CB阻抗计算
等效波阻抗
等效波阻抗1. 引言等效波阻抗是电磁波在介质或结构中传播时的有效性指标。
它描述了电磁波在传播路径中的阻抗特性，与波的传播速度、电场和磁场的分布等因素密切相关。
在微波工程、无线通信和天线设计等领域中，了解和计算等效波阻抗对于分析和优化电磁系统的性能至关重要。
2. 等效波阻抗的定义等效波阻抗是指电磁波在某个传播路径中的等效电阻和等效电感之比，通常用符号Z 表示。
在无穷远处，当电磁波辐射到无穷远距离后仍然保持稳定的状态时，等效波阻抗可以简化为纯阻抗值，而不再包含电感成分。
等效波阻抗 Z 的计算公式如下：Z = sqrt(R / L)其中，R 表示等效电阻，L 表示等效电感。
等效波阻抗的单位通常为欧姆（Ω）。
3. 等效波阻抗的物理意义等效波阻抗描述了电磁波在传播路径中的阻抗特性，具有以下重要的物理意义：3.1 反映电磁波传播性质等效波阻抗的数值与电磁波在传播路径中的电磁场分布、材料的特性以及频率等因素密切相关。
通过计算等效波阻抗，可以得到电磁波传播过程中的电阻和电感信息，进而了解电磁波在各种材料和结构中的传播特性。
3.2 表征电路的输入输出特性在电磁场传输过程中，等效波阻抗相当于电路中的负载阻抗，它决定了电磁波在信号源和负载之间的能量传输。
通过调整等效波阻抗，可以实现电磁波与源和负载之间的匹配，最大程度地提取和传输能量。
3.3 影响电磁波的反射和传播等效波阻抗不仅仅影响电磁波的输入输出特性，还对电磁波的反射和传播过程起着重要作用。
当电磁波从一个介质传播到另一个介质时，等效波阻抗的不匹配会导致电磁波的部分反射和折射，进而影响信号的传播效果和功率损耗。
4. 等效波阻抗的计算方法计算等效波阻抗需要考虑电磁波传播路径中的电场和磁场的分布情况，以及传播介质的特性。
一般来说，可以通过以下方法计算等效波阻抗：4.1 考虑材料的参数在传播介质为均匀各向同性线性介质的情况下，等效波阻抗可以通过电磁场的边界条件和介质的参数计算得到。
阻抗与阻尼——精选推荐
阻抗与阻尼闲话少叙，现就音响系统中的阻抗与阻尼做一简要阐述。
根据电声词典，阻抗(impedance)被定义为:具有电阻、电感和电容的电路里，对交流电流所起的阻碍作用称为阻抗，用Z表示:Z=(R2+(ωL-1/ωC)2)1/2，单位是欧[姆]，符号是Ω。
阻尼(damping):振动系统因受到阻力所产生的振动幅度减弱或振动能量随运动距离、时间而耗损的现象。
一、功率放大器的阻尼系数功放的任务是驱动扬声器，因而功放是扬声器的电阻尼，所以这个阻尼对扬声器的放音质量有密切关系。
阻尼过大或过小，音质都会受到影响。
阻尼系数过低，则放大器对扬声器低频段控制力弱，低音乏力，混浊不清，拖尾音现象加重。
并能掩蔽部分中低音，重放音乐缺乏力度与层次。
阻尼系数过高(过阻尼)，将使扬声器的声音干涩、失去弹性。
功放的阻尼系数fD是功放额定输出阻抗(常为其驱动的扬声器阻抗)与功放输出内阻的比值，它表征着功放输出内阻给予扬声器的电阻尼状态。
由此看来，阻尼系数的意义含有双重性，它联系着功放与扬声器。
即它们之间欲想良好地工作，需达到合理的阻尼系数匹配。
早期电子管功放统治天下时，由于输出变压器内阻较高，扬声器要求的阻尼系数是1-3左右。
晶体管功放出现后，由于其输出内阻较低，扬声器要求的fD值大大提高，由十几至几十甚至超过一百。
二、扬声器的额定阻抗众所周知，扬声器的阻抗是其频率的函数，由于其函数关系的复杂化，不易用数字式表达，常用图像法-阻抗频率特性表示，即阻抗特性曲线。
扬声器的额定阻抗是一个纯电阻的阻值，在确定信号源的有效电功率时，用它来代表扬声器，此值由产品标准规定，用于匹配和测量。
在额定频率范围内，阻抗模值的最低值不应小于额定阻抗的80%。
在额定频率范围以外的任何频率(包括直流)的阻抗小于此值时，则在产品说明书中给出，最好是一条阻抗曲线。
额定阻抗用替代法测试。
额定阻抗，国家标准规定优选系列为2、4、8、16、32Ω，非优选值:2.5、4.6、25、40Ω。
PCB阻抗计算参数说明
阻抗计算：1.介电常数E rE r（介电常数）就目前而言通常情况下选用的材料为F R-4，该种材料的E r 特性为随着加载频率的不同而变化，一般情况下E r的分水岭默认为1GH Z（高频）。
目前材料厂商能够承诺的指标<5.4（1M H z)，根据我们实际加工的经验，在使用频率为1G H Z以下的其E r认为4．2左右。
1.5—2.0G H Z的使用频率其仍有下降的空间。
故设计时如有阻抗的要求则须考虑该产品的当时的使用频率。
我们在长期的加工和研发的过程中针对不同的厂商已经摸索出一定的规律和计算公式。
●7628----4.5（全部为1G H z状态下)●2116----4.2●1080----3.62. 介质层厚度HH（介质层厚度）该因素对阻抗控制的影响最大故设计中如对阻抗的宽容度很小的话，则该部分的设计应力求准确，FR-4的H的组成是由各种半固化片组合而成的（包括内层芯板），一般情况下常用的半固化片为：●1080 厚度0.075MM、●7628 厚度0.175MM、●2116厚度 0.105MM。
3.线宽W对于W1、W2的说明：5.铜箔厚度外层铜箔和内层铜箔的原始厚度规格，一般有0.5OZ、1OZ、2OZ(1OZ约为35um或1.4mil)三种，但经过一系列表面处理后，外层铜箔的最终厚度一般会增加将近1 OZ左右。
内层铜箔即为芯板两面的包铜，其最终厚度与原始厚度相差很小，但由于蚀刻的原因，一般会减少几个um。
表层铜箔：可以使用的表层铜箔材料厚度有三种：12um、18um和35um。
加工完成后的最终厚度大约是44um、50um和67um，大致相当于铜厚1 OZ、1.5 OZ、2 OZ。
注意：在用阻抗计算软件进行阻抗控制时，外层的铜厚没有0.5 OZ的值。
走线厚度T与该层的铜厚有对应关系，具体如下：铜厚(Base copper thk) COPPER THICKNESS(T)For inner layer For outer layerH OZ(Half 0.5 OZ) 0.6 MIL 1.8 MIL1 OZ 1.2MIL 2.5MIL2 OZ 2.4MIL 3.6MIL铜箔厚度单位转换：铜箔厚度（um）铜箔厚度（mil）铜箔厚度（OZ）18um0.7mil 0.5 OZ35um 1.4 1 OZOz 本来是重量的单位Oz(盎司ang si )=28.3 g(克)在叠层里面是这么定义的,在一平方英尺的面积上铺一盎司的铜的厚度为1Oz,对应的单位如下0.13mm(5.1mil)厚度的Core（铜箔的厚度35/35um）的厚度分布：0.21mm(8.3mil)厚度的Core（铜箔的厚度35/35um）的厚度分布：规格（原始厚度）有7628（0.185mm/7.4mil），2116（0.105mm/4.2mil），1080（0.075mm/3mil），3313（0.095mm/4mil ），实际压制完成后的厚度通常会比原始值小10-15um 左右（即0.5-1mil），7628（7.4mil）6.厂家提供的PCB参数：不同的印制板厂，PCB的参数会有细微的差异，通过与上海嘉捷通电路板厂技术支持的沟通，得到该厂的一些参数数据：（1）表层铜箔：可以使用的表层铜箔材料厚度有三种：12um、18um和35um。
芯片内部50欧姆阻抗
芯片内部50欧姆阻抗引言芯片内部的阻抗是指芯片内部电路在工作时对电流和电压的阻碍程度。
在设计和制造芯片时，合理控制芯片内部的阻抗是非常重要的，因为它直接影响到芯片的性能和稳定性。
本文将详细介绍芯片内部50欧姆阻抗的意义、实现方法以及其在不同应用中的重要性。
芯片内部50欧姆阻抗的意义在电子学中，50欧姆是一个非常重要的标准阻抗值。
这个数值源于传输线理论，在许多高频应用中被广泛采用。
具有50欧姆特性阻抗的传输线可以实现最佳信号传输效果，并且能够最大限度地减小信号反射、干扰和功耗。
在芯片设计中，采用50欧姆阻抗可以保证信号在芯片内部和外部之间传输时不会出现失真、反射或干扰等问题。
这对于高速通信、射频应用和模拟电路等领域来说尤为重要。
通过保持恒定的阻抗匹配，芯片内部50欧姆阻抗可以提高信号质量、降低功耗，并且增强芯片的可靠性和稳定性。
芯片内部50欧姆阻抗的实现方法实现芯片内部50欧姆阻抗需要考虑多个因素，包括材料选择、布局设计和工艺参数等。
下面将详细介绍几种常见的实现方法：1. 传输线设计在芯片设计中，传输线是实现50欧姆阻抗的关键部分。
通过合理设计传输线的宽度、间距和层间结构等参数，可以实现所需的阻抗匹配。
常用的传输线结构包括微带线、共面波导和同轴电缆等。
2. 材料选择选择适合的材料也是实现50欧姆阻抗的重要考虑因素。
常用的材料包括有机聚合物、硅基材料和氮化硅等。
这些材料具有不同的介电常数和损耗因子，对于信号传输特性有着直接影响。
通过选择合适的材料，可以获得稳定且精确的50欧姆阻抗。
3. 布局设计合理的布局设计可以减小信号的串扰和电磁干扰，保证信号质量和阻抗匹配。
在芯片设计中，需要考虑传输线的走向、层间距离、引脚位置等因素。
通过优化布局，可以最大限度地减小信号反射和损耗，提高芯片性能。
4. 工艺参数控制在芯片制造过程中，工艺参数的控制对于实现50欧姆阻抗也至关重要。
例如，在金属线宽度、介质厚度和金属层间距等方面的控制可以直接影响阻抗数值。
PCB阻抗计算教程
半固化片(即PP),一般包括:106,1080,2116,7628等,其厚度为:106为0.04MM,1080为0.06MM,2116为0.11MM,7628为0.19MM.
当我们计算层叠结构时候通常需要把几张PP叠在一起,例如:2116+106,其厚度为0.15MM,即6MIL;1080*2+7628,其厚度为0.31MM,即12.2MIL等.但需注意以下几点:1,一般不允许4张或4张以上PP叠放在一起,因为压合时容易产生滑板现象.2,7628的PP一般不允许放在外层,因为7628表面比较粗糙,会影响板子的外观.3,另外3张1080也不允许放在外层,因为压合时也容易产生滑板现象.
Si9000m增加了增强型建模功能，以便预测多介质PCB层的最终阻抗，同时考虑到邻近差动结构之间的介电常数差异。建模时常常忽略了表面涂层，Si9000m模拟涂层与表面线路之间的阻焊厚度。这是一种更好的解决方案，可根据电路板采用的特殊阻焊方法进行定制。新的Si9000m还提取偶模阻抗和共模阻抗。（偶模阻抗是当两条传输线对都采用相同量值、相同极性的信号驱动时，传输线一边的特性阻抗。）在USB2.0和LVDS等高速系统中，越来越需要控制这些
电缆的阻抗原理与计算(摘录)
电缆的阻抗原理与计算(摘录)术语音频：人耳可以听到的低频信号。
范围在20-20kHz。
视频：用来传诵图象的高频信号。
图象信号比声音复杂很多，所以它的带宽（范围）也大过音频很多，少说也有0-6MHz。
射频：可以通过电磁波的形式想空中发射，并能够传送很远的距离。
射频的范围要宽很多，10k-3THz(1T=1024G)。
电缆的阻抗本文准备解释清楚传输线和电缆感应的一些细节，只是此课题的摘要介绍。
如果您希望很好地使用传输线，比如同轴电缆什么的，就是时候买一本相关课题的书籍。
什么是理想的书籍取决于您物理学或机电工程，当然还少不了数学方面的底蕴。
什么是电缆的阻抗，什么时候用到它？首先要知道的是某个导体在射频频率下的工作特性和低频下大相径庭。
当导体的长度接近承载信号的1/10波长的时候，good o1风格的电路分析法则就不能在使用了。
这时该轮到电缆阻抗和传输线理论粉墨登场了。
传输线理论中的一个重要的原则是源阻抗必须和负载阻抗相同，以使功率转移达到最大化，并使目的设备端的信号反射最小化。
在现实中这通常意味源阻抗和电缆阻抗相同，而且在电缆终端的接收设备的阻抗也相同。
电缆阻抗是如何定义的？电缆的特性阻抗是电缆中传送波的电场强度和磁场强度之比。
（伏特/米）/（安培/米）=欧姆欧姆定律表明，如果在一对端子上施加电压（E），此电路中测量到电流（I），则可以用下列等式确定阻抗的大小，这个公式总是成立：Z = E / I无论是直流或者是交流的情况下，这个关系都保持成立。
特性阻抗一般写作Z0（Z零）。
如果电缆承载的是射频信号，并非正弦波，Z0还是等于电缆上的电压和导线中的电流比。
所以特性阻抗由下面的公式定义：Z0 = E / I电压和电流是有电缆中的感抗和容抗共同决定的。
所以特性阻抗公式可以被写成后面这个形式：其中R=该导体材质（在直流情况下）一个单位长度的电阻率，欧姆G=单位长度的旁路电导系数（绝缘层的导电系数），欧姆j=只是个符号，指明本项有一个+90'的相位角（虚数）π=3.1416L=单位长度电缆的电感量c=单位长度电缆的电容量注：线圈的感抗等于XL=2πfL，电容的容抗等于XC=1/2πfL。
变压器空载损耗、负载损耗以及阻抗电压的计算
变压器的损失电量分为铁损和铜损，铁损又叫空载损耗，就是其固定损耗，实是铁芯所产生的损耗(也称铁芯损耗，而铜损也叫负荷损耗）。
一变压器损耗计算公式(1)有功损耗：ΔP＝Po＋KT β2 Pk(2)无功损耗：ΔQ＝Qo＋KT β2 Qk(3)综合功率损耗：ΔPz＝ΔP＋KQΔQQo≈Io%Sn，Qk≈Uk%Sn式中：Qo——空载无功损耗(kvar)Po——空载损耗(kW)Pk——额定负载损耗(kW)Sn——变压器额定容量(kVA)Uk%——短路电压百分比β——负载系数，为负载电流与额定电流之比。
KT——负载波动损耗系数Qk——额定负载漏磁功率(kvar)KQ——无功经济当量(kW/kvar)上式计算时各参数的选择条件：(1)取KT＝1.05；(2)对城市电网和工业企业电网的6kV~10kV降压变压器取系统最小负荷时，其无功当量KQ＝0.1kW/kvar；(3)变压器平均负载系数，对于农用变压器可取β＝20%；对于工业企业，实行三班制，可取β＝75%；(4)变压器运行小时数T＝8760h，最大负载损耗小时数：t＝5500h；(5)变压器空载损耗Po、额定负载损耗Pk、Io%、Uk%，见产品出厂资料所示。
二变压器损耗的特征Po——空载损耗，主要是铁损，包括磁滞损耗和涡流损耗；磁滞损耗与频率成正比；与最大磁通密度的磁滞系数的次方成正比。
涡流损耗与频率、最大磁通密度、矽钢片的厚度三者的积成正比。
Pc——负载损耗，主要是负载电流通过绕组时在电阻上的损耗，一般称铜损。
其大小随负载电流而变化，与负载电流的平方成正比；(并用标准线圈温度换算值来表示)。
负载损耗还受变压器温度的影响，同时负载电流引起的漏磁通会在绕组内产生涡流损耗，并在绕组外的金属部分产生杂散损耗。
变压器的全损耗ΔP=Po+Pc变压器的损耗比=Pc /Po变压器的效率=Pz/(Pz+ΔP)，以百分比表示；其中Pz为变压器二次侧输出功率。
三变损电量的计算变压器的损失电量有铁损和铜损两部分组成。
阻抗模型讲解及阻抗计算
阻抗模型讲解及阻抗计算阻抗计算（以一个八层板为例）下面以如图1所示的八层板为例来介绍下相关阻抗的计算方法图11.微带线阻抗计算（1）表层(Top/Bot层)参考第二层，单端阻抗选用CoatedMicrostrip1B模型，单端50欧姆阻抗计算方法如图2所示，最后得到表层50欧姆单端线宽为6mil。
图2表层(Top/Bot层)单端阻抗计算（2）表层差分阻抗选用Edge-CoupledCoated Microstrip1B模型，差分100欧姆阻抗计算如图3所示，最后得到的表层100欧姆差分线宽线距为4.7/8mil。
图3表层(Top/Bot层)差分阻抗计算（3）表层（Top/Bot层）射频信号50欧姆阻抗的计算：因为射频信号要有足够宽的线宽，在阻抗不变的情况下，加大线宽就必须增加阻抗线到参考层的距离，所以50欧姆射频信号要做隔层参考也就是参考第三层，阻抗模型选用CoatedMicrostrip2B阻抗计算方法如图4所示，最后得到表层50欧姆射频信号的线宽为15.7mil。
图4表层50欧姆射频信号阻抗计算（4）微带线阻抗计算参数说明：1.H1是表层到参考层的介质厚度，不包括参考层的铜厚；2.C1,C2,C3是绿油的厚度，一般绿油厚度在0.5mil~1mil左右，所以保持默认就好，其厚度对阻抗的影响不是很大；3.T1的厚度一般为表层基铜铜厚加电镀的厚度，1.8mil为0.5OZ（基铜厚度）+Plating的结果；4.一般W1是板上走线的宽度，由于加工后的线为梯形，所以W2<w1，一般当铜厚为1mil以上时，w1-w2=1mil，当铜厚为0.5mil时w1-w2=0.5mil。
<p="">2.带状线阻抗计算（1）带状线（Art03和Art06层）内层单端阻抗选用Offeset Stripline1B1A模型,50欧姆阻抗计算方法如图5所示，计算出来的内层50欧姆单端线宽为5mil。
单片机引脚阻抗测量方法
单片机引脚阻抗测量方法1.引言1.1 概述概述部分提供了关于单片机引脚阻抗测量方法的总体介绍。
它将简要描述本文的主题和重要性，并提供一个概览，使读者对下面的内容有一个整体的理解。
概述：引脚阻抗测量方法单片机是一种集成电路，具有多个引脚用于输入和输出数据、信号和电源。
在设计和开发电子设备时，对单片机引脚的阻抗进行测量是非常重要的。
对引脚阻抗的准确了解可以帮助我们更好地了解引脚对电路性能的影响，并采取相应的措施来优化和改进电路设计。
本文将介绍两种常用的单片机引脚阻抗测量方法。
这些方法包括使用测试电路和测量设备来测量引脚电阻和电容的方法。
通过这些测量，我们可以获得引脚的电气特性，如阻抗大小、频率响应和相位差等。
这些数据对于电路设计和性能评估至关重要。
在接下来的部分中，我们将详细介绍每种方法的原理和步骤，并比较它们的优缺点。
我们还将探讨一些常见问题和技巧，以确保准确、可靠和一致的测量结果。
通过本文的阅读，读者将对单片机引脚的阻抗测量方法有一个全面的了解。
这将有助于他们在实际应用中更好地理解和解决与引脚阻抗相关的问题，并优化他们的电路设计。
同时，本文也有助于丰富和扩展这一领域的研究和应用。
在下一节中，我们将开始详细介绍第一种阻抗测量方法。
1.2文章结构文章结构部分的内容可以是：本文主要分为三个部分，分别是引言、正文和结论。
引言部分包括概述、文章结构和目的三个小节。
在概述中，我们介绍了单片机引脚阻抗测量方法的重要性和应用背景。
接着，在文章结构中我们简要概括了本文的整体结构，以引导读者对文章内容有一个整体的认知。
最后，在目的部分我们明确了本文的研究目标，即介绍单片机引脚阻抗测量的两种方法及其应用。
正文部分主要介绍了两种阻抗测量方法。
每种方法都详细描述了其原理、步骤和实验验证。
在阻抗测量方法一的部分，我们详细介绍了其原理和使用场景，并给出了具体的实验步骤和测量结果。
在阻抗测量方法二的部分，我们同样进行了详细的介绍和实验验证。
针对DDR和DDR的CB信号完整性设计入门介绍
针对DDR2-800和DDR3的PCB信号完整性摘要本文章主要涉及到对DDR2和DDR3在设计印制线路板（PCB）时，考虑信号完整性和电源完整性的设计事项，这些是具有相当大的挑战性的。
文章重点是讨论在尽可能少的PCB 层数，特别是4层板的情况下的相关技术，其中一些设计方法在以前已经成熟的使用过。
1.介绍目前，比较普遍使用中的DDR2的速度已经高达800Mbps，甚至更高的速度，如1066Mb ps，而DDR3的速度已经高达1600Mbps。
对于如此高的速度，从PCB的设计角度来讲，要做到严格的时序匹配，以满足波形的完整性，这里有很多的因素需要考虑，所有的这些因素都是会互相影响的，但是，它们之间还是存在一些个性的，它们可以被分类为PCB叠层、阻抗、互联拓扑、时延匹配、串扰、电源完整性和时序，目前，有很多EDA工具可以对它们进行很好的计算和仿真，其中CadenceALLEGROSI-230和Ansoft’sHFSS使用的比较多。
表1:DDR2和DDR3要求比较表1显示了DDR2和DDR3所具有的共有技术要求和专有的技术要求。
2.PCB的叠层（stackup）和阻抗对于一块受PCB层数约束的基板（如4层板）来说，其所有的信号线只能走在TOP和BO TTOM层，中间的两层，其中一层为GND平面层，而另一层为VDD平面层，Vtt和Vref在VDD平面层布线。
而当使用6层来走线时，设计一种专用拓扑结构变得更加容易，同时由于Power层和GND层的间距变小了，从而提高了PI。
互联通道的另一参数阻抗，在DDR2的设计时必须是恒定连续的，单端走线的阻抗匹配电阻50Ohms必须被用到所有的单端信号上，且做到阻抗匹配，而对于差分信号，100Ohms 的终端阻抗匹配电阻必须被用到所有的差分信号终端，比如CLOCK和DQS信号。
另外，所有的匹配电阻必须上拉到VTT，且保持50Ohms，ODT的设置也必须保持在50Ohms。
微波技术与天线,课后答案
|U |max = UC = 450 V
|I|min = UC /Zbc = 0.5 A
|U |min = |I|minZ01 = 300 V
|I|max = |U |max/Z01 = 0.75 A
(20)
Γ
=
RL RL
− Z0 + Z0
当RL > Z0时 ，Γ(z)为 正 实 数 ， 终 端 为 电 压 的 波 腹 点 ， 则 有RL = Z0ρ，所以ρ = RL/Z0 当RL < Z0时，Γ(z)为负实数，终端为电压的波节点，则有RL = Z0/ρ，所 以ρ = Z0/RL 证毕。
2-15 有一特性阻抗为75Ω、长为9λ/8的无耗传输线，测得电压结点 的 输入阻抗为25Ω，终端为电压腹点，求：(1)终端反射系数； (2)负载阻抗； (3)始端的输入阻抗； (4)距终端3λ/8处的反射系数。
图 5: ZL = 0的情况 2-26 ( ) 传输线电路如下图所示。图中，Z0 = 75Ω，R1 = 150Ω，R2 = 37.5Ω，行波 电压幅值|U +| = 150V 。 (1)试求信号源端的电流|ID|； (2)画出各传输线上的电压、电流幅值分布并标出极大、极小值； (3)分别计算负载R1、R2吸收的功率。 解: (1) CA段的输入阻抗为：ZCA = R1 = 150Ω; CB段的输入阻抗为：ZCB = Z02/R2 = 150Ω; C点阻抗为:ZC = ZCA//ZCB = 75Ω;
ZCE
=
Z02 2Z0
=
Z0/2
(10)
ZCF
=
Z0
连接器正向力及接触阻抗计算
D:位 移 量 (mm) E:彈 性 系 數 (Gpa) W:彈 臂 寬 度 (mm) T:彈 臂 厚 度 (mm) L:力臂長度 (mm) σ:最 大 應 力 (Mpa) F:理論正向力 (N)
F=
W*E*D*T 3 4*L
3
σ = F*
6*L W*T
(3) 溫升計算公式
I: 流過導體之電流 L:端子導電長度 (mm)
L
端子截面積
A:端子截面積 σ:導 T:溫
(mm)
電 率 (%)
δ:熱 傳 導 系 數 度
△T=
I
2
* L2
2 * σ* δ* A 2
Confidential R&D
Date:2004.06.24
(4) 折彎展開簡易計算公式
Confidential R&D
Date:2004.06.24来自×L AC
Ie
+ R
k
總阻抗=素材阻抗+接觸阻抗
Confidential R&D
Date:2004.06.24
Ie取值
接觸型態 球對平面 圓柱對平面 圓柱對圓柱 圓柱對圓槽 圓柱對圓柱正交
Ie
1.499F
1.274F
1.274F
1.274F
1.503F
Confidential R&D
Date:2004.06.24
2
Confidential R&D
Date:2004.06.24
(2)端子阻抗值計算公式
端子截面積
L
L:端子導電長度 (mm) A:端子截面積 σ:導 (mm*mm)
电阻电抗和阻抗
电阻、电抗和阻抗电阻、电抗和阻抗的定义电阻——欧姆定律定义的参数：电压与电流之比，单位欧姆。
电抗——交流电流通过电感或者电容压降时，电压与电流之比，虚数表示，单位欧姆。
阻抗——电阻与电抗的复合参数，用复数表示，实部为电阻，虚部为电抗，单位欧姆。
电阻在直流电中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。
电阻很小的物质称作良导体，如金属等；电阻极大的物质称作绝缘体，如木头和塑料等。
还有一种介于两者之间的导体叫做半导体，而超导体则是一种电阻值几近于零的物质。
电抗在交流电的领域中则除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作用就称之为电抗（用X表示），意即抵抗电流的作用。
电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。
它们的计量单位与电阻一样是欧姆，而其值的大小则和交流电的频率有关系，频率愈高则容抗愈小感抗愈大，频率愈低则容抗愈大而感抗愈小。
此外电容抗和电感抗还有相位角度的问题，具有向量上的关系式。
感抗(XL)电流变化越大，即电路频率越大，感抗越大；当频率变为0，即成为直流电时，感抗也变为0。
感抗会引起电流与电压之间的相位差。
感抗可由下面公式计算而来：XL = ωL = 2×π×f× LXL 就是感抗，单位为欧姆Ωω 是角频率，单位为弧度/每秒rad/sf 是频率，单位为赫兹HzL是电感，单位为亨利H1、当交流电通过电感线圈的电路时，电路中产生自感电动势，阻碍电流的改变，形成了感抗，自感系数越大则自感电动势也越大，感抗也就越大。
如果交流电频率大则电流的变化率也大，那么自感电动势也必然大，所以感抗也随交流电的频率增大而增大。
交流电中的感抗和交流电的频率、电感线圈的自感系数成正比。
在实际应用中，电感是起着“阻交、通直”的作用，因而在交流电路中常应用感抗的特性来旁通低频及直流电，阻止高频交流电。
2、在纯电感电路中，电感线圈两端的交流电压(u)和自感电动势(εL)之间的关系是u=-εL，而εL =-Ldi/dt，所以u=Ldi/dt。
阻抗匹配 级数 带宽
阻抗匹配级数带宽阻抗匹配是电子电路设计中的重要概念，用于解决信号传输中的能量匹配问题，以确保信号的传输和转换的有效性和稳定性。
阻抗匹配的目标是将不同阻抗的电路或设备连接起来，使其相互之间能够传输能量，而无需考虑能量的反射或损耗。
本文将从级数、带宽等方面详细介绍阻抗匹配的原理和应用。
首先，阻抗匹配可以分为级数匹配和并联匹配两种基本形式。
级数匹配指的是将输入和输出电路以串联的方式相连，使它们的阻抗能够逐渐适应从源到负载的变化。
这种匹配方式常用于无线电通信系统中，可以提高信号的传输效果。
而并联匹配则是将输入和输出电路以并联的方式相连，使它们的阻抗能够同时适应不同的频率范围。
这种匹配方式常用于高频和射频电路中，可以扩展系统的带宽。
其次，阻抗匹配在电子电路设计中有着广泛的应用。
首先，在信号传输中，阻抗不匹配会导致信号的反射和损耗。
通过阻抗匹配，可以降低信号的反射和损耗，提高信号的传输效率和质量。
其次，在无线电通信系统中，阻抗匹配可以使发射机和天线之间的能量传输更加高效稳定，提高通信的可靠性和覆盖范围。
另外，阻抗匹配也广泛应用于射频放大器、滤波器、天线馈线等电路中，以提高系统的性能和工作效率。
最后，带宽是阻抗匹配中一个重要的指标。
带宽指的是信号在传输过程中能够保持一定质量和幅度的频率范围。
通过合理的阻抗匹配设计，可以扩展电路的带宽，使其能够适应更宽波段的信号传输。
同时，合理的阻抗匹配还可以降低信号的失真和噪声，提高系统的信噪比和抗干扰能力，从而提高整个系统的性能。
综上所述，阻抗匹配作为电子电路设计的一个重要概念，在信号传输中起着至关重要的作用。
通过级数匹配和并联匹配的方式，可以确保电路之间能够有效地传输能量。
合理的阻抗匹配设计可以提高信号的传输效率和质量，扩展电路的带宽，提高系统的性能。
因此，在电子电路设计中，我们必须充分理解阻抗匹配原理，并灵活运用，以实现电路的优化设计和性能提升。
《牵引供电系统》_第四章_牵引网阻抗的计算
类型。在结构和等值阻抗上，其特点为：
上、下行牵引网在供电分区末端并联 所有平行钢轨并联 复线牵引网等效为三个导线—回路 • 上行牵引网—地回路 • 下行牵引网—地回路 • 钢轨网—地回路 无源网络 为分析上、下行牵引网中电流分布、压损计算等等，上、下行牵引网 不能合并为一根导线。其原因是：上、下行运营情况不同，上、下行列车 位置及取流不同。
c
j
f
d jc
h
将接触导线与承力索综合后，便得到“接触网-地”回路的自阻抗：
zw z jc
1 1 1 z j z jc zc z jc
( / km)
§4.2 单线区段牵引网阻抗
-地”回路的自阻抗：（已讲过） 2、“钢轨 zg
' zg zmg
2
rg 2
0.05 j0.145lg
2、“接触导线-地”回路的自阻抗
钢轨有两条，并分别形成两条“钢轨-地回路”。从内部来看，一条 “钢轨-地回路”的自阻抗和两条“钢轨-地回路”的互阻抗的计算公式为
§4.2 单线区段牵引网阻抗
计算公式为
Dg ' ( / km) zg rg 0.05 j0.145lg Rεg z 0.05 j0.145lg Dg ( / km) mg d g
Dg Rεg d g
( / km)
承力索 3、“钢轨-地”回路与“钢轨-地”回路的互阻抗： c
zwg 0.05 j0.145lg
Dg d wj
( / km)
接触导线
d jg
d jc
j
dcg
H
式中， d wj为接触网等值导线与等值轨道间的距离。 g
电容器阻抗
电容器阻抗／EＳR频率特性就是指什么?本专栏为解说电容器基础得技术专栏。
现就电容器得阻抗大小｜Z｜与等价串联电阻(ESＲ)得频率特性进行阐述。
通过了解电容器得频率特性,可对诸如电源线消除噪音能力与抑制电压波动能力进行判断,可以说就是设计回路时不可或缺得重要参数。
此处对频率特性中得阻抗大小｜Z｜与EＳＲ进行说明。
ﻫ1。
电容器得频率特性ﻫ如假设角频率为ω,电容器得静电容量为C,则理想状态下电容器(图1)得阻抗Z可用公式(１)表示、图１、理想电容器ﻫ由公式(1)可瞧出,阻抗大小|Z|如图２所示,与频率呈反比趋势減少、由于理想电容器中无损耗,故等价串联电阻(ESR)为零。
ﻫ图２。
理想电容器得频率特性但实际电容器(图3)中除有容量成分C外,还有因电介质或电极损耗产生得电阻(ＥSR)及电极或导线产生得寄生电感(ＥSL)。
因此,｜Z|得频率特性如图4所示呈V字型(部分电容器可能会变为U字型)曲线,ESR 也显示出与损耗值相应得频率特性、图3。
实际电容器ﻫﻫ图４.实际电容器得｜Ｚ｜/ESR频率特性(例)｜Z｜与ESR变为图4曲线得原因如下。
ﻫ低频率范围:低频率范围得|Z|与理想电容器相同,都与频率呈反比趋势减少、ＥSR值也显示出与电介质分极延迟产生得介质损耗相应得特性、共振点附近:频率升高,则|Z｜将受寄生电感或电极得比电阻等产生得ESＲ影响,偏离理想电容器(红色虚线),显示最小值。
｜Ｚ｜为最小值时得频率称为自振频率,此时|Ｚ｜=ESR。
若大于自振频率,则元件特性由电容器转变为电感,|Z|转而增加、低于自振频率得范围称作容性领域,反之则称作感性领域。
ﻫESR除了受介电损耗得影响,还受电极自身抵抗行程得损耗影响、ﻫ高频范围:共振点以上得高频率范围中得|Z|得特性由寄生电感(L)决定。
高频范围得|Z｜可由公式(２)近似得出,与频率成正比趋势增加。
ESR逐渐表现出电极趋肤效应及接近效应得影响。
ﻫ以上为实际电容器得频率特性。
空气微带线特征阻抗
空气微带线特征阻抗
空气微带线特征阻抗是指在空气介质中使用微带线时，其单位长度的电感和电容所构成的阻抗。
在设计微带线电路时，了解特征阻抗的大小对于确保电路的正常工作非常重要。
空气微带线特征阻抗由空气介质的厚度和微带线的宽度、高度等因素决定。
通过合理选择这些参数，可以得到所需的特征阻抗值。
此外，空气微带线的损耗也与特征阻抗相关，因此特征阻抗的确定对于微带线电路的性能分析和优化具有重要意义。
- 1 -。
三极管各组态放大器增益
三极管各组态放大器增益介绍三极管是一种常用的电子元件，广泛应用于放大、开关等电路中。
在放大器电路中，通过不同的组态方式可以实现不同的放大倍数，即增益。
本文将详细介绍三极管各组态放大器的原理、特点和计算方法。
一、共发射极放大器（CE）共发射极放大器是最常见的三极管组态之一，其特点是输入信号加在基极上，输出信号从集电极取出。
下面将详细介绍共发射极放大器的增益计算方法。
1. 增益计算公式共发射极放大器的电流增益（β）定义为集电极电流变化量与基极电流变化量之比。
通常情况下，我们可以使用以下公式来计算共发射极放大器的增益：Voltage Gain(A v)=Output Voltage Input VoltageCurrent Gain(β)=ΔI c ΔI b其中，ΔI c是集电极电流变化量，ΔI b是基极电流变化量。
2. 增益的计算方法共发射极放大器的增益计算通常分为两种情况：直流增益和交流增益。
2.1 直流增益直流增益是指在静态工作点上，输入信号为零时的放大倍数。
我们可以通过以下步骤来计算直流增益：1.根据电路图，确定三极管的参数，例如：V CC（集电极电源），R C（集电极负载电阻），R B（基极电阻）等。
2.使用基尔霍夫定律和欧姆定律来分析电路，以确定静态工作点。
3.在静态工作点上，计算集电极电流I C和基极电流I B。
4.计算直流增益βDC，可以使用以下公式：βDC=I C I B2.2 交流增益交流增益是指在输入信号存在时的放大倍数。
通常情况下，我们可以通过以下步骤来计算交流增益：1.将输入信号与直流工作点相耦合。
2.根据小信号模型（即将三极管视为线性元件），使用基尔霍夫定律和欧姆定律来分析电路。
3.计算交流增益βAC，可以使用以下公式：βAC=V OUT V IN3. 共发射极放大器的特点共发射极放大器具有以下特点： - 输入阻抗较低，输出阻抗较高。
- 增益较高，通常可达几十至几百倍。
- 频率响应较宽，适用于低频到中频范围。
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阻抗线计算一.传输线类型1 最通用的传输线类型为微带线(microstrip)和带状线(stripline)微带线(microstrip)：指在 PCB外层的线和只有一个参考平面的线，有非嵌入/嵌入两种如图所示：（图1）非嵌入(我们目前常用)（图2）嵌入(我们目前几乎没有用过)带状线：在绝缘层的中间，有两个参考平面。
如下图：（图3）2 阻抗线2.1差动阻抗（图4）差动阻抗,如上所示,阻抗值一般为90,100,110,1202.2特性阻抗（图5）特性阻抗: 如上如所示,.阻抗值一般为50 ohm,60ohm二. PCB叠层结构1板层、PCB材质选择PCB是一种层叠结构。
主要是由铜箔与绝缘材料叠压而成。
附图为我们常用的1+6+1结构的，8层PCB叠层结构。
（图6）首先第一层为阻焊层（俗称绿油）。
它的主要作用是在PCB表面形成一层保护膜，防止导体上不该上锡的区域沾锡。
同时还能起到防止导体之间因潮气、化学品等引起的短路、生产和装配中不良操作造成的断路、防止线路与其他金属部件短路、绝缘及抵抗各种恶劣环境，保证PCB工作稳定可靠。
防焊的种类有传统环氧树脂IR烘烤型,UV硬化型, 液态感光型(LPISM-Liquid Photo Imagable Solder Mask)等型油墨, 以及干膜防焊型(Dry Film, Solder Mask),其中液态感光型为目前制程大宗,常用的有Normal LPI, Lead-free LPI,Prob 77.防焊对阻抗的影响是使得阻抗变小2~3ohm左右阻焊层下面为第一层铜箔。
它主要起到电路连通及焊接器件的作用。
硬板中使用的铜箔一般以电解铜为主（FPC中主要使用压延铜）。
常用厚度为0.5OZ及1OZ.(OZ为重量单位在PCB行业中做为一种铜箔厚度的计量方式。
1OZ表示将重量为1OZ的铜碾压成1平方英尺后铜箔的厚度。
1OZ=0.035mm).铜箔下面为绝缘层..我们常用的为FR4半固化片.半固化片是以无碱玻璃布为增强材料,浸以环氧树脂.通过120-170℃的温度下,将半固化片树脂中的溶剂及低分子挥发物烘除.同时,树脂也进行一定程度的反应,呈半固化状态(B阶段).在PCB制作过程中通过层压机的高温压合.半固化中的树脂完全反应,冷却后完全固化形成我们所需的绝缘层.半固化片中所用树脂主要为热塑性树脂, 树脂有三种阶段:A阶段:在室温下能够完全流动的液态树脂,这是玻钎布浸胶时状态B阶段:环氧树脂部分交联处于半固化状态,在加热条件下,又能恢复到液体状态C阶段:树脂全部交联为C阶段,在加热加压下会软化,但不能再成为液态,这是多层板压制后半固化片转成的最终状态.常用半固化片的类型（表一）由于半固化片在板层压合过程中，厚度会变小，因而半固化片的原始材料厚度和压合后的厚度不一样，因而必须分清厚度是原始材料厚度还是完成厚度。
另外，半固化片的厚度不是固定不变的，根据板厚、板层和板厂不同，而有所不同。
上述只是一例。
同时该叠层中用了两块芯板，即core(FR-4).芯板是厂家已压合好的带有双面铜的基材，三.应用Polar计算50ohm线②④⑤1 走在表层，次表层不挖①选用模型,根据叠层结构知道，实际上是表层微带线，非嵌入，可以选用图1的模型②输入参数注意：一般情况下，此类微带线的线宽都在0.1MM左右，可以先输入w1=0.1,w2=0.09计算一下Zo是多少，然后再根据结果调整w1,w2.w2比w1小10um,是考虑到了PCB上铜线的实际腐蚀结果③模型结果（图7）注意该模型中实际上没有考虑到阻焊对阻抗的影响，实际上阻焊对阻抗大概有1ohm左右的影响。
2 走在表层，次表层挖空，参考地是第3层①选用模型,根据叠层结构知道，实际上是表层微带线，非嵌入，选用如下模型图8②输入参数注意H1和H2的值，H2的值实际上应该是第1、2层之间的介质厚度再加上2层的铜厚。
③模型结果（图9）注意；由于我们在模拟过程中没有考虑到阻焊对阻抗的影响，实际上阻焊对阻抗的影响在2~3左右，可以将结果算大一点，便于厂家调整。
3 走在第4层，参考地是第3、5层①选用模型,根据叠层结构知道，是带状线，可以选用图3来做模型②输入参数注意，根据模型实际上，H1的厚度是芯板的厚度，H2是第4、5层间介质厚度加第4层铜厚③模型结果（图10）对于电路板的高频阻抗控制，对于许多客户而言应不陌生，但就特性阻抗是如何设计而来？或者特性阻抗在线路设计时有何限制？甚至高频特性阻抗传输线又应设计多长才能达到最好的传输匹配环境？等多方面的问题尚不甚明了。
欢迎访问无线模块淘宝店（/本店出售多种R F模块）今就电子学的领域出发解译影响高频特性阻抗品质〝谐振（resonance）〞。
所谓的谐振意指可发生于任一物理系统中，只要该系统具有相对形式之贮能零件。
当贮存于这些零件中之能量作相互交换时，就不需再自能源取得额外之能量，而将有谐振存在。
我们都知道当驾驶一前轮不平衡之车辆时，在某些特定速率下，不平衡的轮子之振动率等于前端悬吊者之自然谐振频率，则存在在一系统中之弹簧及质量中之能量可彼此互作交换导致一大的振动及方向盘之移动，这些情形司机常见到之。
在此文中，我们将讨论在电路中之谐振特性及一些应用。
电路中之谐振，要求电抗量必须能互相抵销。
在一串联RLC电路中，此需电抗性电压降抵消：在一并联RLC电路中，则需电抗性电流互相抵消。
一串联电路的阻抗，为电阻值及电抗值之向量和。
在一串联RLC电路中，将有一频率，在该频率下可使其电感抗及电容抗相等，此频率称为谐振频率。
可使电抗值互相抵销，导致净电抗值为0，在谐振频率(f 0),|XL|=|XC|。
其中所言的RLC电路即指电阻、电感、电容组件所组合而成的电子回路，所以了解何为特性阻抗之前，甚至何谓谐振频率应先就其材料特性加以了解。
就电阻而言：电阻器(resistor)在高频电路中应用甚广，但是一般对电阻特性的了解，仍多局限于电阻在直流电路中所呈现的阻尼特性。
实际上，电阻在高频电路中，因受信号频率的影响，不仅电阻值会随之改变，更可能会呈现电感或电容的特性。
如图所示电阻器在高频时的等效电路，R为电阻器的电阻值，L为其两端引线的电感，C为存在于电阻器内所有杂散电容的总和。
杂散电容形成的原因，随电阻器结构的不同而异。
以碳粒合成电阻(carbon co mposite resistor)为例，由于其结构为以微小碳粒压合而成，故在各碳粒之间都存有电容。
此即为等效电路中杂散电容C的来源之一。
由此可以推知碳粒合成电阻的高频特性甚差。
另外就TDR测量空板上的传输线而言亦可依上述的方式解译，其中上述所提L的效应来自电阻的两端引线，同理推验可知，TDR所使用探棒的测头如接于导通孔时即产生传输路径，此输入信道愈长则L效应相对愈大，此现象将如同业先前所提的测阻抗泥效应，亦指目前TDR在测试时所看到前端振荡效应。
该效应对于愈短距离的传输线而言，将会造成观察的困难。
就电容器而言：电容器对基本结构，是以两片金属平板中间隔以绝缘介质而成的组件，该组件在电路设计大都用作高频旁路或交连电容如与电感器结合，则可设计为滤波电路或为调谐电路，但一般对高频电路设计者来说其设计使用的电容器，往往不一定是选择最适合的，常以取得方便为主做为考虑，所以往往高频讯号传输过程将因电容器所造成的谐振点不同而使阻抗值偏差，所以电容器在设计时即应慎重考虑其品质。
另就空板电路板的结构，且以目前多层板的结构而言，往往层与层之间的结构形同为电容器的结构如图。
就电容器而言有一品质因子Q，其公式为Q = 1/DF (Dissipation factor散逸因子)。
当DF值愈小时即Q值愈大，所以就真正的电容器或电路板的层与层之间的结构而言，讯号传输过程的能量损失愈小则品质愈佳。
所以就板材材料而言，在单体材料时即应做电容值测试甚至于材料后加工后，亦应做电容值测试，因在压合后每平方单位面积上的流胶分布将因温度、压力而异于原始材料结构，因为材料于加工后其特性会有所差异，再者就电路板厂制程的一铜制程而言，在做电化学铜时因电镀的效应关系，所以往往在该铜层之中会有缝隙，而该缝隙或漏洞将同前叙所言，电阻组件中碳粒之间都存有电容，意指铜层中的漏洞将产生额外的杂散电容，如此将导致以后谐振频率中所需的|XC|不易控制，最后终将导致特性阻抗的无法精确控制，因此一铜的制程将不只影响到二铜的结果而已。
所以在预估阶段的特性阻抗时往往无法有效掌控压合后真正的介电常数值。
就电感器而言，电感器(inductor)多以导线绕制而成，导线在绕成线圈后，其所呈现的电感量，都比同样长度的导线为大。
使得线圈电感量增加的原因，在于线圈每匝所产生的磁通量，都能通过相邻各匝，进而形成较强的磁场所致。
因此，任何能加强磁场的方法，都能使电感量增加。
电感量的大小，与线圈的形状有关。
电感器在高频电路中，是为常用组件之一，诸如谐振、滤波、相移以及延时等电路，都必须应用电感器。
如上述所言，今为就电路设计者而言应考虑在设计高频讯号传输环境时此参数即因甚重考虑。
因如前之所述，在谐振率(f0)时|XL|=|XC|此时的匹配阻抗将达最完美状态，但就一条高频的传输线而言本身的自感量尚不及1nH，所含的电感量不多，此将如何增加磁通量将是一大困难。
传输线上并无增加磁通量的装置，因此如要解决下列问题应如何进行呢？简单，只要在主要改传输线的二旁加入并行的传输线并控制彼此之间的间距即可，因为诸如此类对设计此方法可有效加强电感量于电路中，如RAMBUS线路如下图。
计算公式为：L=r =线圈的半径cm N =线圈匝数L =线圈的长度cm当一电感量增加时再控制所需的|XL|的量，即可与|XC|平衡达到谐振频率。
如此，对谐振的问题将可有效控制，进而达到高品质的高频传输线路。
你可试着思考如果RAMBUS传输线二旁的地线或一些在试片上曾加入的仿真线于二边的传输线，今如去掉仿真线就最后的特性阻抗将又如何？今将就R.L.C在高频时所衍生出来的串联谐振特性说明如下，但在此之前就高频电路板设计者首先要先决定多少的匹配阻抗值适用于高频主动组件与被动组件之间的传输线阻抗。
其必备已知的条件如下1. 主动组件的输出阻抗值(Output Impedance)2. 被动组件的输入阻抗值(Input Impedance)说明：已知主动组件的输出阻抗值为50Ω，及希望与已知被动组件的输入阻抗值为68Ω，如此即可得出传输线的阻抗匹配值将为58.31Ω，公式为：如1-1公式算出匹配的传输线阻抗将为58.3Ω，若转换成频率对阻抗的曲线图则如下所示：由上述所言可知在谐振频率时(f0)其阻抗刚巧等于电路之总电阻值，因此时可使电感抗与电容抗相等，并使电抗值抵销此时的频率即为谐振频率。