦合下的模式耦合关系可利用多腔等效谐振回路来分析．为便于分析，用等效串联谐振电路来表示耦合关系，当两个对称波导的等效参数相同时，建立的等效电路如图5．图5中k为腔间的耦合系数, L1、C1和R1分别表示圆柱形同轴腔等效电感、电容和电阻，L2、 C2和R2分别表示矩形波导腔等效电感、电容和电阻，f1和 f2分别表示圆柱形同轴腔TM110模和波导腔TE101模本征频率； Q1和Q2分别表示它们的固有品质因数．根据基尔霍夫定律求解谐振回路可得如下方程[14-15] 求解方程(4)可得到谐振频率f的3个解，分别对应π/2模频率为 f1, 以及0模和π模的谐振频率 fa和fb．其中，m=(4-2k2) f12 f22． fa、 fb与 f1的频率间隔取决于耦合系数k的大小．使用矢量网络分析器对同轴腔加载波导滤波器系统进行测试，在波导中心处插入同轴探针耦合输出信号，当同轴探针插入深度为1 mm时，图2横向对波导对应的端口1和2间的正向传输系数S21曲线如图6，可看出3个谐振频率点，中间谐振频率5.711 GHz对应同轴腔TM110模本征频率，两边分别为0模和π模对应的谐振频率点，3个谐振点的频率间隔随探针插入深度改变而变化，即随耦合系数大小而变化．当同轴探针插入较深5mm时，系统处于强耦合状态时，多腔谐振条件破坏，只存在1个固有谐振频率点．此时1号和2号波导端口间的正向传输系数S21曲线如图7．可看出此时只剩下5.711 GHz这一个谐振频率点，说明矩形波导腔失谐，波导起滤波及耦合输出信号作用．以同轴腔加载波导滤波器系统为研究对象，分别建立单个波导以及双波导与同轴腔耦合等效电路模型，在波导端面短路，且同轴探针弱耦合状态下，通过求解回路方程组，得到3个谐振频率点，分别对应π/2模、0模以及π模．同轴探针强耦合状态下，仅存在1个谐振频率点，波导只起传输信号及滤波作用．实验测量得到的S21参数与理论分析一致．研究结果对于同轴腔高次模耦合输出系统的设计具有一定的借鉴意义．【相关文献】[1] Chen F C，Qiu J M，Wong S W，et al．Dual-band coaxial cavity bandpass filter with helical feeding structure and mixed coupling[J]．IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2015，25(1)：31-33．[2] Dong Yuhe，Liu Tianda，Cao Jing，et al．Bandwidth simulation of coaxial cavity coupled with waveguide filter by transmission method[C]// The 15th IEEE Inter-national Vacuum Electronics Conference．Monterey (USA)：IEEE Press，2014：351-352．[3] Xie Xingjuan，Huang Chuanlu，Dong Yuhe，et al．Output circuit design for double gap coaxial cavity loaded with waveguide filter[J]．High Power Laser and Particle Beams，2012，24(8)：1925-1930．(in Chinese) 谢兴娟，黄传禄，董玉和，等．双间隙同轴腔加载波导滤波器输出回路设计[J]．强激光与粒子束，2012，24(8)：1925-1930．[4] Dong Yuhe，Liu Yongxia，Zhu Min．Klystron output circuit of high order transverse magnetic mode in coaxial cavity loaded with waveguide filter[J]．Journal of Electronics & Information Technology，2013，35(5)：1267-1270．(in Chinese) 董玉和，刘永霞，朱敏．速调管输出腔高阶横磁模式加载波导滤波器输出回路[J]．电子与信息学报，2013，35(5)：1267-1270．[5] Zhang Rui，Wang Yong．Study on the two-port output system for an L-band 10 MW coaxial cavity multi-beam klystron[J]．Journal of Electronics & Information Technology，2012，34(9)：2282-2286．(in Chinese) 张瑞，王勇．L波段10 MW同轴腔多注速调管双端口输出系统的研究[J]．电子与信息学报，2012，34(9)：2282-2286．[6] Zhao Lei，Gao Xingshun，Hu Xiaofang．Beam position and phase measurement system for the proton accelerator in ADS[J]．IEEE Transactions on Nuclear Science，2014，61(1)：538-545．[7] Shin Seunghwan，Wendt M．Design studies for a high resolution cold cavity beam position monitor[J]．IEEE Transactions on Nuclear 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TM310-mode coaxial resonator of multiple-beam klystron[J]．Chinese Journal of Vacuum Science and Technology，2011，31(4)：413-418．(in Chinese) 韩慧鹏，王勇，张瑞．多注速调管TM310模同轴谐振腔杂模抑制的研究[J]．真空科学与技术学报，2011，31(4)：413-418．[13] Zhang Shichang．Analysis of equivalent circuit for radial coupling multi-cavity resonators[J]．Journal of Electronics & Information Technology，2004，26(4)：640-644．(in Chinese) 张世昌．多腔径向耦合输出系统的等效电路分析[J]．电子与信息学报，2004，26(4)：640-644．[14] Shi Jiaru，Zheng Shuxin，Chen Huaibi．Calculating field distribution of a linear accelerator using equivalent circuit model[J]．High Energy Physics and Nuclear Physics，2006，30(7)：699-703．(in Chinese) 施嘉儒，郑曙昕，陈怀璧．耦合腔链等效电路模型计算加速管场分布[J]．高能物理与核物理，2006，30(7)：699-703．[15] Xu Jiaming，Chen Lin，Zang Xiaofei，et al．Triple-channel terahertz filter based on mode coupling of cavities resonance system[J]．Applied Physics Letters，2013，103(16)：1116-1120．。

光电子能量角度分布和空间电荷效应对变像管条纹相机的影响

光电子能量角度分布和空间电荷效应对变像管条纹相机的影响顾礼;宗方轲;李翔;张敬金;张驰;杨勤劳【期刊名称】《强激光与粒子束》【年(卷),期】2015(027)006【摘要】基于飞秒条纹相机系统和飞秒电子衍射系统设计需求,通过蒙特卡罗方法模拟研究了在阴栅加速区光电子能量、角度分布和空间电荷效应对光电子时间弥散和能量弥散的影响.确定了紫外和软X射线波段入射光电阴极时,光电子六种初始能量分布的时间弥散精确值.分析了光电子发射电流密度、加速电场和时间弥散的关系.发现了电子脉冲在加速区轴向速度的线性啁啾、能量弥散变化和在自由区不相同.【总页数】7页(P177-183)【作者】顾礼;宗方轲;李翔;张敬金;张驰;杨勤劳【作者单位】深圳大学光电工程学院,光电子器件与系统教育部/广东省重点实验室,广东深圳518060;深圳大学光电工程学院,光电子器件与系统教育部/广东省重点实验室,广东深圳518060;深圳大学光电工程学院,光电子器件与系统教育部/广东省重点实验室,广东深圳518060;深圳大学光电工程学院,光电子器件与系统教育部/广东省重点实验室,广东深圳518060;深圳大学光电工程学院,光电子器件与系统教育部/广东省重点实验室,广东深圳518060;深圳大学光电工程学院,光电子器件与系统教育部/广东省重点实验室,广东深圳518060【正文语种】中文【中图分类】TB872;O536【相关文献】1.空间电荷效应对时间展宽分幅变像管时空性能的影响 [J], 白雁力;姚荣彬;高海英;党选举;何国民2.激光电离碘甲烷中空间电荷对飞行时间质谱峰的影响研究 [J], 曲丕丞;赵无垛;王卫国;陈平;崔华鹏;花磊;侯可勇;张桂秋;李海洋3.空间电荷效应对条纹像管分辨率的影响 [J], 柳钰;袁月;梅策香;高煜4.试论空间电荷效应对直流电缆及附件绝缘界面电场分布的影响 [J], 刘菲5.空间电荷层效应对固体氧化物燃料电池三相界面附近氧空位传输的影响 [J], 徐晗;张璐因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

场频率变化对辐射场与原子间耦合系数的影响

场频率变化对辐射场与原子间耦合系数的影响
桂传友;程守敬;杨名
【期刊名称】《量子电子学报》
【年(卷),期】2011(28)3
【摘要】对二能级原子与单模辐射场相互作用系统的哈密顿量进行了分析,找出了光场与原子之间耦合系数与光场频率及谐振腔体积之间的关系。

通过利用谐振腔的腔镜振动机制,研究了腔镜振动对光场模式及腔体积的影响,最终找出辐射场与原子之间耦合系数与场频变化之间的关系。

【总页数】5页(P308-312)
【关键词】量子光学;耦合系数;变频率光场;腔镜振动
【作者】桂传友;程守敬;杨名
【作者单位】安徽大学物理与材料科学学院;池州学院物理与机电工程系
【正文语种】中文
【中图分类】O431.2
【相关文献】
1.光场及原子-光场耦合的非线性对腔内原子辐射谱的影响 [J], 冯健;王继锁;高云峰;詹明生
2.耦合系数随时间变化的“λ”型三能级原子同辐射场的相互作用 [J], 朱小芹
3.耦合系数随时间变化的光场与级联三能级原子相互作用的熵特性 [J], 张先寒;曾小祥
4.原子的质心运动对腔中原子自发辐射及原子-光场间动量交换的影响 [J], 巴信武;王海军;衣学喜
5.原子间耦合对辐射光场聚束与反聚束效应的影响 [J], 赵加强;夏云杰
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