电源反馈设计速成篇之五设计篇 (Voltage mode, CCM)
开关电源PWM的五种反馈控制模式 你掌握了吗
开关电源PWM的五种反馈控制模式你掌握了吗
引言
PWM开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数
变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。
PWM的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。
由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。
对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM 反馈控制模式。
下面以VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例说明五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、详细电路原理示意图、波形、特点及应用要点，以利于选择应用及仿真建模研究。
开关电源PWM的五种反馈控制模式
1. 电压模式控制PWM (VOLTAGE-MODE CONTROL PWM)：
如图1所示为BUCK降压斩波器的电压模式控制PWM反馈系统原理图。
电压模式控制PWM是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起就采用的第一种控制方法。
该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。
电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度，见图1A中波形所示。
逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。
主要缺点是暂
态响应慢。
当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为有较大的输出。
DCDC Buck变换器CCM设计与仿真优化工具
DCDC Buck变换器CCM设计与仿真优化工具在电力转换领域，降压型DC-DC变换器广泛用于将高电压转换为低电压，以满足各种电子设备对不同电压级别的要求。
而传统的控制器设计及模拟仿真通常需要大量的时间和资源。
为了提高设计效率和准确性，DC-DC Buck变换器的CCM（Continous Conduction Mode，连续导通模式）设计与仿真优化工具应运而生。
CCM设计与仿真优化工具利用计算机辅助设计（CAD）技术，结合数值计算方法和算法优化技术，能够快速准确地进行DC-DC Buck 变换器的设计和仿真优化。
该工具可以通过输入电源参数、负载参数和控制策略参数，自动计算并优化DC-DC Buck变换器的参数配置，从而满足设计要求。
CCM设计与仿真优化工具的核心功能包括以下几个方面：1. 拓扑选择：根据设计要求和特定应用场景，工具能够快速选择最适合的DC-DC Buck变换器拓扑结构，例如简单的降压型变换器、二极管恒导通模式（Diod-rectified buck converter）和同步整流模式（Synchronous rectification）等。
2. 参数配置：通过输入电源参数、负载参数和控制策略参数，工具可以自动计算并优化DC-DC Buck变换器的关键参数配置，例如输入输出电压、电感电容值和占空比等。
同时，还可以优化控制策略的参数，如PID（Proportional-Integral-Derivative）控制器参数。
3. 稳态和动态分析：在参数配置确定后，工具能够进行稳态和动态分析。
稳态分析包括输出电压、输出电流、开关电流和功率损耗等的计算和优化。
动态分析则涉及响应时间、过渡过程和稳定性评估等。
4. 电磁兼容性分析：工具还可以进行电磁兼容性（EMC）分析，评估DC-DC Buck变换器在工作过程中产生的干扰和抗干扰能力。
通过优化布局和滤波器设计，减少电磁干扰，提高系统的可靠性和稳定性。
开关电源CCM及DCM工作模式
开关电源CCM及DCM工作模式
开关电源Buck电路CCM及DCM工作模式
一、Buck开关型调整器:
图1
二、CCM及DCM定义：
1、CCM (Continuous Conduction Mode),连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。
或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。
2、DCM，(Discontinuous Conduction Mode)非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。
3、BCM（Boundary Conduction Mode），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。
控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。
如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期
延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。
BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。
图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。
图2 电感工作的三种模式。
最详细的开关电源反馈回路设计
最详细的开关电源反馈回路设计开关电源是一种常用的电源供应方式，具有高效率和稳定输出电压的特点。
为了确保开关电源能够稳定工作，需要设计合理的反馈回路。
开关电源的反馈回路是一个闭环控制系统，通过对输出电压进行采样，与参考电压进行比较，计算出误差信号，再经过调整和补偿，使得输出电压稳定在设定值。
首先，需要选择合适的反馈控制策略。
常用的反馈控制策略有电压模式控制（Voltage Mode Control）和电流模式控制（Current Mode Control）。
电流模式控制具有更快的动态响应和更好的稳定性，但需要更复杂的设计和调试，因此在设计中需进行合理选择。
在电压模式控制中，可以使用一个误差放大器进行电压比较，产生误差信号。
误差放大器一般采用差分放大电路，通过输入电压和参考电压的差值乘以一个放大倍数，生成一个调整后的误差信号。
误差放大器的输出信号会经过一个滤波器进行滤波处理，以消除高频噪声。
接下来，需要设计一个比例积分（PI）控制器。
PI控制器可以提供稳定的、无超调的输出响应。
PI控制器的输入是经过滤波器处理后的误差信号，根据误差的大小来调整控制器的输出。
比例增益（Kp）决定了控制器对误差的响应速度，而积分时间常数（Ti）决定了控制器对误差的积分时间，即系统的稳定性。
在设计PI控制器时，可以根据经验公式来选择合适的参数。
通过实际测试和调整，可以优化控制器性能，使得开关电源的输出电压更加稳定。
最后，需要对开关电源进行保护设计。
开关电源反馈回路应具备过压保护、过流保护和短路保护等功能。
过压保护可以避免输出电压过高，过流保护可以防止过大的输出电流，短路保护可以防止输出端短路。
总之，开关电源反馈回路设计需要合理选择控制策略，设计误差放大器和滤波器、PI控制器，并进行参数调整和保护设计。
通过以上步骤，可以设计出稳定可靠的开关电源反馈回路。
flyback变压器设计步骤
1
2
I P 2 I DC 2
L
f
P0
由：
1 2
I DC
IP
IP
I DC
L f P0
①
I P I DC I
I L VinMIN TON
D
TON T
,T
1 f
TON
TOFF
② IP IDC L f DMAX VinMIN
FLYBACK变压器 设计步骤
高斯贝尔数码科技 电源事业部
基本电路拓扑
工作模式
一、连续模式（CCM） 二、断续模式（DCM） 三、临界模式（TM)
一、CCM设计过程
1、CCM公式推导
原边电流波形如下：
Q12波形：
VOR
LEAKAGE SPIKE
Ic(Q12)波 形：
Ic(Q12)近 似波形：
辅助电源绕组匝数：辅助电源取14V，
N AUX
NP
(VAUX VD ) (1 Dmax) Vin(min) Dmax
40 (14 0.6) (1 0.45) 85 0.45
8.4
取8匝
开关管承受的最大电压
在最高输入电压、输出满载情况下，开关管承受的 电压最高：
DT
(1-D)T
图1 开关管VDS波形
△I
IDC 图2 原边开关管电流波形
A1 A2 图3 电流等效波形
VDC+
IPK IP
IP Iin
反激开关电源最大占空比出现在最低输入电 压，满载输出功率的条件下。设开关频率f，
如何设计一个简单的反馈电路
如何设计一个简单的反馈电路在电子电路中，反馈电路是一种常见的设计元素。
它可以用于增强电路的稳定性、控制增益以及减少非线性失真等。
本文将介绍如何设计一个简单的反馈电路，以实现稳定的信号放大。
1. 选择放大器类型在设计反馈电路之前，首先需要选择适合的放大器类型。
常见的放大器类型包括运算放大器（Op-Amp）和晶体管放大器。
选取合适的放大器类型取决于你的具体需求，如放大倍数、频率响应等。
2. 确定反馈类型反馈电路可以分为正反馈和负反馈两种类型。
正反馈会增加输入信号的幅值，使电路不稳定，并可能导致振荡。
因此，我们通常选择负反馈来实现稳定的放大。
3. 设计反馈网络反馈网络是实现负反馈的关键部分。
常见的反馈网络包括电阻、电容和电感等元件。
具体的设计取决于放大器的特性和所需的频率响应。
4. 计算反馈比例在设计反馈电路时，需要计算反馈比例来确定输入信号与反馈信号之间的关系。
反馈比例决定了放大器的增益情况，可以通过调整反馈网络的元件值来进行控制。
5. 仿真和测试完成反馈电路的设计后，进行仿真和测试是必不可少的。
使用电路仿真软件可以评估电路的性能，并进行必要的调整。
实际测试时，可以使用示波器、函数发生器等测量工具来验证电路的功能和性能。
6. 优化和调整根据仿真和测试的结果，可能需要对反馈电路进行优化和调整。
例如，调整反馈比例、改变滤波器的频率响应等，以达到所需的效果。
7. 电路保护在设计反馈电路时，需要考虑电路的保护机制，以防止过载、过热等问题。
可以采用过流保护、过温保护等方法，保护电路的稳定运行。
总结：设计一个简单的反馈电路需要选择合适的放大器类型，确定反馈类型，设计反馈网络，计算反馈比例，并进行仿真和测试。
通过优化和调整，最终实现所需的电路功能。
同时，需要考虑电路保护，确保电路的稳定性和可靠性。
通过以上步骤和原则，你可以设计并实现一个简单的反馈电路，为你的电子电路提供稳定的信号放大效果。
希望本文对你有所帮助！。
ccm模式反激变压器计算
ccm模式反激变压器计算CCM模式反激变压器是一种常见的电力电子变压器，也被广泛应用于电力系统中。
它的设计和计算对于保证电力传输的稳定性和高效性具有重要意义。
本文将介绍CCM模式反激变压器的基本原理和计算方法。
我们来了解一下CCM模式反激变压器的基本原理。
CCM模式，即连续导通模式（Continuous Conduction Mode），是指变压器的磁场在整个工作周期内都保持连续导通的状态。
而反激变压器则是指在工作过程中，变压器的磁场能量会周期性地被释放和吸收。
CCM模式反激变压器通过合理控制开关管的通断时间，实现电能的高效转换。
在计算CCM模式反激变压器的参数时，首先需要确定变压器的额定功率和输入输出电压。
额定功率是指变压器在设计工作条件下所能承载的最大功率。
输入输出电压则是指变压器的输入端和输出端的电压。
根据这些参数，可以进一步计算出变压器的额定电流和额定频率。
接下来，我们需要计算变压器的变比和匝数。
变比是指输入电压与输出电压之间的比值，可以根据输入输出电压的值来计算。
匝数则是指变压器的输入线圈和输出线圈的匝数，可以通过变比和输入线圈的匝数来计算。
在计算变压器的匝数时，需要注意线圈的绕组方式和磁芯的材料。
绕组方式有串联和并联两种，根据实际情况选择合适的绕组方式。
而磁芯的材料则会影响变压器的磁导率和损耗，需要选择合适的材料来提高变压器的效率。
还需要计算变压器的损耗和效率。
损耗是指变压器在工作过程中由于电阻、涡流和剩磁等因素引起的能量损失。
效率则是指变压器输出功率与输入功率之间的比值，可以通过计算损耗和输出功率来得到。
在计算过程中，需要考虑变压器的额定工作条件和安全系数。
额定工作条件是指变压器在设计工作条件下所能承受的最大电流和温度。
安全系数是指在设计过程中考虑到不确定因素所设置的保护值，通常为额定值的1.2倍。
CCM模式反激变压器的计算涉及到额定功率、输入输出电压、变比、匝数、损耗和效率等参数。
CCM模式反激变压器的设计
CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
电源反馈设计速成篇之五设计篇 (Voltage mode, CCM)
电源反馈设计速成篇之五: 设计篇 (Voltage mode, CCM)设计的目的是为了系统稳定且有足够频率响应使系统在负载变化时得到较小的电压波动.传统的无差运放调节器分为一类(Type 1), 二类(Type 2)和三类(Type 1), 对应其有一个, 两个和三个极点.图1为Type 1补偿器. 其传递函数为一积分器.应用Type1补偿器时，为了系统稳定，剪切频率必须远在LC 谐振双极点之前．一般应用于对负载变化要求不高的场合．1111C R s G I ⋅⋅= 图2为Type 2补偿器, 其传递函数为)/1()/1(1)(1211p z II s s s C C R G ωω++⋅⋅+⋅=, 其中212121C C C C R p +⋅⋅=ω，221C R z ⋅=ω 图3为Type 2补偿器波特图．相比Type1多引入了一个零点和极点，零点在前极点在后因此可以提升相位，推高剪切频率提高系统响应速度．图4为Type 2补偿器系统设计波特图，黑色为主电路开环频率响应，粉红色为补偿器频率响应，蓝色为整个系统开环回路增益(Loop Gain)，虚线为运放开环增益．剪切频率可在LC 谐振双极点之后．其前提是ESR 零点在剪切频率之前靠近LC 谐振双极点，否则相位裕量不够．设计要点是放零点在LC 谐振双极点之前如0.1倍处，极点在0.5倍开关频率之前以衰减高频噪声．图5为Type 3补偿器波特图．相比Type2又多引入了一个零点和极点，零点在前极点在后因此可以提升更多相位，推高剪切频率提高系统响应速度．图6为Type 3补偿器系统设计波特图，黑色为主电路开环频率响应，粉红色为补偿器频率响应，蓝色为整个系统开环回路增益(Loop Gain)，虚线为运放开环增益．剪切频率可在LC 谐振双极点之后．设计要点是放两个零点在LC 谐振双极点之前如0.5和1倍处以抵消LC 谐振双极点，一个极点在ESR 零点处抵消ESR 零点,处另一个极点在0.5倍开关频率之前以衰减高频噪声．图1. Type 1补偿器图2. Type 2补偿器图3. Type 2补偿器波特图图４. Type 2补偿器系统设计波特图图5. Type 3补偿器图6. Type 3补偿器波特图图7. Type 3补偿器系统设计波特图Type 2补偿器, 其传递函数为)/1()/1()/1()/1(1)(12121211p p z z III s s s s s C C R G ωωωω+⋅++⋅+⋅⋅+⋅=, 其中2121211C C C C R p +⋅⋅=ω，3321C R p ⋅=ω,2211C R z ⋅=ω, 3312)(1C R R z ⋅+=ω 设计例子: Vin=5V, Vout=3.3V, Fsw=300kHz, Cout=990uF, ESR=5mohm, L=900nH, DCR=3mohm, 剪切频率希望在90kHz, 相位裕量45度.Type 2设计: R1=4.12k, R2=124k, C1=8.2pF, C2=2.2nF, 设计结果如图8所示. 相位裕量不到45度, Type 2已经无能为力了.Type3 设计: R1=4.12k, R2=20.5k, R3=150ohm, C1=0.22nF, C2=2.7nF, C3=6.8nF, 设计结果如图9所示. 相位裕量45度有余.原文是Intersil Technical Brief 417(TB417). 有兴趣的可看原文. 图画的不错就拷贝来了.这里的设计方法仅限于已知电容量大小, 对模块电源来说, 不接电容和接不同类型电容都要稳定, 则剪切频率不可能太高,Type 1或Type 2或其他类型补偿器也能使用, 因根据实际情况加以调整而不可拘泥.图8. Type 2设计结果图9. Type 3设计结果。
开关电源反馈设计
这里的设计方法仅限于已知电容量大小, 对模块电源来说, 不接电容和接不同类型电 容都要稳定, 则剪切频率不可能太高,Type 1 或 Type 2 或其他类型补偿器也能使用, 因根据实际情况加以调整而不可拘泥.
图 8. Type 2 设计结果
图 9. Type 3 设计结果
其中,
ωp
=
C
1 ⋅(R +
a
L c
RL
D Vg
p
图 1.
a d*Vap/D
RC
R
C
c
1D Ic*d
p
图 2.
d*Vap/D
L
RL
Vg
1D
RC
Ic*d
C
图 3.
开环控制到输出传递函数 Gvd:
Gvd
= Vg
⋅R R + RL
⋅ 1+ s
1+ s ωz ω0Q + s2
ω02
,
电源反馈设计速成篇之二: 仿真篇 (Voltage mode, CCM) 图 1 为 Pspice 电路, 开关平均模型是关键. 画好后先仿真直流工作点, 因为二极 管压降, 输出电压低于 15V. 但交流仿真不变 如图 2 所示. 为了和表达式结果对比, 将仿真结果读入 Mathcad, 比较结果如图 3 所示. 红色为表达式计算结果, 蓝色为 Pspice 仿真结果, 一致性很好.
L
RL
Vg
1D
RC
Ic*d
C
R
图 7. Voltage Mode CCM Buck 小信号模型
60
40
gain(Gvd(2i⋅π⋅f n)) 20
0
mag〈1〉
大盘点：详解五种开关电源PWM反馈控制模式
大盘点：详解五种开关电源PWM反馈控制模式于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。
在七十年代后期才从学术上作深入地建摸研究。
直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM 集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。
主要用于单端及推挽电路。
近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。
因为这种改善性能的电压模式控制加有输入电压前馈功能，并有完善的多重电流保护等功能，在控制功能上已具备大部分电流模式控制的优点，而在实现上难度不大，技术较为成熟。
如当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。
峰值电流模式控制PWM 是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。
电流内环是瞬时快速的，是按照逐个脉冲工作的。
功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。
在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC 储能电路。
由于这些，峰值电流模式控制PWM 具有比起电压模式控制大得多的带宽。
峰值电流模式控制PWM 的优点是①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快。
②控制环易于设计③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美④简单自动的磁通平衡功能⑤瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲限流功能。
⑥自动均流并联功能。
缺点是①占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。
②闭环响应不如平均电流模式控制理想。
③容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振。
电源反馈设计速成篇之八建模篇(Peak Current Mode)
电源反馈设计速成篇之八: 建模篇(Peak Current Mode) 图1为Peak Current Mode 等效小信号模型. Vg为输入电压, Vo为输出电压, io 为输出电流, iL 为电感电流, d为占空比, Vc为反馈控制电压. Gvg为Vg到Vo的传递函数, Gvd为d 到Vo的传递函数, Gig, Gio, Gid分别为Vg, io, d到iL的传递函数, Zo为开环输出阻抗, Fm为等效调制比(Voltage Mode就是三角波幅度倒数, Current Mode是电压和电流的综合),Kf和Kr是考虑了Vg和Vo的扰动影响, 其值很小, 一般忽略没有大的影响. Hv是电压反馈环, Hi是电流采样系数, 负号表示负反馈. 如果是采样电阻的CIC(Current Injection Control)法, Hi就是采样电阻,如果是电感电压的SCM(Standard Current Mode)法, Hi要根据具体电路求得. Current Mode的精髓是要知道电感的di/dt.Gvg, Gvd, Zo, Gig, Gid, Gio这些传递函数都可以由Voltage Mode得到. 不再赘述.图1. Peak Current Mode等效小信号模型He 是等效采样保持传递函数1)(−⋅=⋅sT s se e T s s HTs 为开关周期.如下表:: Ri 为电流取样电阻, 即Hi.可以证明, 不论Ri 去多大, 电流内环都一样, 因为Fm 可以和Ri 对消．一般Ri 由功耗等决定．定义s e n s n c m T S S T S m F )(11+==, ne cS S m +=1Ts 为开关周期, Se 为外加斜坡补偿三角波幅值, Sn 为电感电流采样等效三角波幅值. mc 为衡量斜坡补偿效果系数, mc=1即Se=0, 为纯电流控制，mc>>1既外加斜坡补偿>>电感电流采样等效三角波幅值, 退化为Voltage Mode.一般mc=1.5-2.Hv 为设计参数，一般用Type2补偿，零点决定响应快慢，极点补偿ESR 零点，ＲＨＰ零点，或1/2开关频率，三者取其低的值.以上为CCM Mode, 如果为DCM mode, 则开环参数为DCM mode 下的各个参数, 如下表:图1为整个系统的信号流图, 在推导小信号公式时有很多变量为零, 可大大简化. 以控制到输出传递函数为例, 图2为buck 电路, 图3为buck 小信号模型和控制到输出信号流图.V in图2. Buckd*Vap/Dvc图3. Buck 小信号模型和控制到输出信号流图可以求得电流内环开环回路增益Ti 为)()(s G s H H F T id e i m i ⋅⋅⋅=,电阻取样Hi=Ri, 否则要另行计算, 和具体电路有关. 当电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc 为)(1)(s G F K T s G F G vd m r i vd m oc ⋅⋅−+⋅=电压回路增益Tv 为)()(s G s H F T vd v m v ⋅⋅=, Hv(s)为要设计的反馈部分.电压外环回路增益T2为ivT T T +=12, 根据T2来看相位和幅值裕量. 电流环闭合后输出阻抗Zoicl 为gi vd m e i vd o oicl V T s G F s H H s G s Z Z ⋅+⋅⋅⋅⋅+=)1()()()()(, Zo(s)为开环输出阻抗.电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl 为ivd m r vd m v oiclovcl T s G F K s G F s H Z Z +⋅⋅−⋅⋅+=1)()()(1 例子 Buck 电路:Vg 11:=L 37.5106−⋅:= Rc 0.02:= C 400106−⋅:= Fs 50103⋅:= Vo 5:= R 1:=Ri 0.33:=Sn Vg Vo −L Hi ⋅:= Sn 5.28104×=Fm mc ()1mc Sn ⋅Ts ⋅:=mc 设为变量, 对Hv 零点和极点的选取:选择 wzc 使Settling time 为 0.5ms,wzc 10.5103−⋅:=wzc 2103×=选择wpc 为 ESR 零点, RHP 零点, 1/2 开关频率, 三者的低频:w ZESR 1.25105×=ws 2π⋅Fs ⋅:= 0.5ws 1.571105×= 因没有RHP 零点, ESR 零点比1/2 开关频率低, 取wpc w ZESR :=wpc 1.25105×= Rx 103:=Ry 103:=Hv s wi ,()Ry Rx Ry +wis1swzc +1s wpc+⋅:=Kr Ts Ri⋅2L ⋅:=Kr 0.088=Kf D −Ts ⋅Ri⋅L1D 2−⎛⎜⎝⎞⎟⎠⋅:=Kf 0.062−=图4为电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc, 参变量mc 为1,1.2,1.5,2,4. Mc=1.5 –2时系统相位和幅值变化平稳. 选取mc=1.5.变化wi 不会改变Hv 相位, 选取 wi 以满足相位和幅值裕量要求. 图5给出了T2和wi 关系. 选取 wi = 40000, 剪切频率fc=13253 Hz, 相位和幅值裕量 55 degree, 6 dB.图6为求得反馈部分电阻,电容值后电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图7为电流环闭合后输出阻抗Zoicl, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图8为电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zoicl, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图9-11分别为mc=1时的PSPICE 仿真结果, 用来验证公式的正确.101001.1031.1041.1051.10660402020gain Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.2,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.5,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅2,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅4,()()f n101001.1031.1041.1051.10620015010050180−phase Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.2,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.5,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅2,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅4,()()f n图4. 电流内环闭环控制到输出传递函数Goc101001.1031.1041.1051.10660303060gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,10000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,20000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,40000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,100000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,200000,()()f n101001.1031.1041.1051.10630025020015010050180−phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,10000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,20000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,40000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,100000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,200000,()()f n图5. 电压外环回路增益T2 和wi 关系1101001.1031.1041.1051.1068060402020gain Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n1101001.1031.1041.1051.10620015010050180−phase Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n图6. 电流内环闭环控制到输出传递函数Goc (mc=1, 1.5)1101001.1031.1041.1051.10640302010gain Zoicl 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Zoicl 2i π⋅f n ⋅mc ,()()f n1101001.1031.1041.1051.10680604020phase Zoicl 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Zoicl 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n图7.电流环闭合后输出阻抗Zoicl (mc=1, 1.5)1101001.1031.1041.1051.10680604020gain Zovcl 2i π⋅f n ⋅1,wi,()()gain Zovcl 2i π⋅f n ⋅mc ,wi,()()f n1101001.1031.1041.1051.106200100100180−phase Zovcl 2i π⋅f n ⋅1,wi ,()()phase Zovcl 2i π⋅f n ⋅mc ,wi ,()()f n图8. 电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl (mc=1, 1.5)图9. Pspice 结果:电流内环闭环控制到输出传递函数Goc (mc=1)图10. Pspice 结果: 电流环闭合后输出阻抗Zoicl (mc=1)图11. Pspice 结果: 电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl (mc=1)。
DCDC Buck转换器CCM设计与仿真系统
DCDC Buck转换器CCM设计与仿真系统DCDC Buck转换器是一种常见的直流-直流电源转换电路，广泛应用于电子设备中。
反激型的Buck转换器常常用于需要降压转换的电源系统中，提供稳定的低压输出电压。
为了更好地理解和设计DCDC Buck转换器，采用CCM（连续导电模式）控制方式是一种常见的设计方法。
CCM设计可以实现更稳定的输出电压，更低的输出纹波以及更好的动态响应。
因此，本文将重点介绍DCDC Buck转换器CCM设计与仿真系统。
1. 系统概述DCDC Buck转换器CCM设计与仿真系统主要由以下模块组成：1.1 输入电源模块：提供输入电压给DCDC Buck转换器，一般为直流电压。
1.2 Buck转换器模块：实现降压转换功能，将输入电压转换为所需的稳定输出电压。
1.3 控制模块：采用CCM控制方式，监测输出电压并根据反馈信号进行控制调节，以实现稳定输出。
1.4 仿真模块：使用电路仿真工具进行DCDC Buck转换器的性能分析和仿真。
2. CCM设计步骤2.1 确定输入和输出电压：根据实际需求确定DCDC Buck转换器的输入和输出电压。
2.2 选择合适的开关元件：根据输入电压和输出电压的范围选择合适的开关元件，如MOSFET。
2.3 确定开关频率：选择合适的开关频率，一般较高的开关频率可以减小输出纹波并提高效率。
2.4 确定电感和输出电容：根据输入电压、输出电压以及所需纹波电流确定合适的电感和输出电容。
2.5 设计反馈控制回路：根据采用的控制策略设计反馈控制回路，监测输出电压并提供反馈信号。
2.6 仿真分析：使用仿真工具进行性能分析和仿真，评估设计的稳定性、效率和输出纹波等参数。
3. 仿真系统介绍在DCDC Buck转换器CCM设计过程中，借助电路仿真工具能够有效地分析和优化设计方案。
下面将详细介绍仿真系统的几个关键功能。
3.1 输入参数设置：仿真系统提供设置输入电压、输出电压、开关频率、电感和输出电容等参数的功能。
电源反馈设计速成篇之九比较篇（CurrentModeorVoltageMode）
电源反馈设计速成篇之九比较篇（CurrentModeorVoltageMode）电源反馈设计速成篇之九: 比较篇(Current Mode or Voltage Mode)本文来自Dr. Ray Ridley 的“Current Mode or Voltage Mode”电流模式的优点:1. 易补偿电压模式在滤波器谐振频率后相位急剧下降需要Type 3补偿器稳定系统。
电流模式在低频象单极点系统，因为电流环控制了电感。
这增加了相位裕量使变换器更易于控制。
Type 2补偿器已足够了，极大地简化了设计。
图1比较了电压模式和电流模式主回路幅值和相位，显示电流模式是多么容易补偿。
2. RHP零点变换器电流模式不能消除Boost, Flyback等变换器的RHP零点。
但是它能使这些变换器的补偿更容易。
对电压模式来说，剪切频率要高于滤波器谐振频率，否则滤波器要产生振荡。
如果变换器的剪切频率受到RHP零点的限制，剪切频率不可能高于滤波器谐振频率。
对电流模式来说就不存在这一问题。
3. CCM 和DCM运行电压模式从CCM进入DCM时改变很大如图2所示。
要设计一个补偿器让电压模式在CCM 和DCM下都有好的性能是不可能的。
对电流模式来说跨越CCM 和DCM就不存在这一问题。
在剪切频率处特性几乎一致如图3所示。
在CCM 和DCM下有优化的响应是主要优点，这让主电路的运行更有效。
让变换器对所有的负载，输入电压，温度，瞬间变化，其他参数变化时保持在DCM 下可能导致严重的元件应力。
4. 抗输入噪音电流的闭环给输入噪音带来了极大的衰减。
对Buck, 适当的锯齿波补偿可使输入影响为零。
即使电流模式电压环的中等增益也可极大衰减输入纹波。
对电压模式来说，实现同样的性能要有大的多的增益才行。
电流模式的缺点:1. 电流检测需要更多的电路，或损耗来精确的检测开关电流或电感电流。
对大多数隔离电源，用取样电阻或电流互感器检测开关电流。
电流取样必须有足够的带宽来重建电流信号。
最详细的开关电源反馈回路设计
最详细的开关电源反馈回路设计开关电源反馈回路设计，听起来可能有点高深，但其实里面有很多有趣的东西。
首先，咱们得明白什么是开关电源。
简单来说，它就是把交流电变成直流电的一种设备。
这种设备在我们的日常生活中随处可见，比如手机充电器、电视机，甚至电脑里都有它的身影。
接下来，我们来聊聊反馈回路。
这是开关电源中的关键部分，决定了电源的稳定性和效率。
反馈回路的主要作用是监测输出电压，并把这个信息反馈给控制器。
这样，控制器就能根据反馈信号调整工作状态，确保输出电压保持在设定范围内。
其实，设计一个高效的反馈回路就像调节一个乐器，得找到那个最佳的音调，让整个系统和谐工作。
在设计反馈回路时，有几个重要的参数需要考虑。
首先是增益，这个就是放大输入信号的能力。
增益过大会导致系统不稳定，反而让输出电压波动；增益过小则响应太慢，难以及时调整。
因此，选择合适的增益就像选对了调味料，刚刚好才好。
然后是带宽，这关系到反馈回路对输入信号变化的响应速度。
如果带宽过窄，系统可能无法快速跟上变化，导致输出不稳定。
而带宽过宽，又可能引入不必要的噪声，影响系统的稳定性。
所以，找到一个适中的带宽就显得尤为重要。
除了增益和带宽，延迟也是一个关键因素。
延迟过长会导致反馈信号到达控制器时，电压已经发生了变化，这样就无法及时调整输出，容易引起电压波动。
设计时要尽量缩短延迟，这样系统才能更灵敏地应对变化。
在实际设计中，我们还要考虑噪声的影响。
噪声不仅来源于电源本身，还有外部环境的干扰。
为了降低噪声，设计者可以在电路中添加滤波器。
滤波器就像是个守门员，能有效拦住不必要的信号，让系统更加稳定。
选择合适的滤波器类型和参数，能让整个反馈回路的性能得到提升。
谈到这里，咱们不妨深入一下具体的设计方案。
比如，采用电压反馈和电流反馈相结合的方式。
电压反馈能快速调整输出电压，而电流反馈则能保护电路不受过载影响。
两者结合，既提高了系统的稳定性，又增加了安全性。
这就像是两个人合作，互相补充，能达到更好的效果。
CCM模式反激变压器的设计
CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计的输出是直流输入、占空比和负载的函数。
在开关电源设计中，反馈系统的设计目标是无论输入电压、占空比和负载如何变幻，输出电压总在特定的范围内，并具有良好的动态响应性能。
模式的开关电源有延续电流模式(CCM)和不延续电流模式(DCM)两种工作模式。
延续电流模式因为有右半平面零点的作用，反馈环在负载电流增强时输出电压有下降趋势，经若干周期后终于校正输出电压，可能造成系统不稳定。
因此在设计反馈环时要特殊注重避免右半平面零点频率。
当反激式开关电源工作在延续电流模式时，在最低输入电压和最重负载的工况下右半平面零点的频率最低，并且当输入电压上升时，传递函数的增益变幻不显然。
当因为输入电压增强或负载减小，开关电源从延续模式进入到不延续模式时，右半平面零点消逝从而使得系统稳定。
因此，在低输入电压和重输出负载的状况下，设计反馈环路补偿使得囫囵系统的传递函数留有足够的相位裕量和增益裕量，则开关电源无论在何种模式下都能稳定工作。
1 反激式开关电源典型设计图1是为变频器设计的反激式开关电源的典型，主要包括沟通输入整流电路，反激式开关电源功率级电路(有控制器、MOS管、及整流组成)，RCD缓冲电路和反馈网络。
其中PWM控制芯片采纳UC2844。
UC2844是电流模式控制器，芯片内部具有可微调的(能举行精确的占空比控制)、温度补偿的参考基准、高增益误差、电流取样。
开关电源设计输入参数如下：三相380V工业沟通电经过整流作为开关电源的输入电压Udc，按最低直流输入电压Udcmin为250V举行设计；开关电源工作频率f为60kHz，输出功率Po为60W。
当系统工作在最低输入电压、负载最重、最大占空比的工作状况下，设计开关电源工作在延续电流模式(CCM)，纹波系数为0．4。
设计的第1页共6页。
CCM模式反激变压器的设计
CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
电源反馈设计速成篇之五: 设计篇 (Voltage mode, CCM)
设计的目的是为了系统稳定且有足够频率响应使系统在负载变化时得到较小的电压波动.
传统的无差运放调节器分为一类(Type 1), 二类(Type 2)和三类(Type 1), 对应其有一个, 两个和三个极点.
图1为Type 1补偿器. 其传递函数为一积分器.应用Type1补偿器时，为了系统稳定，剪切频率必须远在LC 谐振双极点之前．一般应用于对负载变化要求不高的场合．
1
111C R s G I ⋅⋅= 图2为Type 2补偿器, 其传递函数为
)
/1()/1(1)(1211p z II s s s C C R G ωω++⋅⋅+⋅=, 其中
2
12121C C C C R p +⋅⋅=ω，221C R z ⋅=ω 图3为Type 2补偿器波特图．相比Type1多引入了一个零点和极点，零点在前极点在后因此可以提升相位，推高剪切频率提高系统响应速度．图4为Type 2补偿器系统设计波特图，黑色为主电路开环频率响应，粉红色为补偿器频率响应，蓝色为整个系统开环回路增益(Loop Gain)，虚线为运放开环增益．剪切频率可在LC 谐振双极点之后．其前提是ESR 零点在剪切频率之前靠近LC 谐振双极点，否则相位裕量不够．设计要点是放零点在LC 谐振双极点之前如0.1倍处，极点在0.5倍开关频率之前以衰减高频噪声．
图5为Type 3补偿器波特图．相比Type2又多引入了一个零点和极点，零点在前极点在后因此可以提升更多相位，推高剪切频率提高系统响应速度．图6为Type 3补偿器系统设计波特图，黑色为主电路开环频率响应，粉红色为补偿器频率响应，蓝色为整个系统开环回路增益(Loop Gain)，虚线为运放开环增益．剪切频率可在LC 谐振双极点之后．设计要点是放两个零点在LC 谐振双极点之前如0.5和1倍处以抵消LC 谐振双极点，一个极点在ESR 零点处抵消ESR 零点,处另一个极点在0.5倍开关频率之前以衰减高频噪声．
图1. Type 1补偿器
图2. Type 2补偿器
图3. Type 2补偿器波特图
图４. Type 2补偿器系统设计波特图
图5. Type 3补偿器
图6. Type 3补偿器波特图
图7. Type 3补偿器系统设计波特图
Type 2补偿器, 其传递函数为
)
/1()/1()/1()/1(1)(12121211p p z z III s s s s s C C R G ωωωω+⋅++⋅+⋅⋅+⋅=, 其中
2
121211C C C C R p +⋅⋅=ω，3321C R p ⋅=ω,2211C R z ⋅=ω, 3312)(1C R R z ⋅+=ω 设计例子: Vin=5V, Vout=3.3V, Fsw=300kHz, Cout=990uF, ESR=5mohm, L=900nH, DCR=3mohm, 剪切频率希望在90kHz, 相位裕量45度.
Type 2设计: R1=4.12k, R2=124k, C1=8.2pF, C2=2.2nF, 设计结果如图8所示. 相位裕量不到45度, Type 2已经无能为力了.
Type3 设计: R1=4.12k, R2=20.5k, R3=150ohm, C1=0.22nF, C2=2.7nF, C3=6.8nF, 设计结果如图9所示. 相位裕量45度有余.
原文是Intersil Technical Brief 417(TB417). 有兴趣的可看原文. 图画的不错就拷贝来了.
这里的设计方法仅限于已知电容量大小, 对模块电源来说, 不接电容和接不同类型电容都要稳定, 则剪切频率不可能太高,Type 1或Type 2或其他类型补偿器也能使用, 因根据实际情况加以调整而不可拘泥.
图8. Type 2设计结果
图9. Type 3设计结果。