电源反馈设计速成篇之九 比较篇
DCDC模块电源的反馈电路和设计方法
DCDC模块电源的反馈电路和设计方法1.设定输出电压：根据所需的应用要求，确定DCDC模块的输出电压。
这个输出电压将是反馈电路中的一个参考值。
2.选择参考源：选择一个合适的参考源来提供稳定的参考电压。
这可以是一个精确的参考源芯片，如LM4140或ADR5040，或者是使用电阻分压电路来生成基准电压。
3.设计误差放大器：误差放大器是反馈电路的核心部分，它将输出电压与参考电压进行比较，并生成误差信号。
这个误差信号将用于调整模块的控制电路。
误差放大器通常使用运算放大器来实现，可以使用标准的运算放大器芯片，如LM358或OPA3414.设计比较器：比较器是用于将输出电压与参考电压进行比较的电路。
它生成一个逻辑信号，表示输出电压是否高于或低于参考电压。
比较器可以使用专门的比较器芯片，如LM393或LM311，或者使用运算放大器来实现。
5.设计控制电路：控制电路根据误差信号和比较器的输出来调整开关管的导通时间。
控制电路可以使用数字控制器、模拟控制器或专门的控制芯片来实现。
这个控制电路应该能够根据误差信号的大小和方向来调整开关管的导通时间。
6.添加过压和欠压保护：为了保护DCDC模块和负载，可以添加过压和欠压保护电路。
这些保护电路可以根据输出电压的水平来触发开关，从而保护模块和负载。
7.优化滤波和稳压电容：为了提高稳定性和滤波效果，可以在输入和输出端添加滤波电容。
这些电容可以帮助去除电源线上的噪音和纹波，并提供稳定的输出电压。
总结起来，设计DCDC模块的反馈电路需要考虑输出电压、参考源、误差放大器、比较器、控制电路、过压和欠压保护、滤波电容等各个方面。
合理的设计反馈电路可以实现对输出电压的精确控制，并提供稳定可靠的电源。
多合一控制器电源设计多个方案比较及优化
多合一控制器电源设计多个方案比较及优化在电子设备的设计与制造中，电源是一个至关重要的组成部分。
为了提供稳定可靠的电能供应，多合一控制器电源被广泛采用，并且在不同的应用领域有着各种各样的设计方案。
本文将分别对几种常见的多合一控制器电源设计方案进行比较，并提出优化方案。
一、直接线性调整器（LDO）方案直接线性调整器是一种传统且基础的电源设计方案，其原理是通过降低输入电压以实现稳定输出。
该方案具有以下优点：1. 简单且易于实现；2. 效率相对较高；3. 输出纹波较小。
然而，直接线性调整器方案也存在一些缺点：1. 输入电压波动时，输出电压波动较大；2. 需要较大的输入输出电压差，造成能量损耗；3. 不适用于高功率应用。
二、开关电源方案开关电源是一种高效率的电源设计方案，通过快速开关电路的工作状态来控制输入电源，以稳定输出电压。
开关电源方案具有以下优点：1. 高效率，能够减小能量损耗；2. 输入电压变化时，输出电压保持较为稳定；3. 适用于多种功率需求。
然而，开关电源方案也存在一些缺点：1. 产生较大的电磁干扰；2. 对于高功率应用，系统复杂且成本较高；3. 需要专业技术人员进行设计与调试。
三、开关模式电源方案开关模式电源是一种高频开关电源方案，通过定期关断电流，以保持稳定的输出电压。
开关模式电源方案具有以下优点：1. 高效率且稳定性好；2. 适用于广泛的应用领域；3. 体积小巧，适合集成化设计。
然而，开关模式电源方案也存在一些缺点：1. 需要使用复杂的控制电路；2. 对于初学者来说，设计与调试可能较为困难；3. 输出纹波相对较大。
综上所述，针对多合一控制器电源设计，我们可以根据具体的需求来选择不同的方案。
对于功率要求不高且成本敏感的应用，直接线性调整器方案是一个简单可行的选择；对于高功率要求和较高效率的应用，开关电源方案是更好的选择；而对于需要稳定性和集成化设计的应用，开关模式电源方案则是首选。
在进行具体设计时，我们还可以通过优化设计方案来改善电源性能。
电源方案比较
电源方案比较在现代科技的发展中，电源方案是电子设备运行的关键。
不同的电源方案可以根据设备的需求，提供不同的功耗、稳定性和可靠性。
本文将比较几种常见的电源方案，包括线性电源、开关电源和电池供电，并对其优缺点进行分析，以便读者能够选择合适的电源方案。
1. 线性电源线性电源是一种传统的电源方案，通过将输入电压通过变压器降压到所需电压水平，并通过线性稳压器来稳定输出电压。
线性电源的优点是简单、成本低廉、噪音低，并且没有开关元件，因此不存在开关元件损耗带来的损耗。
然而，线性电源的功耗高，效率低，因为输入电压和输出电压之间的电压差会以耗散的方式转化为热量。
此外，线性电源对输入电压的波动非常敏感，如果输入电压波动较大，则输出电压会发生明显的变化。
2. 开关电源开关电源是一种高效的电源方案，通过开关元件将输入电压转换成高频的脉冲信号，然后通过滤波器和稳压器将其转换为稳定的输出电压。
开关电源的优点是高效、体积小、重量轻，并且能够适应不同的输入电压范围。
开关电源的缺点是成本较高、输出电压存在一定的纹波、输出电压的稳定性较差，对于一些对电压稳定性要求较高的设备可能不适用。
此外，开关电源在工作时会产生较高的电磁干扰，需要进行屏蔽和滤波。
3. 电池供电电池供电是一种独立的电源方案，通过将设备连接到电池上来提供电力。
电池供电的优点是灵活性高、无需外部电源、对电压稳定性要求较低，并且能够在停电或没有电源接口的情况下继续为设备供电。
电池供电的缺点是电池寿命有限，需要定期更换或充电，并且电池容量限制了设备的使用时间。
此外，电池供电还需要考虑电池的安全性和环境问题。
综上所述，不同的电源方案都有各自的优缺点，选择适合的电源方案需要综合考虑设备的功耗需求、稳定性要求、成本限制、体积和重量要求等因素。
在实际应用中，通常会根据具体的场景需求选择合适的电源方案。
例如，对于对电压稳定性要求较高的精密仪器，可以选择线性电源或开关电源；对于便携设备或无外部电源接口的设备，可以选择电池供电；对于功耗较大的设备，可以选择开关电源等。
如何设计一个简单的反馈电路
如何设计一个简单的反馈电路在电子电路中，反馈电路是一种常见的设计元素。
它可以用于增强电路的稳定性、控制增益以及减少非线性失真等。
本文将介绍如何设计一个简单的反馈电路，以实现稳定的信号放大。
1. 选择放大器类型在设计反馈电路之前，首先需要选择适合的放大器类型。
常见的放大器类型包括运算放大器（Op-Amp）和晶体管放大器。
选取合适的放大器类型取决于你的具体需求，如放大倍数、频率响应等。
2. 确定反馈类型反馈电路可以分为正反馈和负反馈两种类型。
正反馈会增加输入信号的幅值，使电路不稳定，并可能导致振荡。
因此，我们通常选择负反馈来实现稳定的放大。
3. 设计反馈网络反馈网络是实现负反馈的关键部分。
常见的反馈网络包括电阻、电容和电感等元件。
具体的设计取决于放大器的特性和所需的频率响应。
4. 计算反馈比例在设计反馈电路时，需要计算反馈比例来确定输入信号与反馈信号之间的关系。
反馈比例决定了放大器的增益情况，可以通过调整反馈网络的元件值来进行控制。
5. 仿真和测试完成反馈电路的设计后，进行仿真和测试是必不可少的。
使用电路仿真软件可以评估电路的性能，并进行必要的调整。
实际测试时，可以使用示波器、函数发生器等测量工具来验证电路的功能和性能。
6. 优化和调整根据仿真和测试的结果，可能需要对反馈电路进行优化和调整。
例如，调整反馈比例、改变滤波器的频率响应等，以达到所需的效果。
7. 电路保护在设计反馈电路时，需要考虑电路的保护机制，以防止过载、过热等问题。
可以采用过流保护、过温保护等方法，保护电路的稳定运行。
总结：设计一个简单的反馈电路需要选择合适的放大器类型，确定反馈类型，设计反馈网络，计算反馈比例，并进行仿真和测试。
通过优化和调整，最终实现所需的电路功能。
同时，需要考虑电路保护，确保电路的稳定性和可靠性。
通过以上步骤和原则，你可以设计并实现一个简单的反馈电路，为你的电子电路提供稳定的信号放大效果。
希望本文对你有所帮助！。
电源反馈设计速成篇之十实战1 (Multi Phase Buck)
图 6 是多相 Buck 电流模式平均模型。这是我们的猜测，是否准确应由实践来 检验之。
图 7 给出了两相交错 Buck 电流模式的表达式计算结果和 Simplis 的仿真结果。 两者是一致的。
图 8 给出了两相交错 Buck 电流模式的实际测量结果。和理论结果吻合，如理 论结果剪切频率在 10kHz, 相位峪量 90 度，实际测量为剪切频率在 8.6kHz, 相位峪 量 86 度。曲线 damping 略有不同，这是不可避免的，因为 ESR 等参数只能估计一 下。
D ^ic
c
Icd^ p
1
D PWM
L/N
Ri/N
a PWM c
L
p
Duty Cycle
Ri
Sensed Curent Ramp Sn
d Mod External Ramp
Se
Ts Control Vc
Hcomp
Ts
图 6. 多相 Buck 电流模式平均模型
^
He(s)
d
Fm
Fc
V^c
He
(s)
=
sTs e sTs − 1
PWM
a
c
p
Von
L
V o ff
Duty Cycle
External Ramp Se Ts d
Mod
Ri Sensed Curent Ramp
Sn
Control Vc
a Vapd^
D ^ic
c
Icd^ p
1
D PWM
L
^ d Fm
Ri
He(s)
Fc
V^c
mc
=1+
Se Sn
Fm
电源反馈设计速成篇之五设计篇 (Voltage mode, CCM)
电源反馈设计速成篇之五: 设计篇 (Voltage mode, CCM)设计的目的是为了系统稳定且有足够频率响应使系统在负载变化时得到较小的电压波动.传统的无差运放调节器分为一类(Type 1), 二类(Type 2)和三类(Type 1), 对应其有一个, 两个和三个极点.图1为Type 1补偿器. 其传递函数为一积分器.应用Type1补偿器时，为了系统稳定，剪切频率必须远在LC 谐振双极点之前．一般应用于对负载变化要求不高的场合．1111C R s G I ⋅⋅= 图2为Type 2补偿器, 其传递函数为)/1()/1(1)(1211p z II s s s C C R G ωω++⋅⋅+⋅=, 其中212121C C C C R p +⋅⋅=ω，221C R z ⋅=ω 图3为Type 2补偿器波特图．相比Type1多引入了一个零点和极点，零点在前极点在后因此可以提升相位，推高剪切频率提高系统响应速度．图4为Type 2补偿器系统设计波特图，黑色为主电路开环频率响应，粉红色为补偿器频率响应，蓝色为整个系统开环回路增益(Loop Gain)，虚线为运放开环增益．剪切频率可在LC 谐振双极点之后．其前提是ESR 零点在剪切频率之前靠近LC 谐振双极点，否则相位裕量不够．设计要点是放零点在LC 谐振双极点之前如0.1倍处，极点在0.5倍开关频率之前以衰减高频噪声．图5为Type 3补偿器波特图．相比Type2又多引入了一个零点和极点，零点在前极点在后因此可以提升更多相位，推高剪切频率提高系统响应速度．图6为Type 3补偿器系统设计波特图，黑色为主电路开环频率响应，粉红色为补偿器频率响应，蓝色为整个系统开环回路增益(Loop Gain)，虚线为运放开环增益．剪切频率可在LC 谐振双极点之后．设计要点是放两个零点在LC 谐振双极点之前如0.5和1倍处以抵消LC 谐振双极点，一个极点在ESR 零点处抵消ESR 零点,处另一个极点在0.5倍开关频率之前以衰减高频噪声．图1. Type 1补偿器图2. Type 2补偿器图3. Type 2补偿器波特图图４. Type 2补偿器系统设计波特图图5. Type 3补偿器图6. Type 3补偿器波特图图7. Type 3补偿器系统设计波特图Type 2补偿器, 其传递函数为)/1()/1()/1()/1(1)(12121211p p z z III s s s s s C C R G ωωωω+⋅++⋅+⋅⋅+⋅=, 其中2121211C C C C R p +⋅⋅=ω，3321C R p ⋅=ω,2211C R z ⋅=ω, 3312)(1C R R z ⋅+=ω 设计例子: Vin=5V, Vout=3.3V, Fsw=300kHz, Cout=990uF, ESR=5mohm, L=900nH, DCR=3mohm, 剪切频率希望在90kHz, 相位裕量45度.Type 2设计: R1=4.12k, R2=124k, C1=8.2pF, C2=2.2nF, 设计结果如图8所示. 相位裕量不到45度, Type 2已经无能为力了.Type3 设计: R1=4.12k, R2=20.5k, R3=150ohm, C1=0.22nF, C2=2.7nF, C3=6.8nF, 设计结果如图9所示. 相位裕量45度有余.原文是Intersil Technical Brief 417(TB417). 有兴趣的可看原文. 图画的不错就拷贝来了.这里的设计方法仅限于已知电容量大小, 对模块电源来说, 不接电容和接不同类型电容都要稳定, 则剪切频率不可能太高,Type 1或Type 2或其他类型补偿器也能使用, 因根据实际情况加以调整而不可拘泥.图8. Type 2设计结果图9. Type 3设计结果。
开关电源反馈设计
这里的设计方法仅限于已知电容量大小, 对模块电源来说, 不接电容和接不同类型电 容都要稳定, 则剪切频率不可能太高,Type 1 或 Type 2 或其他类型补偿器也能使用, 因根据实际情况加以调整而不可拘泥.
图 8. Type 2 设计结果
图 9. Type 3 设计结果
其中,
ωp
=
C
1 ⋅(R +
a
L c
RL
D Vg
p
图 1.
a d*Vap/D
RC
R
C
c
1D Ic*d
p
图 2.
d*Vap/D
L
RL
Vg
1D
RC
Ic*d
C
图 3.
开环控制到输出传递函数 Gvd:
Gvd
= Vg
⋅R R + RL
⋅ 1+ s
1+ s ωz ω0Q + s2
ω02
,
电源反馈设计速成篇之二: 仿真篇 (Voltage mode, CCM) 图 1 为 Pspice 电路, 开关平均模型是关键. 画好后先仿真直流工作点, 因为二极 管压降, 输出电压低于 15V. 但交流仿真不变 如图 2 所示. 为了和表达式结果对比, 将仿真结果读入 Mathcad, 比较结果如图 3 所示. 红色为表达式计算结果, 蓝色为 Pspice 仿真结果, 一致性很好.
L
RL
Vg
1D
RC
Ic*d
C
R
图 7. Voltage Mode CCM Buck 小信号模型
60
40
gain(Gvd(2i⋅π⋅f n)) 20
0
mag〈1〉
电源反馈设计速成篇之八建模篇(Peak Current Mode)
电源反馈设计速成篇之八: 建模篇(Peak Current Mode) 图1为Peak Current Mode 等效小信号模型. Vg为输入电压, Vo为输出电压, io 为输出电流, iL 为电感电流, d为占空比, Vc为反馈控制电压. Gvg为Vg到Vo的传递函数, Gvd为d 到Vo的传递函数, Gig, Gio, Gid分别为Vg, io, d到iL的传递函数, Zo为开环输出阻抗, Fm为等效调制比(Voltage Mode就是三角波幅度倒数, Current Mode是电压和电流的综合),Kf和Kr是考虑了Vg和Vo的扰动影响, 其值很小, 一般忽略没有大的影响. Hv是电压反馈环, Hi是电流采样系数, 负号表示负反馈. 如果是采样电阻的CIC(Current Injection Control)法, Hi就是采样电阻,如果是电感电压的SCM(Standard Current Mode)法, Hi要根据具体电路求得. Current Mode的精髓是要知道电感的di/dt.Gvg, Gvd, Zo, Gig, Gid, Gio这些传递函数都可以由Voltage Mode得到. 不再赘述.图1. Peak Current Mode等效小信号模型He 是等效采样保持传递函数1)(−⋅=⋅sT s se e T s s HTs 为开关周期.如下表:: Ri 为电流取样电阻, 即Hi.可以证明, 不论Ri 去多大, 电流内环都一样, 因为Fm 可以和Ri 对消．一般Ri 由功耗等决定．定义s e n s n c m T S S T S m F )(11+==, ne cS S m +=1Ts 为开关周期, Se 为外加斜坡补偿三角波幅值, Sn 为电感电流采样等效三角波幅值. mc 为衡量斜坡补偿效果系数, mc=1即Se=0, 为纯电流控制，mc>>1既外加斜坡补偿>>电感电流采样等效三角波幅值, 退化为Voltage Mode.一般mc=1.5-2.Hv 为设计参数，一般用Type2补偿，零点决定响应快慢，极点补偿ESR 零点，ＲＨＰ零点，或1/2开关频率，三者取其低的值.以上为CCM Mode, 如果为DCM mode, 则开环参数为DCM mode 下的各个参数, 如下表:图1为整个系统的信号流图, 在推导小信号公式时有很多变量为零, 可大大简化. 以控制到输出传递函数为例, 图2为buck 电路, 图3为buck 小信号模型和控制到输出信号流图.V in图2. Buckd*Vap/Dvc图3. Buck 小信号模型和控制到输出信号流图可以求得电流内环开环回路增益Ti 为)()(s G s H H F T id e i m i ⋅⋅⋅=,电阻取样Hi=Ri, 否则要另行计算, 和具体电路有关. 当电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc 为)(1)(s G F K T s G F G vd m r i vd m oc ⋅⋅−+⋅=电压回路增益Tv 为)()(s G s H F T vd v m v ⋅⋅=, Hv(s)为要设计的反馈部分.电压外环回路增益T2为ivT T T +=12, 根据T2来看相位和幅值裕量. 电流环闭合后输出阻抗Zoicl 为gi vd m e i vd o oicl V T s G F s H H s G s Z Z ⋅+⋅⋅⋅⋅+=)1()()()()(, Zo(s)为开环输出阻抗.电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl 为ivd m r vd m v oiclovcl T s G F K s G F s H Z Z +⋅⋅−⋅⋅+=1)()()(1 例子 Buck 电路:Vg 11:=L 37.5106−⋅:= Rc 0.02:= C 400106−⋅:= Fs 50103⋅:= Vo 5:= R 1:=Ri 0.33:=Sn Vg Vo −L Hi ⋅:= Sn 5.28104×=Fm mc ()1mc Sn ⋅Ts ⋅:=mc 设为变量, 对Hv 零点和极点的选取:选择 wzc 使Settling time 为 0.5ms,wzc 10.5103−⋅:=wzc 2103×=选择wpc 为 ESR 零点, RHP 零点, 1/2 开关频率, 三者的低频:w ZESR 1.25105×=ws 2π⋅Fs ⋅:= 0.5ws 1.571105×= 因没有RHP 零点, ESR 零点比1/2 开关频率低, 取wpc w ZESR :=wpc 1.25105×= Rx 103:=Ry 103:=Hv s wi ,()Ry Rx Ry +wis1swzc +1s wpc+⋅:=Kr Ts Ri⋅2L ⋅:=Kr 0.088=Kf D −Ts ⋅Ri⋅L1D 2−⎛⎜⎝⎞⎟⎠⋅:=Kf 0.062−=图4为电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc, 参变量mc 为1,1.2,1.5,2,4. Mc=1.5 –2时系统相位和幅值变化平稳. 选取mc=1.5.变化wi 不会改变Hv 相位, 选取 wi 以满足相位和幅值裕量要求. 图5给出了T2和wi 关系. 选取 wi = 40000, 剪切频率fc=13253 Hz, 相位和幅值裕量 55 degree, 6 dB.图6为求得反馈部分电阻,电容值后电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图7为电流环闭合后输出阻抗Zoicl, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图8为电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zoicl, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图9-11分别为mc=1时的PSPICE 仿真结果, 用来验证公式的正确.101001.1031.1041.1051.10660402020gain Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.2,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.5,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅2,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅4,()()f n101001.1031.1041.1051.10620015010050180−phase Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.2,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.5,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅2,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅4,()()f n图4. 电流内环闭环控制到输出传递函数Goc101001.1031.1041.1051.10660303060gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,10000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,20000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,40000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,100000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,200000,()()f n101001.1031.1041.1051.10630025020015010050180−phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,10000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,20000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,40000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,100000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,200000,()()f n图5. 电压外环回路增益T2 和wi 关系1101001.1031.1041.1051.1068060402020gain Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n1101001.1031.1041.1051.10620015010050180−phase Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n图6. 电流内环闭环控制到输出传递函数Goc (mc=1, 1.5)1101001.1031.1041.1051.10640302010gain Zoicl 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Zoicl 2i π⋅f n ⋅mc ,()()f n1101001.1031.1041.1051.10680604020phase Zoicl 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Zoicl 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n图7.电流环闭合后输出阻抗Zoicl (mc=1, 1.5)1101001.1031.1041.1051.10680604020gain Zovcl 2i π⋅f n ⋅1,wi,()()gain Zovcl 2i π⋅f n ⋅mc ,wi,()()f n1101001.1031.1041.1051.106200100100180−phase Zovcl 2i π⋅f n ⋅1,wi ,()()phase Zovcl 2i π⋅f n ⋅mc ,wi ,()()f n图8. 电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl (mc=1, 1.5)图9. Pspice 结果:电流内环闭环控制到输出传递函数Goc (mc=1)图10. Pspice 结果: 电流环闭合后输出阻抗Zoicl (mc=1)图11. Pspice 结果: 电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl (mc=1)。
电源反馈设计速成篇之九比较篇（CurrentModeorVoltageMode）
电源反馈设计速成篇之九比较篇（CurrentModeorVoltageMode）电源反馈设计速成篇之九: 比较篇(Current Mode or Voltage Mode)本文来自Dr. Ray Ridley 的“Current Mode or Voltage Mode”电流模式的优点:1. 易补偿电压模式在滤波器谐振频率后相位急剧下降需要Type 3补偿器稳定系统。
电流模式在低频象单极点系统，因为电流环控制了电感。
这增加了相位裕量使变换器更易于控制。
Type 2补偿器已足够了，极大地简化了设计。
图1比较了电压模式和电流模式主回路幅值和相位，显示电流模式是多么容易补偿。
2. RHP零点变换器电流模式不能消除Boost, Flyback等变换器的RHP零点。
但是它能使这些变换器的补偿更容易。
对电压模式来说，剪切频率要高于滤波器谐振频率，否则滤波器要产生振荡。
如果变换器的剪切频率受到RHP零点的限制，剪切频率不可能高于滤波器谐振频率。
对电流模式来说就不存在这一问题。
3. CCM 和DCM运行电压模式从CCM进入DCM时改变很大如图2所示。
要设计一个补偿器让电压模式在CCM 和DCM下都有好的性能是不可能的。
对电流模式来说跨越CCM 和DCM就不存在这一问题。
在剪切频率处特性几乎一致如图3所示。
在CCM 和DCM下有优化的响应是主要优点，这让主电路的运行更有效。
让变换器对所有的负载，输入电压，温度，瞬间变化，其他参数变化时保持在DCM 下可能导致严重的元件应力。
4. 抗输入噪音电流的闭环给输入噪音带来了极大的衰减。
对Buck, 适当的锯齿波补偿可使输入影响为零。
即使电流模式电压环的中等增益也可极大衰减输入纹波。
对电压模式来说，实现同样的性能要有大的多的增益才行。
电流模式的缺点:1. 电流检测需要更多的电路，或损耗来精确的检测开关电流或电感电流。
对大多数隔离电源，用取样电阻或电流互感器检测开关电流。
电流取样必须有足够的带宽来重建电流信号。
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计的输出是直流输入、占空比和负载的函数。
在开关电源设计中，反馈系统的设计目标是无论输入电压、占空比和负载如何变幻，输出电压总在特定的范围内，并具有良好的动态响应性能。
模式的开关电源有延续电流模式(CCM)和不延续电流模式(DCM)两种工作模式。
延续电流模式因为有右半平面零点的作用，反馈环在负载电流增强时输出电压有下降趋势，经若干周期后终于校正输出电压，可能造成系统不稳定。
因此在设计反馈环时要特殊注重避免右半平面零点频率。
当反激式开关电源工作在延续电流模式时，在最低输入电压和最重负载的工况下右半平面零点的频率最低，并且当输入电压上升时，传递函数的增益变幻不显然。
当因为输入电压增强或负载减小，开关电源从延续模式进入到不延续模式时，右半平面零点消逝从而使得系统稳定。
因此，在低输入电压和重输出负载的状况下，设计反馈环路补偿使得囫囵系统的传递函数留有足够的相位裕量和增益裕量，则开关电源无论在何种模式下都能稳定工作。
1 反激式开关电源典型设计图1是为变频器设计的反激式开关电源的典型，主要包括沟通输入整流电路，反激式开关电源功率级电路(有控制器、MOS管、及整流组成)，RCD缓冲电路和反馈网络。
其中PWM控制芯片采纳UC2844。
UC2844是电流模式控制器，芯片内部具有可微调的(能举行精确的占空比控制)、温度补偿的参考基准、高增益误差、电流取样。
开关电源设计输入参数如下：三相380V工业沟通电经过整流作为开关电源的输入电压Udc，按最低直流输入电压Udcmin为250V举行设计；开关电源工作频率f为60kHz，输出功率Po为60W。
当系统工作在最低输入电压、负载最重、最大占空比的工作状况下，设计开关电源工作在延续电流模式(CCM)，纹波系数为0．4。
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最详细的开关电源反馈回路设计
开关电源反馈回路设计开关电源反馈回路重要由光耦（如PC817）.电压周详可调并联稳压器（如TL431）等器件构成.要研讨若何设计反馈回路,起首先要懂得这两个最重要元器件的根本参数.1.光耦PC817的根本参数如下表：2.可调并联稳压器由TL431的等效电路图可以看到,Uref是一个内部的2.5V 基准源,接在运放的反相输入端.由运放的特征可知,只有当REF 端（同相端）的电压异常接近Uref（2.5V）时,三极管中才会有一个稳固的非饱和电流畅过,并且跟着REF 端电压的渺小变更,经由过程三极管VT的电流将从1 到100mA 变更.当然,该图毫不是TL431 的现实内部构造,所以不克不及简略地用这种组合来代替它.但假如在设计.剖析运用TL431 的电路时,这个模块图对开启思绪,懂得电路都是很有帮忙的.前面提到TL431 的内部含有一个2.5V 的基准电压,所以当在REF 端引入输出反馈时,器件可以经由过程从阴极到阳极很宽规模的分流,掌握输出电压.如图2 所示的电路,当R1 和R2 的阻值确准时,两者对Vo 的分压引入反馈,若Vo 增大,反馈量增大,TL431 的分流也就增长,从而又导致Vo 降低.显见,这个深度的负反馈电路必定在Uref等于基准电压处稳固,此时Vo=(1+R1/R2)Vref.图2选择不合的R1 和R2 的值可以得到从2.5V 到36V 规模内的随意率性电压输出,特殊地,当R1=R2 时,Vo=5V.须要留意的是,在选择电阻时必须包管TL431 工作的须要前提,就是经由过程阴极的电流要大于1 mA.懂得了TL431和PC817的根本参数后,来看现实电路：图3反馈回路重要存眷R6.R8.R13.R14.C8这几个器件的取值.起首来看R13.R13.R14是TL431的分压电阻,起首应先肯定R13的值,再依据Vo=(1+R14/R13)Vref 公式来盘算R14的值.1.肯定R13..R14取值肯定R13的值斟酌以下两个前提：1.TL431 参考输入端的电流,一般此电流为2uA 阁下,为了防止此端电流影响分压比和防止噪音的影响,一般取流过电阻R13 的电流为参考段电流的100 倍以上,所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K.2.斟酌到待机功耗及瞬态响应,若取值太小,则经由过程的电流大,依据P=I2R公式,待机功耗大;若取值太大,则经由过程的电流小,反馈回路瞬态响应将受到影响.故,R13在知足前提1的情形下尽量取中央值或大于中央值.本设计为5V/1.5A适配器设计,R13取5.6K,理论上要得到5V 输出,R13与R14值相等即可,但斟酌适配器现实运用消失线损,故选R14值略大于R13,取6.2K.盘算得：Vo=(1+6.2/5.6)*2.5=5.26V,联合运用的输出线规格及线损,在输出满载情形下,线末尾可以或许得到5V电压.2.肯定R6.R8取值图4为TL431内部电路图,由图中可知,K端与R端相差一个PN节（即三极督工作在饱和状况时,K端将比R端电压高0.7V（硅管））,当开关电源工作时,下图中的Q1将工作在放大模式,依据三极管的放大特征,K端电压将比R端电压至少大0.7V,依据经验,K端电压比R端电压高1.5V~1.7V,即图3中的c点电压比d点电压高1.5V~1.7V,d点电压为TL431基准电压,为2.5V,则c点电压为4V~4.2V.图4由上述前提,我们已经盘算出图2中a点电压为5.3V;b点电压为5~5.2V（取5.1V）;c点电压为4~4.2V（取4.1V）;d点电压为2.5V;由发光二极管参数知,IF<50mA,依据经验,IF一般取3mA.R8电阻是为TL431供给逝世区电流而设计的,查阅TL431参数知,要包督工作正常,TL431的Ika需大于1mA,小于100mA,一般取3~5mA.盘算得R6=(5.3V-5.1V)/3~5mA =40Ω~67Ω.本设计取56R.R8<(1.2V/1mA)=1.2K,依据经验,一般取1K或470Ω3.肯定C8取值有的电路设计中为晋升低频增益,用一个电阻和一个电容串接于TL431掌握端和输出端,来压抑低频（100Hz）纹波和进步输出调剂率,即静态误差,目标就是晋升相位,要放在带宽频率的前面来增长相位裕度,具体地位要看其余功率部分在设计带宽处的相位是若干,电阻和电容的频率越低,其晋升的相位越高,当然最大只有90 度,但其频率很低时低频增益也会减低,一般放在带宽的1/5 初,约晋升相位78 度.依据盘算,一般选用104电容或104电容与1K电阻串联.（具体盘算比较庞杂）以上数据仅为理论盘算,具体应依据现实测试情形进行微调解理.。
电源电路比较总结
空调内机电控板除湿机电控板杨电源板邱电源板之间的比较
1 电源板整体结构（FSL106MR）
电源输入→电源滤波→过滤共模干扰→消除差模干扰→抑制共模干扰→整流桥→电源控制芯片→变压器→电压输出
详细说明：
电源滤波：由X电容和压敏电阻组成，X电容起到电源滤波作用，抑制差模干扰，接于L-N间，且并联安全电阻561/681，用于防止电源线拔插时，由于该电容的充放电过程而致电源线插头长时间带电。
过滤共模干扰：用于开关电源中，抑制共模干扰。
消除差模干扰：由X电容和一个大电阻组成。
抑制共模干扰：由两个并联的Y电容分别接于L-G/N-G之间，抑制共模干扰。
整流桥：由四个4007二极管组成整流桥，整流后的电压为脉动的直流电压，且整流后的电压是输入电压的1.4倍。
输出接滤波电容。
电源控制芯片：FSL106MR,需要光耦合器做为反馈的电压控制芯片。
电压器：进行降压，采用EFD15.输出12V和5V.b
2 使用电源控制芯片UCC28910
UCC28910引脚功能：
IPK:峰值电流，Vipk<=5V
VS：感应电压，反馈，作为辅助绕组与地之间的分压器。
Vvs<=7V Ivs>=1.2A
VDD:为芯片提供电压，Ivdd<=10ma
Drain:场效应管的漏极，输入驱动，Vdrain<=700V,Idrain<=950ma 3 .UCC28910与FSL106MR的区别
前者不需要用光耦做为反馈，后者需要。
DCDC模块电源的反馈电路和设计方法
一阶极点
二阶极点
零点 一阶极点 零点
零点
开关电源反馈电路产生震荡的原因：
1. 2. 零极点发生偏移。极点往低频段偏移，或增加了新的极点都 有可能导致系统不稳。 系统增益发生变化。如光耦的增益发生变化，PWM控制器 的三角波斜率发生变化。
消除震荡的方法：
1. 2. 3. 降低控制器的增益。 降低零点频率。 让系统开环，用网络分析仪测试其开环传递函数，以确定零 极点分布和增益情况，再采取相应对策。
1 80
180 160 140 120 100 80 60 40 Gain( f ) 20 0 P hase( f ) 20 40 60 80 100 120 140 160 180 100
9
Vref
R3
Uo
180 165 150 135 120 105 90 75 Gain( f ) 60 45 P hase( f ) 30 15 0 15 30 45 60 75 90 1 10 100 f
1 10
3
1 10
4
1 10
5
PI调节器的设计原则：
R1 Ui C1 C2
R1 1 1 0
180 165 150 135 120 105 90 75 Gain( f ) 60 45 P hase( f ) 30 15 0 15 30 45 60 75 90 1 10
4
R2 1 1 0
3
C1 1 1 0
8
C2 1 1 0
9
R2
+
Vref
R3
Uo
G( s) Uo / Ui
开环传递函数的幅频特性（波特图）：
Open Loop Gain Phase Curve:
详解开关电源占空比选择与比较
详解开关电源占空比选择与比较占空比是脉冲宽度调制(PWM)开关电源的调制度，开关电源的稳压功能就是通过自动改变占空比来实现的，开关电源的输出电压与占空比成正比，开关电源输出电压的变化范围基本上就是占空比的变化范围。
由于开关电源输出电压的变化范围受到电源开关管击穿电压的限制，因此，正确选择占空比的变化范围是决定开关电源是否可靠工作的重要因素；而占空比的选择主要与开关电源变压器初、次级线圈的匝数比有关，因此，正确选择开关电源变压器初、次级线圈的匝数比也是一个非常重要的因素。
占空比占空比一般是指，在开关电源中，开关管导通的时间与工作周期之比，即：式中：D为占空比，Ton为开关管导通的时间，Toff为开关管关断的时间，T为开关电源的工作周期。
对于一个脉冲波形也可以用占空比来表示。
在反激式开关电源中，开关管导通的时候，变压器次级线圈是没有功率输出的，D1、D2有下面关系：开关变压器初次级线圈的输出波形图是输出电压为交流的开关电源工作原理图。
为了便于分析，我们假说变压器初次级线圈的变压比为1:1（即N1=N2，L1=L2），当开关K又导通转断开时，变压器初级、次级线圈产生感应电动势为：（3）式中：iu为变压器初级线圈的励磁电流，由此可知，变压器初、次级线圈产生的反电动势主要是由励磁电流产生的。
我们从（2）可以看出，当变压器初、次级线圈的负载电阻R很大或者开路的情况下，变压器初、次级线圈产生的感应电动势峰值是非常高的，如果这个电压直接加到电源开关管两端，电源开关管一定会被击穿。
为了便于分析，我们引进一个半波平均值的概念，我们把Upa、Upa-分别定义为变压器初、次级线圈感应电动势正、负半周的半波平均值。
半波平均值就是把反电动势等效成一个幅度等于Upa或Upa-的方波，如图中的Upa-所示。
反激式变压器初次级线圈的输出波形图为反激式开关电源的工作原理图，图为反激式开关电源变压器初、次级线圈的波形（N1=N2时）。
开关电源电压模式及电流模式的比较
这种模式只存在一条电压反馈通路，而脉宽调制通过将电压误差信号与一个恒定斜坡 波形进行比较来实现的。而电流限制必须通过外加电路来实现
一般定频的 频率不会随反馈的变化而变化的，只是脉宽会变化，就是平常所说的 占空比，电压模式的 为一个固定参考点，电流模式可以把检流的信号看成是一个参考 点，当电源进入稳态时根据伏秒法则， 电源进入稳态不会出现信号 不稳定的。 电压模式控制的优点： 采用单个反馈环路，因此比较容易设计和分析 一个大幅度斜坡波形提供了用于实现稳定调制过程的充分噪声余量 一个低阻抗功率输出为多路输出电源提供了更好的交叉调整率。 有优点就有缺点，那么缺点是： 电压或负载的任何变化都必须作为一个输出变压来检测，然后通过反馈来校正。这 就意味着缓慢的响应速度 输出滤波器给控制环路增加了两个极点，因而在补偿设计误差放大器时就需要将主 导极点低频衰减，或在补偿中增加一个零点，来抵消极点 环路增益会随着输入电压的变化而变化，因而使补偿进一步复杂化。 上 述 缺点比较 突 出，所以电流模式控制使所有这 些 缺点 得 以减 轻 ，因此 已退 出 便得 到 工程师们的极大兴趣，纷纷研究这种控制结构 电流模式 电流模式控制如下图所示
由 图可 见 ，基本的 电流模式控制只把振荡器作为一个固定频率时 钟 ，并 丛 电 感 电流中 得 到的信号 替代 了斜坡 波形 电流模式控制的优点： 由 于电 感 电流以一个 所 确 定的斜率上 升 ，因此对输入电压的变化 该 波形将 立 即 作出响应，从而消 除 了 延迟 响应 及 随着输入变化而发 生 的增益变化。 由 于误差放大器现在控制电流，因此电 感 器的影响 被降至 最低，而且滤波器此时只 给反馈环路提供单个极点，与 类似 的电压模式 相 比 既简 化了补偿， 又获得 较 高 的增益 带 宽。 固有的 逐 个脉 冲 电流限制，只需对来 自 误差放大器的控制信号进行 嵌位即 可 像 常用 的 之类 的 芯片被嵌位至 ，在电源并 联 时易于实现负载 均 分。 比如可以缓 解推挽拓 扑的偏磁现象 尽管 电流模式所提供的 改 进有 诸 多好处，但 也 存在 其 特有的 问题 ，必须在设计中考 虑 进去。以下简要的叙述下它的缺点： 有两个反馈环路，增加了电路分析的 难 点 当占空比大于 时，控制环路将变 得 不稳定，需 另 外采 取 斜率补偿 由 于控制调制基于一个从输出电流中 得 到的信号，因此功率 级 中的 谐振 会将噪声 引 入控制环路 由 变压器 绕组 电容 及次级 整流 管 反 向回复 电流 引 起的电流 尖峰 由 于采用控制环来实 施 电流 驱动 ，因此负载调整率变差 多路输出时需要耦合电感器以获得可接受的电压调整率。 虽 然电流模式控制将放宽电压模式控制的 许 多限制，但 也带 来 诸 多设计 难题 。所以电 压模式现在又有新的改进，那么这两项改进主要是电压前馈和高频能力，前者用于消除电
多合一控制器电源设计方案比较及优化策略
多合一控制器电源设计方案比较及优化策略随着电子设备的不断发展和多样化，多合一控制器的需求也越来越广泛。
多合一控制器是一种集合了多个控制功能的电子设备，具有多种输出和输入接口，可以适应不同类型设备的需求。
然而，不同的多合一控制器电源设计方案之间存在着一些差异和优劣势，本文将对这些方案进行比较，并提出一些优化策略。
一、直流电源设计方案直流电源是最常见的电源类型，在多合一控制器中也被广泛使用。
其优势在于稳定性好、电压可调节、噪音低等特点。
然而，传统的直流电源存在着体积大、效率低、散热问题等缺点。
为了解决这些问题，一些优化策略可以考虑采用高效率的开关电源作为多合一控制器的电源。
二、开关电源设计方案开关电源是目前应用广泛的一种电源类型，具有高效率、小体积、轻负载能力强等特点。
这些特点使得开关电源成为了多合一控制器的理想选择。
开关电源的工作原理是通过快速开关管的开关与关断来进行能量的转换。
然而，开关电源也存在着一些问题，如电磁干扰、散热问题等。
为了解决这些问题，设计师可以采用降低开关频率、提高开关管效率等优化策略。
三、线性电源设计方案线性电源是一种简单、可靠的电源类型，具有稳定性好、噪音低等特点。
然而，线性电源的效率较低，且散热问题较为突出。
为了解决这些问题，一些优化策略可以考虑采用开关电源与线性电源相结合的混合方案，提高整体效率。
四、优化策略1. 选择高效率的开关电源模块，以提高整体能效；2. 采用降低开关频率的方式，减少电磁干扰；3. 合理设计散热系统，提高散热效果；4. 结合线性电源与开关电源的优势，采用混合方案，实现更好的性能。
通过对多合一控制器电源设计方案的比较和优化策略的提出，可以提高多合一控制器的整体性能和稳定性。
设计师在选择电源设计方案时应根据实际需求和设备特性，综合考虑各种因素，并注意降低成本、提高效率等方面的要求。
PSR原边反馈开关电源设计
PSR原边反馈开关电源设计之一——变压器设计目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式，通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路（TL431和光耦）和较低的EMC辐射省掉Y电容，不仅省成本而且省空间，得到很多电源工程师采用。
比较是新技术，目前针对PSR原边反馈开关电源方案设计的相关讯息在行业中欠缺。
下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。
要求条件：全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。
因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。
磁芯以确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。
1. EFD15变压器设计目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。
所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。
通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。
因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得：(Vout+VF)*n<100,即：n<100/（5+1）,n<16.6,取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式验证，（Vout+VF）*(NP/NS)<100,即(5+1)*(248/15)=99.2<100,成立。
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电源反馈设计速成篇之九: 比较篇(Current Mode or Voltage Mode)
本文来自Dr. Ray Ridley 的“Current Mode or Voltage Mode”
电流模式的优点:
1. 易补偿
电压模式在滤波器谐振频率后相位急剧下降需要Type 3补偿器稳定系统。
电流模式在低频象单极点系统，因为电流环控制了电感。
这增加了相位裕量使变换器更易于控制。
Type 2补偿器已足够了，极大地简化了设计。
图1比较了电压模式和电流模式主回路幅值和相位，显示电流模式是多么容易补偿。
2. RHP零点变换器
电流模式不能消除Boost, Flyback等变换器的RHP零点。
但是它能使这些变换器的补偿更容易。
对电压模式来说，剪切频率要高于滤波器谐振频率，否则滤波器要产生振荡。
如果变换器的剪切频率受到RHP零点的限制，剪切频率不可能高于滤波器谐振频率。
对电流模式来说就不存在这一问题。
3. CCM 和DCM运行
电压模式从CCM进入DCM时改变很大如图2所示。
要设计一个补偿器让电压模式在CCM 和DCM下都有好的性能是不可能的。
对电流模式来说跨越CCM 和DCM就不存在这一问题。
在剪切频率处特性几乎一致如图3所示。
在CCM 和DCM下有优化的响应是主要优点，这让主电路的运行更有效。
让变换器对所有的负载，输入电压，温度，瞬间变化，其他参数变化时保持在DCM 下可能导致严重的元件应力。
4. 抗输入噪音
电流的闭环给输入噪音带来了极大的衰减。
对Buck, 适当的锯齿波补偿可使输入影响为零。
即使电流模式电压环的中等增益也可极大衰减输入纹波。
对电压模式来说，实现同样的性能要有大的多的增益才行。
电流模式的缺点:
1. 电流检测
需要更多的电路，或损耗来精确的检测开关电流或电感电流。
对大多数隔离电源，用取样电阻或电流互感器检测开关电流。
电流取样必须有足够的带宽来重建电流信号。
电流互感器带宽必须比开关频率高几个数量级才能可靠工作。
2. 子谐波振荡不稳定
占空比接近50%时不稳定。
可用斜波补偿解决，但增加了复杂性。
3. 信噪比
电流模式电源最大的问题是电流检测信号的噪音。
电流检测信号往往太小，受PWM芯片限制，小于1V。
直流分量大而交流分量小。
如果考虑到尖峰和振荡情况将更糟。
解决方案包括滤波，改变检测点，LEB（前沿封锁）。
图1. 电压模式和电流模式主回路幅值和相位
图2. 电压模式CCM和DCM主回路幅值和相位
图3. 电流模式CCM和DCM主回路幅值和相位。