2-7 静止变频器(下)

电流跟踪控制SPWM逆变器框图
① 给定正弦电流参考信号is*，实际电流为定子 电流is ,设定的电流允许偏差△Is ②当is- is*> △Is时，控制逆变器下桥臂功率 元件导通，使is衰减； 当is- is*＜-△Is时，控制逆变器上桥臂功率 元件导通，使is增大。 以此方式将定子电流is变化限制在允许的 ±△Is范围内。
③分段同步调制。分段同步调制是将同步、异步调 制相结合的一种调制方法，它把整个变频运行范围 划分为若干频率段，在每段内都维持恒定的载波比， 不同的频率段N取值不同，低频时N取值增大，其 规律如图所示：
这样，既保持了同步调制下波形对称、 运行稳定的优点，又解决了低频运行时谐波 增大的弊病。 注意：(1) 图中频率段的划分和载波 比的取值应注意到使各段的开关频率变化范 围基本一致 （2）注意功率开关器件对开关频率的限制。 图中最高开关频率约为2kHz，适合采用 GTR作逆变器功率开关器件。 （3）当运行频率超过额定频率后应运行 调在6阶梯波方式，不再进行PWM调制（N ＝1），以提高输出基波电压幅值。
1、正弦脉宽调制SPWM
正弦脉宽调制是以获得三相对称正弦电压为目 标的一种调制方式，具体实现方法有采样法、指定 谐波消去法等方法。 （1）采样法 采样法是采用一组三相对称正弦参考电压 信号（调制波）uRA、 uRB、 uRC与等腰三角波电压 信号（载波） uT 相比较，交点处确定逆变器功率 开关元件的通、断时刻，由此产生出一组逆变器 开关元件的驱动信号uDA、 uDB、 uDC
②双极性控制。采用双极性控制时，载波信号和 调制波信号的极性均在不断地交变，逆变器同一 桥臂上、下两开关元件在整个输出周期内均交替 互补地通、断。 以A相为例，当uRA>uT时，VT1导通、VT4 关断，输出相电压uAO=＋Ud/2;当uRA<uT时， VT4 导通、 VT1关断，输出相电压uAO=-Ud/2。使uAO 在＋Ud/2 和- Ud/2两种极性间跳变。 B相电压uBO是VT3、VT6交替导通的结果， C相电压uCO是VT5、VT2交替导通的结果。 输出线电压则是有关两相电压之差，脉冲幅 值在＋Ud 和- Ud与之间跳变，如uAB所示
3 2U 这是一个旋转空间矢量：幅值为 U m 2
恒定，以角频率ω1 恒速旋转，转向遵循供电电压 相序，即哪相电压瞬时值最大时即转至该相轴线 上。
根据同样的道理，可以定义出电机中的其他 合成空间矢量，如定子电流 i1 、磁链 1 。这 样，原由标量形式表示的三相定子电压方程组
就可简洁地采用电压空间矢量方程来表示
设交流电机定子三相绕组对称，绕组轴线作 空间对称分布。
当三相平衡正弦电压
施加在三相绕组上时，一方 面可以将各相电压定义成单 相电压空间矢量 u AO、uBO、uCO
其方向在各相轴线上，大小随时间按正弦规律作脉 动式变化，时间相位互差120°；
另一方面可将三个相的电压空间矢量相加， 形成一个合成电压空间矢量 u1
在实现采样法的正弦脉宽调制中： 复杂性和不稳定性 模拟电路 很难实时运算 原理性的采样法 近似的数值解法，如规则采样， 不规则采样等 微机的数字电路
很难做到快速、实时 单片微机数字方法
集成控制芯片与单片微机控 制系统相配合
脉宽调制逆变器各功率开关元件在一个输出 半周期内要进行高频的开关动作，使脉宽调制技 术在实现中受到功率器件最高开关频率的限制。 晶闸管因有换流问题，开关频率不超过 300~500Hz，故在SPWM逆变器中很少使用。 其他自关断器件中，大功率晶体管（GTR） 开关频率可达（1kHz~5kHz)，可关断晶闸管 (GTO）开关频率为（ 1kHz~2kHz），开关频功 率场效应晶体管（Power－MOSFET)开关频率可 达40kHz以上，绝缘栅双极型晶体管(IGBT）也可 达20kHz ，它们都是构成逆变器的良好功率开关 器件。
2-7 静止变频器(下)
三、脉宽调制型（PWM）逆变器 异步电机在变频调速运行时要求： ①电机端电压大小随频率连续变化； ②电压波形尽可能地接近正弦，谐波含量少，特 别是低次谐波含量应尽可能少。 交－直－交变频装置的主要缺点： ①输出电压或电流为6阶梯波形，含有较大5次和 7次等低次谐波，会引起恶劣的谐波效应。 ②调压采用相控整流方式，会使调速系统输入功 率因数将随整流电压大小变化。当电机低频低速运行 时，系统功率因数会变得很差。
生成PWM 波形的具体调制方式，从控制思想上 可分为三大类： ①正弦脉宽调制SPWM ②电流跟踪型脉宽调制 ③磁链跟踪型脉宽调制
它们的形成体现了人们对高性能交流调速 特性的追求。
从电机原理可知，要使交流电机具备优良的运 行性能，首先要提供三相平衡的正弦交流电压，当 它作用在三相对称的交流电机绕组中，就能产生三 相平衡的正弦交流电流。若交流电机磁路对称、线 性，就能在定、转子气隙间建立单一方向的圆形旋 转磁场，使电机获得平滑的转矩、均匀的转速和良 好的运行性能。 这在大电网供电条件下是自然而然得到满足 的。但在变频器供电的交流调速系统中就有一个形 成、发展和完善过程。
(2) 指定谐波消除法
指定谐波消除法是将变频器与电动机作为一 个整体进行分析，从消去对系统有害的某些指定 次数谐波出发，来确定PWM波形的开关时刻，使 逆变器输出的电压接近正弦波，改善整个变频调 速系统的工作性能。 由于变频运行时基波电压幅值U1m必须随运行频 率按一定规律变化，因此为消除指定谐波设计的特定 开关角α1、 α2、 α3…也将是运行频率的函数，实施困 难。 另外，在消除指定谐波的同时会使某些本来不重 要的谐波得到不恰当的提升，带来其他次谐波问题。
正弦脉宽调制逆变器追求给电机提供一个频率 可变的三相正弦电压源，但不去关心电流情况，电 流要受电机参数的影响； 电流跟踪型脉宽调制逆变器则避开电压，直接 追求在电机三相绕组中产生频率可变的三相正弦电 流，这比只考虑电压波形进了一步，但电机内部是 否能建立圆形气隙磁场还受很多因素制约； 磁链跟踪型脉宽调制逆变器更是一步到位，它 将逆变器与交流电机作为一个整体考虑，通过对电 机三相供电电压的综合控制，直接追求在气隙中建 立一个转向、转速可控的圆形磁场，使变频调速系 统性能达到一个更高的水平。
2、电流跟踪控制 电流跟踪控制是将电机的定子三相电流与综合的 三相正弦参考电流相比较，如果实际定子电流大于给 定的参考电流，通过控制逆变器的功率开关元件使之 减小；如果实际电流小于参考电流，则控制逆变器的 功率开关使之增大。通过对电流的这种闭环控制，强 迫电机电流的频率、幅值按给定值变化，从而提高电 压源型PWM 逆变器的电流响应速度，使之具有较好 的动态性能。
③逆变器输出电流呈锯齿波，输出电压为双 极性的波形。逆变器功率半导体元件工作在高频 开关状态，允许偏差△Is 越小，电流跟踪精度越 高，但要求器件开关频率也越高。 ④由于实际电流波形是围绕给定正弦波作锯 齿变化，与负载无关，故常称为电流源型SPWM 逆变器。由于电流被严格控制在参考正弦波周围 的允许误差带内，故对防止过电流十分有利。 ⑤检测实际电流用的电流传感器必须是具有 很宽通频带的高性能传感器，如高灵敏度的霍尔 效应传感器
在实现SPWM脉宽调制时，调制波频率fR 与载波频率fT之间可有不同的配合关系，从而形 成不同的调制方式：
①同步调制。载波频率与调制波频率同步改变， 保持载波比N= fT / fR =常数，这样不同频率运行 时输出电压半波内的脉冲数固定不变。 一般取N为3的倍数，这样能保证输出波形正、 负半波对称，同时三相波形互差120°。 然而，当输出频率很低时，相邻脉冲间的间距 扩大，造成谐波增加。
脉宽调制逆变器的基本原理和特点: ①采用不控整流以提高系统的功率因数，但输出的 是大小恒定的直流电压 ②控制逆变器的功率开关器件实现高频的通、断， 使输出的电压波形为一组宽度按某种规律变化的矩 形脉冲波 ③通过成比例地改变各脉冲波的宽度就可控制逆变 器输出交流基波电压的幅值；通过改变脉冲宽度变 化规律的周期，可以控制其输出频率，从而在同一 逆变器中实现输出电压大小及频率的控制
改变正弦调制波的 频率便可调节SPWM波 的输出基波频率；改变 正弦调制波的幅值（如 uRA 和uRA′ ，但必须低 于三角形载波幅值）便 可调节SPWM波的输出 基波幅值，从而实现了 在同一逆变器内同时对 输出基波频率和幅值的 控制。
采样法实现正弦脉宽调制过程中，按照逆变器 功率开关器件的控制方式又可分为单极性控制和双 极性控制。 ①单极性控制。逆变器每个开关元件只在输出半周 期内反复地通断，另半个周期始终截止。 以A相为例，输出电压的正半周期内，A相下 桥臂元件VT4始终截止，上桥臂元件VT1工作：作， 当调制波电压uRA大于载波电压uT时， VT1导通， 输出正脉冲；当uRA小于uT时， VT1关断，输出零 电压。 输出电压的负半周期内，通过倒相信号控制， 使VT1始终截止， VT4反复通断，输负的脉冲序列。 三相SPWM波形则是互差120°波形的重复。
②异步调制。整个输出频率范围内载波比N不为常 数，一般是保持载波频率始终不变。 这样，一方面可使低频时载波比增大，输出 半周期内脉冲数增加，解决了谐波问题； 但另一方面不能在整个输出频率范围内满足 N为3 的倍数的要求，会使输出电压波形、相位随时 变化，难以保持正、负半波以及三相之间脉冲的对 称性，引起电机运行不稳定。
一种脉冲宽度按正弦规律变化的SPWM波形， 其每个脉冲的面积等于每个脉冲周期Tt内的正弦波 下面积。 这样一种 SPWM脉冲波分解 成傅氏级数时主要 是基波和高次谐波， 明显地降低了低次 谐波含量，可以解 决交－直－交变频 装置存在的问题。
电压源型PWM逆变器主电路结构图
VT1~VT6为功率开关器件（多为GTR、IGBT、 MOSFET、GTO等高频自关断器件，图示为IGBT VD1~VD6为与VT1~VT6反并联的大功率快速 恢复二极管，它们为异步电机无功电流提供通路。 Ud为恒定大小直流电源，由三相不控整流器 产生； C为滤波电容，故为电压源型逆变电路。由于 两电容的中点O′可以认为与电机定子Y接绕组中点 等电位，因而当逆变器一相导通时，电机绕组上获 得的相电压为Ud/2。 逆变器输出三相PWM波形取决于功率开关器 件驱动信号波形，即PWM的调制方式。
控路
三角波－方波发生器：
方波
三角波
电压比较器的功能：比较两个电压的大小(用输出 电压的高或低电平，表示两个输入电压的大小关系)： 当“＋”输入端电压高于”－”输入端时，电压 比较器输出为高电平； 当”＋”输入端电压低于”－”输入端时，电压 比较器输出为低电平；
由于等腰三角波是上、下宽度线性对称变化的 波形，它与任何光滑曲线相交时，交点时刻控制 功率开关器件的通断，便可得到一组等幅而脉冲 宽度正比于该曲线函数值的矩形脉冲列。 所以采用正弦波与三角波相交时，交点处便可 得到一组正弦脉宽调制的SPWM波uDA
当运行频率不太低时，可以忽略定子电阻压降 的影响，则有 或 由于平衡的三相正弦电压供电时定子磁链空 间矢量幅值恒定、以供电角频率ω1在空间恒速旋 转，其矢量顶点运动轨迹构成了一个圆，这就是 磁链跟踪控制中用作基准的磁链圆。 上式表明，电压矢量的大小等于磁链的变化 率，而电压矢量的方向就是磁链运动的方向。
⑥调速时，只需改变电流给定信号的频率，无 须调节逆变器的电压。在电流控制环外边应有转速 外环，才能视不同的负载的需要自动控制给定电流 的幅值 ⑦电流源型供电，机械特性参考前文
3、磁链跟踪控制（电压空间矢量控制） 经典的SPWM方法是从电源的角度出发，着 眼于生成一个变频调压的三相平衡正弦电压源。 磁链跟踪控制则是从电机的角度出发，着眼 于如何控制逆变器功率开关以改变电机的端电压， 使电机内部形成的磁链轨迹去跟踪由理想三相平衡 正弦波电压供电时所形成的基准磁链圆，跟踪过程 中逆变器开关模式作适时切换，形成了一种新型 PWM波形调制规律。 由于磁链的轨迹是靠电压空间矢量相加获得， 所以这种调制方式又称电压空间矢量控制。