高效屋顶光伏发电及其并网系统研究

高效屋顶光伏发电及其并网系统研究
林盛鑫;张志
【摘要】文章针对屋顶光伏发电及并网设计了DC-DC-AC型双级式的电力变换器,即前级最大功率跟踪电路和后级单位功率因数并网逆变电路,介绍了双级电力变换器的结构与原理,研究了最大功率跟踪与单位功率因数并网问题,提出基于双环MPPT和专家PID控制的系统控制方法,通过仿真和搭建屋顶光伏发电系统实验平台,分别验证了文章方法的有效性和准确性.
【期刊名称】《可再生能源》
【年(卷),期】2015(033)010
【总页数】8页(P1470-1477)
【关键词】光伏屋顶;最大功率跟踪;并网逆变器;专家PID控制
【作者】林盛鑫;张志
【作者单位】东莞理工学院电子工程学院,广东东莞523808;东莞理工学院电子工程学院,广东东莞523808
【正文语种】中文
【中图分类】TM615
开发利用太阳能是缓解能源危机和保护环境的重要方式[1]，[2]，目前光伏发电效率较低、并网运行难度大。

文献[3]阐述了当前主要的MPPT技术，包括固定电压（CV）法、扰动观察（PO）法、增量电导（IC）法等；文献[4]提出将CV与PO 法相结合以适用于不同光照条件下的功率跟踪；文献[5]提出将固定电压法与增量
电导法相结合的占空比扰动算法，直接控制直流斩波器开关占空比以达到快速准确的功率跟踪效果；文献[6]通过动态调整光伏电池的安装角度以获取最大辐照量，
从而提高发电效率的方法，但实现难度大。

文献[7]指出光伏发电的间歇性出力将
造成电网的电压波动，无旋转惯性的特性将使电网的稳定裕度减少，输出功率的不确定性将造成电压闪变等问题，而在三相逆变控制中，PI控制器虽然引入电压前
馈增强了系统动态性，但由于其积分功能的缺陷，仍然不能有效减小稳态误差[8]。

文献[9]，[10]提出了基于d-q轴同步旋转坐标系的含电压前馈的PI级联比例谐振控制思路，通过PI实现了并网电流的无静态误差跟踪控制，且级联比例谐振实现
了对特定谐波分量的有效抑制。

典型屋顶光伏发电系统如图1所示。

考虑到日间不同时段太阳光直射角度的变化，系统根据输出功率大小调整光伏电池支架倾角，保障PV板在任意时段获得最大的太阳能光辐照量。

双级式电力变换器的结构图如图2所示。

图中包含光伏电池、DC-DC变换器、DC-AC变换器、蓄能电池、家用负载和配
电网等单元。

前级DC-DC电路采用Boost-Buck型，可为蓄能电池充电，C1，
C2为稳压电容，Tdc为开关，Ldc为电抗器。

单位功率因数逆变器为三相半桥式DC-AC电路，T1～T6为开关，L 为三相电抗器，FS1，FS2为保险丝。

光伏电能通过双级变换，优先供应负载，盈余电能可为蓄能电池充电或回馈给电网；光照微弱时，蓄电池经过DC-AC变换器优先为负载供电，当电量低于备用裕量，切换为电网供电，若电池电量继续降至安全裕量，则需由电网给电池充电；另外，夜间停电时，蓄能电池为家用负载全力供电，各单元的能量流动关系如图3所示。

“备用裕量”指电池单独给家用负载正常供电n1小时的电量，“安全裕量”指低于n2个小时的临界电量 (n2＜n1)。

为了在不同日照时段获得最大光伏电能输出，提出了双环最大功率跟踪（Double
LoopMaximum Power Point Tracking,DL-MPPT）技术；为了提高逆变器稳定性，提出专家PID控制策略。

2.1 双环最大功率跟踪技术
DL-MPPT的控制原理如图4所示。

内环控制采用爬山比较法，动态调节Tdc导通的占空比(频率f内)，使系统保持最大功率点工作；根据太阳辐照角度的变化，以频率f外驱动步进电机转动，通过齿轮a，b，c及齿条等构成的安装支架调整倾角φ。

DL-MPPT的控制流程如图5所示。

全天被划分为k个时段，每个时段对应一个φk；Pmax为当天输出最大功率，
Pk-max为第k时段输出最大功率，初始值均为零。

在外环控制中，通过比较ΔP的绝对值与差额上限ΔP外的大小，确定φk的控制
方式，若前者小于后者，则φk+1=φk，即保持不变；相反则φk+1=φk+Δφk，同时 Pmax调整为Pmax+ΔP。

在内环控制中，Pk-i为第k时段的第i次输出功率，它与Pk-max的差值作为PI控制器的输出信号，采用爬山比较法，调整开关
占空比，从而控制输出端电压Vk+1，Vk为当前电压，ΔV为电压变化量。

Δφk表达式为
式中：Ra，b，c 为齿轮 a，b，c 的半径；Δla，b，c 为各齿轮变化的弧长；而
Δl1，2 为齿条变化的长度；lk1，2 为第k时段齿条的当前长度；φ0为初始倾角。

2.2 高效并网逆变技术
本文逆变器既可工作在逆变状态，又能为电池充电，为了适应光伏发电多变的环境和不确定因素，提出了基于参数调整的专家PID控制方法，使变流器以单位功率
因数稳定运行。

文献[9]根据基尔霍夫定理建立的状态方程为
式中：R，C，L为线路等效电阻、直流电容和滤波电抗；ek，ik为三相电网电压
和并网电流，k=a，b，c；Vdc为直流母线电压；iL为整流运行时直流负载的电
流。

sk，sj分别为各桥臂的开关函数，其值为0时，下桥臂导通，为1时，上桥
臂导通；vdc为开关状态电压幅值。

采用Clerk-Park得到两相同步旋转坐标系下的数学模型：
式中：Xd为对应量的d轴分量；Xq为q轴分量。

变流器的工作状态由交流侧电压电流的相对相位决定，当二者的相位差近似为零时，它工作在单位功率因数逆变状态；当二者的相位差为π时，它以负的单位功率因
数工作在整流状态。

三相电压和电流向量表达式为
根据二者相位的关系获得的工作状态如图6所示。

本文设计双闭环专家PID控制器如图7所示。

该逆变器够根据工作环境对控制参
数进行动态自整定[12]～[15]。

由图7可知，电压外环以母线电压Udc与参考量Udc*的差为输入，输出量id*作为电流内环有功分量的参考值；电流内环采用解耦控制，无功参考值iq*始终保持为零，逆变运行时id*为正，整流运行时id*为负；最后采用SVPWM调制控制6
只开关，SW为并网开关。

3.1 专家PID控制原理
专家PID控制是根据对受控对象和控制规律的认识，利用经验来设计PID参数，
参数在受控系统的各个状态是根据经验规则变化的。

线性系统典型阶跃响应的误差曲线如图8所示。

令e（k）为离散系统中当前采样周期的误差，e（k-1），e（k-2）为前一个、前两个采样周期的误差值，可得：
设PID控制参数分别为 kP，kI，kD，当前时刻控制器的输出为 u（k），前一时
刻输出为 u（k-1），则专家PID的设计规则如下：
①若|e（k）|＞M1（M1为一个较大值），此时误差的绝对值非常大，因此控制
器应当满幅输出，以迅速减小绝对误差。

②若 e（k）·Δe（k）＞0，表明误差的绝对值在增大，或暂时稳定在某一数值无变化，此时应当按下面的规则分别进行考虑。

如果|e（k）|＞M2（M2比 M1小），误差仍然较大，可以增大控制器整体的控制作用，以使得误差绝对值迅速减小，此时控制器的输出：
如果|e（k）|＜M2，误差的绝对值虽然正在增大，但考虑到当前误差绝对值并不太大，不需要太大的控制力度就可以扭转其变化方向。

可以设置控制器输出：
③若 e（k）·Δe（k）＜0 且Δe（k）·Δe（k-1）＞0 或e（k）=0，则表明当前系统误差绝对值正在减小或者恰好到达平衡状态，此时应继续沿用上一时刻的控制输出值，不做任何改变，即令 u（k）=u（k-1）。

④若 e（k）·Δe（k）＜0 且Δe（k）·Δe（k-1）＜0 或e（k）=0，表明误差处于拐点，这时应视误差的大小选择控制作用。

若误差比较大，则应予以较强的控制作用：
反之，若误差比较小，则应予以较弱或一般的控制作用：
⑤最后，当误差很小时，即有|e（k）|＜ε，ε 为较小的正数。

此时加入积分控制，以减小系统静差。

根据规则描述，可以看出，Ⅰ，Ⅲ，Ⅴ，Ⅶ区域误差的绝对值正在减小，此时实施开环控制，主要应用规则①，③；而在Ⅱ，Ⅳ，Ⅵ，Ⅷ区域误差上升，主要应用规则②，已达到迅速扭转误差变化方向的目的；误差变化的极值点处，应用规则④。

当误差很小时应用规则⑤。

3.2 电流内环控制
解耦后的电流内环传递函数如图9所示。

Ts为PWM控制周期，KPWM为桥路增益，一般取1。

PWM输出在一个周期内保持不变，相当于零阶保持器，可以等效为以0.5 Ts为时间常数的惯性环节。

由图9可以看出，只要使PI调节器的零点抵消滤波器传递函数中的零点，系统即成为Ⅰ型系统，令τ=L/R，得：
取系统阻尼比为0.707，假设交流电感L=1.5 mH、电感阻抗R=0.02 Ω、PWM 控制周期Ts=0.2 ms，代入计算得PI调节器的参数为KiP=2.5，KiI=33。

根据表1专家PID的参数调整规则可知，阶跃响应的仿真效果如图10所示。

由图10可知，在响应速度基本不变的情况下超调明显减小；误差曲线表示实际误差经过0.0002s延迟环节，再进行0.0002s采样保持后的值。

3.3 电压外环控制
电压外环控制如图11所示。

由图11可知，Gci（s）为电流内环的闭环传递函数，KvP、KvI为电压外环 PI 控制器参数，τv=KvP/KvI，Tv为直流电压采样时间。

图中的0.866mcosθ不是恒定量，一般取最大值0.866进行设计。

电流内环的闭环传递函数可近似为一个惯性环节，由于其时间常数仍然很小，可与前面的电压采样惯性环节合并。

电压外环专家PID的控制规则如表2所示。

为了稳定电压，减小负载变化时对系统的影响，宜按典型Ⅱ型系统进行设计，其传递函数为
式中：频带宽hv为τv/Tev。

根据典型Ⅱ型系统的参数整定方法得：
对电压控制性能综合考虑，选择中频带宽hv=5，可得：
一般Tv=Ts，假设电容为9.6 mF，控制频率5 kHz，得PI参数为
KvP=41,KvI=10 250。

如表2所示为电压外环专家PID参数调整规则，其阶跃响应特性如图12所示。

为了验证上述控制策略，搭建了10 kW太阳能发电系统实验平台，研制双级变流器，并通过仿真和实验进行了验证。

4.1 系统设计与平台搭建
光伏电池及最大功率控制系统相关参数：最大功率（PPV-max）12 kW；开路电压（VOC）50 V；短路电流（ISC）5.5 A；最大电压（Vmp）40.1 V；最大电流
（Imp）4.88 A；齿轮半径比(Ra：Rb：Rc)4：4：1；外环频率（f外）为
1/1800 Hz；内环频率（f内）为 5 kHz；最小功率（Psmallest）为 20.0 W。

光伏阵列包含60块最大输出功率为200 W的太阳能电池板，以12块串联为一列，总共5列并联而成，额定输出电压为550 V，外环控制30 min调整一次。

逆变器试验机母线电压为600～700 V；IGBT选择三菱公司的集成三相半桥模块
CM100TU-24F，耐压等级为1 200 V，额定电流为100 A；直流电容耐压 1 200 V，容量为2 200 μF；电抗器为5 mH。

4.2 最大功率跟踪实验
为了验证双环最大功率跟踪方案的效果，将其中一组光伏电池板根据正午时分的太阳能直射角安装并固定不变，另外一组电池板安装支架可调，采用双环控制。

实验现场位置为23°7′N和113°15′E，第一组 PV 板安装倾角为正南23°，测试时间为2014年7～8月，选择光照充足的天气分别测试10 d，测得每天固定时间点的输出功率，并对同一时间点的测试数据取平均值，得到输出功率曲线如图13所示。

对比发现，上午11时之前，两种控制方式输出的平均功率相差不大，圆点连线略微偏高一些；而在 11：00～14：00 之间，二者相重合，即输出相同的功率；在14时之后，圆点连线要高于方框点连线，前者的效果明显较后者好。

4.3 双向逆变器并网实验
在Matlab中搭建了的仿真模型进行验证，结果如图14所示。

当0.0 s时刻，变
流器启动，经历短暂过渡后达到稳定运行状态；在0.10 s之前，变流器工作在整
流状态，相电压与相电流基本同相位，电网输出无功功率接近0，输出有功大于0；
0.10 s之后，变流器工作状态切换为逆变运行，经历约0.01 s过渡后，相电压与
相电流反相，电网输出无功仍为0，输出有功小于0；0.20 s后，变流器又切换为整流运行，过渡时间低于0.01 s。

可见，采用专家PID控制，实现的变流器整流-逆变运行状态切换的稳定过渡，以及单位功率因数运行。

通过搭建实验平台，对系统单位功率因数运行的效果进行了验证，实验波形如图
15所示。

图15（a），（b）为变流器整流运行时的电网相电压和电流波形，二
者相位近似相同，可认为按单位功率因数运行，此时电网输出有功约4.5 kW；图15（c）为变流器逆变运行时的电网相电压和电流波形，二者相位近似相反，可认为按“负”单位功率因数运行，此时电网吸收有功功率也约为4.5 kW。

文中研制了太阳光最大辐照量跟踪装置，并设计了DL-MPPT控制器，提升了屋顶光伏发电系统在不同时段的发电效率；研制了应用专家PID控制的双向逆变器，
实现光伏电能并网和为储能电池充电，并提高了系统单位功率因数运行的稳定性。

通过Matlab仿真与实验，分别对所提出的控制策略进行了验证，结果证明了所述控制方法的有效性。

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