正弦波逆变器设计说明

正弦波逆变器逆变主电路介绍

主电路及其仿真波形

图1主电路的仿真原理图

图1.1是输出电压的波形和输出电感电流的波形。上部分为输出电压波形，下面为电感电流波形。

图1.1输出电压和输出电感电流的波形

图1.2为通过三角载波与正弦基波比较输出的驱动信号，从上到下分别为S1、S3、S2、S4的驱动信号，从图中可以看出和理论分析的HPWM调制方式的开关管的工作波形向一致。

图1.2 开关管波形

从图1.3的放大的图形可以看出，四个开关管工作在正半周期，S1和S3工作在互补的调制状态，S4工作在常导通状态，S2截止；在负半周期，S2和S4工作在互补的调制状态，S3工作在常导通状态，S1截止。

图1.3放大的开关管波形

图1.4为主电路工作模态的仿真波形，图中从上到下分别为C3的电压波形、C1的电压波形、S3开关管的驱动波形，S1的驱动波形。从图中可以看出在S1关断的瞬间，辅助电容的电压开始上升，完成充电过程，同时S3上的辅助电容完成放电过程，S3开通。

图1.4工作模态仿真波形

图1.5为开关管的驱动电压波形和电感电流波形图，图中从上到下分别为电

感电流波形、S3驱动波形、S1驱动波形。从图中可以看出当S1关断瞬间到S3开通的瞬间，电感电流为一恒值，S3开通后，电感电流不断下降到S3关断时的最小值，然后到S1开通之前仍然为一恒值，直到S1开通，重复以上过程。根据以上结论可以看出仿真分析状态和前面的理论分析完全符合。

图1.5开关管的驱动电压波形和电感电流波形

2 滤波环节参数设计与仿真分析

2.1 输出滤波电感和电容的选取

对逆变电源而言，由于逆变电路输出电压波形谐波含量较高，为获得良好的正弦波形，必须设计良好的LC 滤波器来消除开关频率附近的高次谐波。

滤波电容C f 是滤除高次谐波，保证输出电压的THD 满足要求。C f 越大，则THD

小，但是C f 不断的增大，意味着无功电流也随之增加，从而增加了逆变电源的

电容容量，同时会导致逆变电源系统体积重量增加，同时电容太大，充放电时间也延长，对输出波形也会产生一定的影响。 逆变桥输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感的两端，所以L 的大小关系到输出波形的质量。要保证输出的谐波含量较低，滤波电感的感值不能太小。增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波，但是电感量的增加带来体积重量的加大。不仅如此，滤波电感的大小还影响逆变器的动态特性。滤波电感越大，电感电流变化越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。而减小滤波电感，可以改善电路的动态性能，则使得输出电流的开关纹波加大，必然增大磁滞损耗，波形也会变差。综合以上的分析，在LC 滤波器的参数设计时应综合考虑。

本文设计的LC 滤波器如图 3.12中所示，电感的电抗2L X L fL ωπ==,L X 随频率的升高而增大。电容的电抗为

112C X C fC ωπ==，C X 随频率的升高而减小。1L C

ωω=所对应

的频率为谐振频率c f

，即1c

f =。设逆变器输出电压的基波频率为0f ，开关频率为s f ，则有0

f c

f s f 。由于0

f c f ，故001L C

ω

ω，电感对基波信号的阻抗小，电容对基波分流信号很小，即基波器允许基波信号通过。由于c f s f ，故1s s L C

ωω，电感对开关频率分量阻抗很大，电容对开关频率分量分流很大，即滤波器不允许开关频率分量通过，更不允许它的高次谐波分量通过。则该滤波器可以满足滤波要求。

由于采用了高频开关技术，输出正弦波的谐波分量主要集中在开关电源附近，因此谐振频率可以选得较

高。设1

ρ=，而谐

振频率

c f =，则可得L 、C 的计算公式：

2c L f ρπ=，12c C f πρ

=（式1-1） 本文的逆变电源功率为输出电压为235V ，开关频率为15KHZ ，额定负载为56Ω。ρ一般取额定负载L R 的0.4~0.8倍，而f c

一般取开关频率的0.04~0.1倍，本设计取0.08c s f f =，0.6L R ρ=,则由式（1-1）可计算出：

33.6 4.4622 3.141200

f C L mH f ρπ==≈⨯⨯（式1-2） 11 3.94922 3.14120033.6

f C C F f μπρ==≈⨯⨯⨯（式1-3） 2.2输出滤波电感的设计

本文f L 为4.46mH 。滤波电容电流的有效值为：

6002 3.14100 3.949102350.583cf f I C U A ω-==⨯⨯⨯⨯⨯≈ （式2-1） 110%负载时，负载的电流有效值为

max max 1000110% 4.681235

o o O P I A U ⨯==≈（式2-2）

容性负载时电感电流最大，因此电感电流的有效值为：

5.08Lf I A =≈（式2-3）

其中，1cos 0.75L ϕ-=。考虑到滤波电感电流的脉动量，滤波电感的电流峰值为：

max (1 1.1 5.087.90Lf Lf I A

=+=⨯⨯≈（式2-4） 电感选用Mn

Zn - 2R KBD 型铁氧体材料铁心6249PM ⨯,其磁路截面积24.9()C S cm =，窗口面积23.26()Q cm =, 3500m B GS =，滤波电感的匝数为：

3max

444.46107.90205.44350010 4.910

f Lf m C L I N B S ---⨯⨯==≈⨯⨯⨯（式2-5） 取N=206匝，气隙：

200.40.58558C f N S L cm δπ==。按滤波电感电流有效值 5.08Lf I A =。选取导线，取

23j A mm =，

导线的截面积为2623Lf I j mm ==，导线选用0.12cm ⨯的铜皮。窗口利用系数

0.1202060.120 1.26326

K N Q u ⨯⨯=⨯⨯==，可以成功绕制。 2.3滤波环节仿真分析

为了验证滤波环节的参数设计，根据主电路拓扑结构，对电容和电感值进