基于矢量控制的双电机硬联结负载功率平衡

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矢量控制对电机的负载均衡和功率因数的调节

矢量控制对电机的负载均衡和功率因数的调节矢量控制（Vector Control）技术是一种高级的电机控制技术，通过精确地控制电机的电流和转矩，实现对电机的负载均衡和功率因数的调节。

本文将介绍矢量控制的原理和应用，并探讨其在电机控制领域的重要性。

一、矢量控制的原理矢量控制基于对电机的数学模型和空间矢量运算，通过分解电流和转矩成两个正交轴上的分量，实现电机运行状态的精确控制。

在传统的矢量控制方法中，电流与磁通的空间矢量关系是线性的，可以通过直接变换得到。

为了实现电机的负载均衡和功率因数的调节，现代矢量控制往往引入了电压矢量控制的思想。

通过改变电压的大小和相位，可以实现对电机电流和转矩的控制，进而实现负载均衡和功率因数调节的目的。

二、负载均衡的调节负载均衡是指在多个并联工作的电机中，使其负载均匀分配，以确保各电机工作状态的平衡和稳定。

传统的负载均衡方法往往依赖于对电机参数的精确测量和调节，繁琐且效果有限。

而采用矢量控制技术，可以通过控制入口电压矢量的大小和相位差，来实现对电机的负载均衡。

通过监测电机的转速和负载信息，控制算法可以计算出合适的入口电压矢量，实现电机的负载均衡调节。

这种方法通过矢量控制技术的高精度和快速响应性，可以使电机系统在负载变化时保持稳定的运行状态。

三、功率因数的调节功率因数是指电源输入设备所提供的有用功率与所需输入电源的总功率之比。

功率因数高的系统能更好地利用电能，提高能源利用效率。

传统的功率因数调节方法主要依靠电容器的并联或串联来实现，但是该方法在对电压不稳定或电流波动较大的情况下效果不佳。

矢量控制技术可以通过精确控制电机的电流和转矩来实现功率因数的调节。

通过改变电压矢量的相位差和大小，可以调整电机的有功功率和无功功率的分配，从而实现功率因数的调节。

这种方法不仅可以提高系统的响应速度和稳定性，还可以减少对电容器的依赖，降低系统的成本和体积。

四、矢量控制的应用矢量控制技术在众多领域中有着广泛的应用。

双三相永磁同步电机双电机矢量控制

dωr + Bωr • 运动方程： Te - Tl = J dt
哈尔滨工业大学（威海）自动化研究所
解耦旋转坐标系下数学模型
u • 电压方程： id u q iq u Rs i z1 z1 u z iz 2 2
哈尔滨工业大学（威海）自动化研究所
静止坐标系下数学模型
d • 电压方程： U s = R s I s + ψ s dt
C
D
n2
300
B A
n1
• 磁链方程： ψs = Ls Is + F(θ)ψf • 电磁转矩方程：
E
F
Wco 1 F( ) T L ss Te pn [I s Is Is f] 2
T12 s
1 0 1 0 1 6 1 0 1 1
cos sin cos 2 sin 2 cos 5 sin 5 1 1
cos 2 sin 2 cos(2 2 ) sin(2 2 ) cos(2 5 ) sin(2 5 ) 1 1
sin11 cos(11 2 ) sin(11 2 ) cos(11 5 ) sin(11 5 ) 1 1
cos11
方法二
采用多相Clarke变换理论由于双三相永磁同步电机本质上是一个对称十二相电机，先按照十二相电机来选取变换矩阵，由多相 Clarke变换理论得到的十二相静止变换矩阵，然后再利用各相电流和电压之间的约束关系来进行简化，最后得到双三相电机的变换矩阵
哈尔滨工业大学（威海）自动化研究所
• [5] Zhao Yifan，Lipo T A. Space vector PWM control of dual-three phase induction machine using vector space decomposition [J]. IEEE Transactions on Industry Applications,1995,31(5)：1100-1109. • [6] Wu Xiaojie, Jiang Jianguo, Dai Peng, Zuo Dongsheng. Full Digital Control and Application of High Power Synchronous Motor Drive with Dual Stator Winding Fed by Cycloconverter. The Fifth International Conference on Power Electronics and Drive Systems. 2003, (2):1194 - 1199 • [7] M.R.Aghaebrahimi, R.W.Menzies. A Transient Model for the Dual Wound Synchronous Machine. IEEE Canadian Conference on Electrical and Computer Engineering. 1997, 2: 862 – 865.

刚性联接双电机系统功率平衡控制策略

第28卷㊀第2期2024年2月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.2Feb.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀刚性联接双电机系统功率平衡控制策略贺虎成,㊀谭阜琛,㊀刘博涛,㊀邵贺,㊀王承海(西安科技大学电气与控制工程学院,陕西西安710054)摘㊀要:针对刚性联接双电机系统因参数摄动和负载变化导致的系统输出功率不均衡问题,基于转矩闭环矢量控制系统,提出了一种自抗扰模型预测(ADRC-MPCC )转矩交叉耦合功率平衡控制策略㊂首先,建立刚性联接双电机系统的统一数学模型,基于该模型分析了功率不平衡产生的原因;其次,通过确定合适的转矩反馈补偿系数,提高了系统中双电机的同步性能;最后,设计自抗扰控制器对转速环㊁磁链环和转矩环的扰动进行估计和补偿,并通过简化模型预测控制方法对逆变器开关状态进行选择,减少了控制器的运算时间㊂仿真与实验结果表明,提出的控制策略实现了参数摄动和负载扰动情况下刚性联接双电机系统的输出功率平衡,验证了功率平衡控制策略的有效性㊂关键词:双电机;刚性联接系统;同步控制;自抗扰控制;模型预测控制DOI :10.15938/j.emc.2024.02.016中图分类号:TM341文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)02-0162-12㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-07-07基金项目:陕西省自然科学基础研究计划-陕煤联合基金(2019JLM -51)作者简介:贺虎成(1977 ),男,博士,教授,研究方向为运动控制技术㊁智能自动化装置㊁电能质量分析与抑制㊁电力电子技术;谭阜琛(1998 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子和电机控制技术;刘博涛(1995 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子和电机控制技术;邵㊀贺(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子和电机控制技术;王承海(1998 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子和电机控制技术㊂通信作者:谭阜琛Power balance control strategy of rigid-coupled system with dual motorsHE Hucheng,㊀TAN Fuchen,㊀LIU Botao,㊀SHAO He,㊀WANG Chenghai(School of Electrical and Control Engineering,Xi an University of Science and Technology,Xi an 710054,China)Abstract :In addressing the issue of unbalance output power in a rigid-connected dual-motor system due to parameter perturbations and load variations,based on the torque closed-loop vector control system,an active disturbance rejection control-model predictive current control (ADRC-MPCC)torque cross-cou-pling power balance control strategy was proposed.Firstly,a unified mathematical model of the rigidly connected dual-motor system was established,and the causes of power unbalance were analyzed based onthe model.Secondly,the synchronous performance of the dual-motors in the system was improved by de-termining the appropriate torque feedback compensation coefficient.Finally,the automatic disturbance rejection was designed.The controller estimates and compensates the disturbances of the speed loop,flux link and torque loop,and selects the switching state of the inverter through a simplified model predictive control method,which reduces the computation time of the controller.Simulation and experimental results show that the proposed control strategy realizes the output power balance of the rigidly coupled dual-motor system under the condition of parameter perturbation and load perturbation,which verifies effectiveness of the power balance control strategy.Keywords :dual motors;rigid-coupled system;synchronous control;active disturbance rejection control;model predictive control0㊀引㊀言科技进步与国民经济的不断发展,推动了大功率输出设备在制造业与能源行业的广泛应用[1-3]㊂大功率系统中,单台电机受体积功率比与制造成本的影响,已不适合单独作为驱动设备,从而选用两台电机同时为系统提供动力㊂双电机系统根据系统中电机的联接方式,可以分为无联接系统㊁软联接系统和刚性联接系统三类[4]㊂刚性联接系统中的电机通过硬轴刚性联接,转速被强制同步,在煤矿㊁水利㊁起重等领域得到了广泛使用[5-6]㊂刚性联接双电机系统的工作环境复杂多变,系统在作业时,会造成系统负载的随机波动和强冲击,导致系统运行过程中产生剧烈抖动㊂双电机系统一般由型号相同的两台电机组成,但受制造工艺与制造水平的影响,两电机的实际参数与设计参数仍会存在差异,此外,电机实际运行过程中,机体发热与材料磨损等因素会引起参数变化㊂系统机械传动部分受材料及工艺影响,刚度存在一定偏差,且长期运行会引起机械结构磨损或形变[7-8]㊂以上问题在刚性联接双电机系统的制造与运行中经常出现,均会导致系统中两台电机的输出功率分配不均衡㊂针对解决双电机系统输出功率不均衡问题,众多国内外学者进行了深入研究㊂文献[9]中介绍了多种双电机同步控制方法,根据系统中两台电机的变量是否耦合可分为非耦合同步控制与耦合同步控制㊂非耦合同步可以分为并行同步控制和主从同步控制;交叉耦合同步控制可以分为转速交叉耦合同步控制和转矩交叉耦合同步控制㊂文献[10]提出了一种基于二次型函数的双电机转矩同步系统模型预测电流控制策略(model predictive current control, MPCC),提高了双电机系统的输出转矩均衡度㊂文献[11]针对同步误差开环控制的问题,提出了一种基于统一预测模型的两电机转矩同步有限集模型预测控制策略,实现了系统的转矩同步控制㊂文献[12]针对双电机功率分配不均衡导致的电机偏载甚至损坏等问题,提出了一种主从同步控制的功率均衡控制策略,实现了系统功率按比例分配输出㊂文献[13]针对双电机齿轮传动系统因齿轮磨损和形变的问题进行了分析研究,采用了转矩交叉耦合同步控制策略提高了系统的输出功率平衡㊂文献[14]针对转速不同步而易引发差速振荡问题,提出了一种将交叉耦合控制和积分型滑模速度控制器相结合的转速同步控制策略,能有效降低稳态时系统受到不平衡负载扰动的速度同步误差㊂自抗扰控制(active disturbance rejection control, ADRC)因其优越的控制性能受到国内外学者的广泛关注㊂同时,有限控制集模型预测控制(FCS-MPC)由于其动态响应快㊁易增加约束且控制原理简单㊁易于实现等优点被广泛应用于电力电子和电机控制领域㊂文献[15]详细剖析了经典PI控制理论与现代控制理论的优缺点,结合PI控制的误差调节特点与现代控制理论中的状态观测器,提出了自抗扰控制技术,为控制领域提供了一种全新思路㊂ADRC控制器的经典结构主要由跟踪微分器(track-ing differentiator,TD)㊁扩张状态观测器(extended state observer,ESO)和非线性状态误差反馈控制律(nonlinear state error feedback,NLSEF)三部分组成[16]㊂文献[17-18]将ADRC控制器应用在电机的速度外环和电流内环,其研究表明ADRC对系统负载扰动和电机参数变化具有较好的鲁棒性和动态性能㊂文献[19]将ADRC应用在永磁同步电机速度环中,并深入剖析其抗扰机理,特别着重研究各参数对整个系统动静态性能的影响,总结出参数整定的规律㊂文献[20]针对感应电机使用PI控制器难以解决电机启动转速超量与快速性之间的矛盾问题,转速外环采用了转速模型预测控制,并在电流内环中使用电压预测代替电流预测以减少MPCC的计算时间,该方法减小了转速的超调量和动态调节时间㊂文献[21-23]针对传统MPCC的电压矢量选择容易出现误差和权重系数整定困难等问题提出了优化方法,从而减小了控制器的运算量,降低了电流谐波,提高了电机的动稳态性能㊂针对刚性联接双电机系统因负载变化和电机参数扰动引起的电机输出功率不平衡问题,本文提出ADRC-MPCC交叉耦合同步控制策略实现刚性联接双电机系统功率平衡,其控制原理如图1所示㊂其中双电机采用转矩交叉耦合控制结构实现转矩输出均衡,电机外环控制器采用ADRC控制算法可以有效提高电机系统的抗扰性能,内环控制器采用简化MPCC算法来降低计算的复杂性,以提高电机的动态性能和鲁棒性㊂1㊀刚性联接双电机系统数学模型实际的刚性联接双电机系统结构十分复杂,本文在构建系统数学模型时对其进行简化处理㊂刚性联接双电机系统的动力传输过程大多为钢质结构联接,传动系统各部分之间联接较为紧凑,传动系统各361第2期贺虎成等:刚性联接双电机系统功率平衡控制策略部分之间的距离可以忽略,可将电机与传动机构视为一个整体[24]㊂忽略旋转结构联接处的弹性连接特性,将机械传动结构所造成的传动与抖动问题视为负载变化㊂简化后的系统结构框图如图2所示㊂图1㊀刚性联接双电机系统控制策略框图Fig.1㊀Control strategy block diagram of dual-motorrigid-coupledsystem图2㊀刚性联接双电机系统结构Fig.2㊀Structure of rigid-coupled system with dualmotors由上图可知,电机控制器接收到控制信号后开始工作,通过控制策略对采集的电机定子电流和转速进行运算处理后产生PWM 波,控制变频器产生相应的三相交流电对电机进行变频调速㊂根据简化后的刚性联接双电机系统传动原理,系统双电机驱动的动力学方程为:J 1n p d ωr1d t =T e1-T L1-B 1ωr1;J 2n p d ωr2d t=T e2-T L2-B 2ωr2㊂üþýïïïï(1)式中:J 1和J 2分别为电机1和电机2的转动惯量;ωr1和ωr2分别为电机1和电机2的转速;n p 为电机极对数;T e1和T e2分别为电机1和电机2的输出转矩;T L1和T L2分别为电机1和电机2的负载转矩;B 1和B 2分别为电机1和电机2的齿轮阻尼系数㊂刚性联接双电机系统的左右两台电机转速被强制同步,因此,令系统转速为ωrm =ωr1=ωr2㊂(2)式中ωrm 为系统转速㊂结合式(1)和式(2)可以得到刚性联接双电机系统的运动方程为(J 1+J 2)n p d ωrmd t+(B 1+B 2)ωrm =(T e1+T e2)-T Lm ㊂(3)式中:T Lm 为系统总负载转矩,T Lm =T L1+T L2㊂结合感应电机的运动方程[25]与式(3),可得到刚性联接双电机系统转速环数学模型为d ωrm d t =n p J m T em -np J m(T Lm +B m ωrm )㊂(4)式中:J m 为系统转动惯量,J m =J 1+J 2;T em 为系统总电磁转矩,T em =T e1+T e2;B m 为系统齿轮阻尼系数,B m =B 1+B 2㊂根据以上分析与转矩闭环控制的感应电机动态数学模型[26],刚性联接双电机系统数学模型可以被描述为:p ψr x =-1T r x ψr x +L m x T r xi sm x ;p i sm x =L m xσx L s x L r x T r x ψr x -R s x L 2r x +R r x L 2m xσx L s1L 2r1i sm x +ωe x i st x +u sm xσx L s x;p i st x =-L m xσx L s x L r x ωrm ψr x-R s x L 2r x +R r x L 2m xσx L s x L 2r x i st x-ωe x i sm x +u st xσx L s x;T e x =n p L m xL r x i st x ψr x㊂üþýïïïïïïïïïïïïïïïïï(5)式中:p 为微分算子;下标x =1,2分别对应系统中的电机1和电机2;T r x =L r x /R r x ;σ=L s x -L 2m x /L r x ;u sm x ㊁u st x ㊁i sm x ㊁i st x 为定子侧d㊁q 轴电压㊁电流分量;R s x ㊁R r x ㊁L s x ㊁L r x 为定㊁转子侧电阻和电感;L m x 为定㊁转子间互感;ψr x 为转子磁链;ωe x 为同步角转速;ωrm 为转子转速;n p 为电机极对数;T e x 为电磁转矩㊂2㊀刚性联接双电机系统功率分配不均衡原因分析㊀㊀双电机系统中的两台电机受材料及制作工艺的影响,两台电机的机械特性存在一定偏差;在实际运461电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀行中,电机的各个参数可能随工作点和环境的变化而改变㊂以上问题均会导致系统中两台电机输出功率分配不均等㊂为消除上述问题对双电机系统运行带来的影响,提高系统的同步精度和实现输出功率均衡,需对引起系统功率不平衡的原因进行详细分析,从而设计出符合系统特性的双电机控制策略㊂2.1㊀刚性联接双电机系统的机械特性为方便分析刚性联接双电机系统因电机机械特性差异导致的输出功率不均衡,选取感应电机机械特性曲线近似为直线的部分,如图3所示㊂图中,T Lm 为系统总负载转矩,T L1为电机1负载转矩,T L2为电机2负载转矩,三者之间的关系为T Lm =T L1+T L2;T Lm /2为牵引系统的一半负载,n s 为牵引系统转速㊂图3㊀双电机系统特性曲线Fig.3㊀Characteristic curve of dual-motor system根据图3分析可知,两台电机的机械特性曲线斜率为k 1=n 1-n s T L1;k 2=n 1-n s T L2㊂üþýïïïï(6)式中k 1和k 2分别为电机1和电机2的机械特性曲线斜率㊂则系统中两台电机的机械特性曲线方程分别为:T e1=n 1-n s k 1;T e2=n 1-n s k 2㊂üþýïïïï(7)结合图3和式(7)分析可得双电机系统机械特性方程为T em =T e1+T e2=k 1+k 2k 1k 2n 1-k 1+k 2k 1k 2n s ㊂(8)式中T em 为系统输出转矩㊂当系统输出的实际转矩为T Lm 时,由式(8)变形可得系统输出转速为n s =n 1-k 1k 2k 1+k 2T Lm㊂(9)将式(9)代入式(7),系统各电机输出转矩与系统总输出转矩关系分别为:T e1=1k 1(n 1-n s )=k 2k 1+k 2T Lm ;T e2=1k 2(n 1-n s )=k 1k 1+k 2T Lm ㊂üþýïïïï(10)由于机械特性曲线的不同(k 1ʂk 2),导致刚性联接的双电机系统在驱动总负载T Lm 时,两台电机的实际输出功率不能平分总负载,使系统在实际运行过程中,两台电机的输出功率不均衡㊂2.2㊀刚性联接双电机系统中电机参数摄动双电机系统长期工作后电机温度极易升高,从而导致感应电机的转子电阻增加㊂当电压一定时不同转子电阻的机械特性曲线如图4所示㊂图中,四条曲线分别代表不同电机转子电阻R r 的电机机械特性曲线(R r4>R r3>R r2>R r1)㊂T max 为电机的最大转矩,T d 为电机的堵转转矩㊂从图中可以看出,电机的最大转矩T max 与转子电阻无关;机械特性曲线上的转矩变化量与转速变化量的比值会因转子电阻的增大而变小,增大了转矩变化对转速的影响,导致电机运行的稳态性能变差㊂此外,电机转子电阻越大,电机的转矩越小,电机的运行效率将大大降低㊂当电机转子电阻继续增大(大于R r3和R r4),堵转转矩T d 将随转子电阻增加而减小,而电机的时间常数也会随之增大,最终导致电机的快速性变差㊂图4㊀感应电机的不同转子电阻机械特性曲线Fig.4㊀Mechanical characteristic curves of different ro-tor resistances of induction motors前面分析了不同转子电阻对单电机性能的影响,在双电机系统中两台电机会因制造导致的机械特性差异和系统负载的频繁无规律变化,在运行过程中的温度上升速率不同,使两台电机的转子电阻561第2期贺虎成等:刚性联接双电机系统功率平衡控制策略增加值不同,最终导致两台电机的转子电阻值差别较大㊂如图4中的R r3和R r4曲线所示,系统中两台电机因转子电阻的差异,表现出不同的机械特性,当这样特性的两台电机在系统中以同一转速n s 工作时,导致两台电机的输出转矩分配不均衡㊂3㊀刚性联接双电机系统控制策略设计3.1㊀耦合同步控制方法转矩交叉耦合通过引入差矩反馈补偿环节,增加了系统电机之间的耦合度[27]㊂系统中一台电机受扰后,系统迅速将误差分配于两台电机,两台电机同时对此扰动进行调节,弥补了主从控制系统中另一台电机对其不进行调节的缺陷,提高了系统的同步性能,因此,本文采用交叉耦合控制作为刚性联接双电机系统同步控制方法㊂其控制方法框图如图5所示㊂图5㊀传统转矩交叉耦合控制方法框图Fig.5㊀Block diagram of traditional torque cross-cou-pling control method当系统受到扰动过大时,仅改进同步控制策略不能满足对转矩均衡精度要求较高的场合,同步控制策略只能在一定范围内调节系统转矩保持均衡,使两台电机之间的耦合度增强,不能在根本上解决因传统电机控制算法造成的抗干扰与动态性能缺陷,而单电机控制性能的提高是保证双电机功率平衡的前提和基础,因此本文在转矩交叉耦合的基础上改进传统电机控制算法,其同步控制方法框图如图6所示㊂3.2㊀转矩反馈补偿系数选取图6中的转矩同步控制器为系统引入了差矩反馈补偿环节,将两台电机的实际反馈转矩T e1和T e2作差,分别选取合适的转矩反馈补偿系数K C1和K C2,T e i 与K C i 相乘后得到补偿转矩T C1和T C2,并反馈补偿转矩到每个电机转矩控制器的输入端,完成差矩反馈补偿㊂转矩同步控制器的设计为T C i =(-1)i K C i (T e1-T e2)㊂(11)式中:K C i 为常数;i 为电机标号,i =1,2㊂K C i 取值不同,会在一定程度上影响系统输出转矩分配控制性能,因此,需对K C i 取值进行分析研究㊂文献[24]分析可知,K C 的取值应在大于-1.005的范围内根据系统的不同合理取值,以达到同步性能的最优控制㊂以下对K C 的取值分三种情况进行分析㊂图6㊀ADRC-MPCC 转矩交叉耦合同步控制方法框图Fig.6㊀Block diagram of ADRC-MPCC torque cross-coupling synchronous control method当K C2=K C1=0时,转矩同步控制器输出的补偿转矩T C i 为0,此时,系统中两台电机之间没有耦合关系,其结构与非耦合同步控制系统相同,不符合交叉耦合同步控制系统的性能需求㊂当-1.005<K C2=K C1<0时,转矩同步控制器输出的T C i 减小了两台电机之间的耦合度,导致系统的转矩分配偏差进一步增大㊂因此,该取值范围不符合同步控制性能需求㊂当K C =K C2=K C1>0时,由式(11)可知,该范围内K C 的取值均符合转矩同步控制的性能需求㊂但不同的取值会影响两台电机之间的耦合程度,导致系统产生不同的控制性能㊂因此,需对该范围内的取值进行性能分析,选取合适的K C 值,图7为相同条件下,选取不同K C 值时系统的输出性能比较结果㊂图7㊀转矩反馈补偿系数取值对系统性能影响Fig.7㊀Influence of torque feedback compensation coef-ficient on system performance661电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀从图7中可以看出,当0<K C <1时,系统转速性能可以准确跟踪给定转速,但输出转矩差较大;当1<K C <2时,系统输出转矩差明显变小,但系统的转速控制性能严重失衡㊂因此,本文选取转速稳定且转矩差较小的K C =1作为转矩反馈补偿系数㊂3.3㊀电机控制算法设计图6中的控制环引入了本文提出的电机控制算法,以改善传统PI 控制算法下电机控制精度不高的缺点,从而保证双电机同步性能㊂根据式(4)和式(5)中的转速环㊁磁链环和转矩环的数学模型设计相应的控制算法㊂3.3.1㊀电机外环控制器设计通过对式(4)进行变化可以得到ω㊃rm =b 1T ∗em +f (ω^rm )+d (t )㊂(12)式中:b 1为系统转速环控制增益,b 1=n p /J m ;T ∗em 为电磁转矩给定值;f (ω^rm )为系统总扰动的已知部分;f (ω^rm )=-(n p /J m )B m ωrm ;d (t )为系统扰动,d (t )=-(n p /J m )T Lm ㊂刚性联接双电机系统在实际运行过程中,其转动惯量J m 与负载转矩T Lm 会因工况的变化而变化㊂为了简化计算,使用电机的初始转动惯量J ∗m代替实际的转动惯量J m ,将变化部分(J m -J ∗m)归入系统扰动d (t )㊂并将电磁转矩T em 的变化部分(T em -T ∗em )归入系统扰动㊂则式(12)中的b 1和d (t )可以分别被改写为:b 1=n p /J ∗m ,d (t )=(n p (T em -T ∗em ))/(J m -J ∗m)-(n p /J m )T Lm ㊂因此,将d (t )视为系统总扰动,并使用ESO 和NLSEF 进行实时的估计和补偿㊂速度外环ADRC 控制器的三部分如图8所示,分别为二阶非线性ESO,一阶TD 和NLSEF㊂图8㊀转速环ADRC 控制器框图Fig.8㊀Block diagram of speed loop ADRC controller根据式(12),系统转速环的离散ESO 方程构造如下:ω^rm (k +1)=ω^rm (k )+T s (z 1(k )-β01fal (ε(k ),α,δ)+f (ω∗rm (k ))+b 4T ∗em (k ));z 1(k +1)=z 1(k )-T s β02fal (ε(k ),α,δ)㊂üþýïïïïï(13)式中:ε(k )为系统转速估计与转速反馈之间的差值;ωrm (k )为系统转速反馈值;ω^rm (k )为ωrm (k )的ESO 估计值;ω^rm (k +1)为k +1时刻ωrm (k )的估计值;z 1(k )为系统扰动估计值;T s 为采样周期㊂速度环中TD 过渡过程的离散方程表示为:ω∗rm (k +1)=ω∗rm (k )+T s ω㊃∗rm (k );ω㊃∗rm (k +1)=ω㊃∗rm (k )+T s fhan[ω∗rm(k )-ωrmef (k ),ω∗rm (k ),r ,h ]㊂üþýïïïï(14)式中:ωrmef (k )为系统的给定转速;ω∗rm (k )为过渡过程的跟踪转速;ω㊃∗rm (k )为ω∗r (k )的微分值;ω∗rm (k +1)为k +1时刻跟踪转速;ω㊃∗rm (k +1)为k +1时刻ω∗r (k )的微分值㊂根据TD 输出与ESO 输出之间的差值,采用NLSEF 对扰动进行补偿并输出系统转速环ADRC 的控制信号T ∗em ㊂构造离散NLSEF 方程为:u 0(k )=β1fal (e (k ),α,σ);T ∗em =u 0(k )-[z 1(k )+f (ω^∗rm (k ))]/b 4㊂}(15)式中:u 0(k )为NLSEF 的输出信号;ω^∗rm (k )为TD 输出的跟踪转速㊂磁链环㊁转矩环的ESO㊁TD 和NLSEF 设计与转速环类似,详细过程不再赘述㊂3.3.2㊀电机内环控制器设计传统FCS-MPCC 需要进行8次预测电流计算和8次目标函数计算,过程复杂且耗时较长,为了解决上述问题,本文采用简化FCS-MPCC 控制算法[28],该方法省略了对预测电流的8次计算,采用所需的参考电压u ∗(k ),即需求电压u ∗(k ) 进行预测过程,其控制原理框图如图9所示㊂感应电机调速系统的控制周期远小于电机的机电时间常数,因此,ωr 在每个控制周期内被认为是恒定的㊂为了估计下一时刻(k +1)的电流,将前向欧拉算法应用于全阶状态模型的电流状态方程,结合761第2期贺虎成等:刚性联接双电机系统功率平衡控制策略公式(5)可以得到电流状态方程的离散表达式为:i sm (k +1)=T s a 11ψr (k )+(T s a 12+1)i sm (k )+T s a 13i st (k )+T s a 14u sm (k );i st (k +1)=T s a 21ωr ψr (k )+(T s a 22+1)i st (k )+T s a 23i sm (k )+T s a 24u st (k )㊂üþýïïïïï(16)式中:a 11=L m /(σL s L r T r );a 12=-(R s L 2r +R r L 2m )/(σL s L 2r );a 13=ωe ;a 14=1/σL s ;a 21=-L m /(σL s L r );a 22=a 12;a 23=-a 13;a 24=a 14㊂ψr (k )为k 时刻的转子磁链;i sm (k +1)和i st (k +1)分别为k +1时刻的电流预测值;i sm (k )和i st (k )分别为k 时刻的电流反馈值;u sm (k )和u st (k )分别为k 时刻的定子电压㊂图9㊀简化FCS-MPCC 控制算法框图Fig.9㊀Block diagram of simplified FCS-MPCC将预测电流方程改写为式(17)的电压方程形式,以计算k 时刻的参考电压u ∗sm (k )和u ∗st (k )为u ∗sm (k )=[i ∗sm (k +1)-(T s a 11ψr (k )-(T s a 12+1)i sm (k )-T s a 13i st (k ))]/T s a 14;u ∗st (k )=[i ∗st (k +1)-(T s a 21ωr ψr (k )-(T s a 22+1)i st (k )-T s a 23i sm (k ))]/T s a 24㊂üþýïïïïï(17)如果在k 时刻作用于逆变器上的某个电压矢量u sm,n (k )和u st,n (k )与使用式(17)得到的参考电压u ∗sm (k )和u ∗st (k )相同,则k +1时刻的预测电流i (k +1)可以精确跟踪电流给定i ∗(k +1)㊂目标函数用于选出两电平电压源逆变器结构下的电压矢量(u 0~u 7)中满足控制要求的一个最优电压矢量,即J n = u ∗sm (k )-u sm,n (k ) 2+u ∗st (k )-u st,n (k ) 2;(18)Switch (k ):min{J n }㊂(19)式(18)和式(19)确定了最优开关状态[S a ,S b ,S c ],通过确定某一个电压向量u (k )最接近需求电压u ∗(k ) ,并将其应用于k 时刻的逆变器㊂简化MPCC 的数学表达式可表示为:u ∗sm (k )=[i ∗sm (k +1)-(T s a 11ψr (k )-(T s a 12+1)i sm (k )-T s a 13i st (k ))]/T s a 14;u ∗st (k )=[i ∗st (k +1)-(T s a 21ωr ψr (k )-(T s a 22+1)i st (k )-T s a 23i sm (k ))]/T s a 24;J n = u ∗sm (k )-u sm,n (k ) 2+ u ∗st (k )-u st,n (k ) 2;Switch (k ):min {J n }n =0,1, ,7㊂üþýïïïïïïïïï(20)综上可以得到ADRC-MPCC 控制算法的原理框图如图10所示㊂其中:ωref 为感应电机调速系统给定转速;ψref 为给定磁链;T ∗e 为转矩给定值;i ∗sm 和i ∗st为电流给定值㊂该系统包括基于一阶ADRC 的速度外环㊁磁链外环和转矩环,以及基于模型预测控制的mt 轴电流内环㊂在转速外环中,将反馈测量的ωr 与给定转速ωref 进行比较,使用SADRC 控制器获得给定转矩T ∗e ;在转矩环中,将计算出的T e 与T ∗e 进行比较,使用TADRC 控制器获得给定电流i ∗st ;在磁链外环中,将计算出的ψr 与给定磁链ψref 进行比较,使用ψADRC 控制器获得给定电流i ∗sm ㊂将得到的参考电流i ∗sm 和i ∗st 送入内环的MPCC 控制器,选择逆变器所需的最优开关状态㊂图10㊀ADRC-MPCC 控制算法原理框图Fig.10㊀Block diagram of ADRC-MPCC controlalgorithm4㊀仿真分析为了验证刚性联接双电机系统控制策略的有效性及系统在不同工作环境下的运行性能,在MAT-LAB /Simulink 进行了仿真研究,仿真电机具体参数列于表1中㊂861电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀表1㊀仿真电机参数Table 1㊀Simulation motor parameters㊀㊀㊀参数数值额定功率P N /kW 37.3额定电压U N /V 380额定转速n N /(r /min)1146额定频率f N /Hz 50极对数p n2定/转子电阻R s /R r /Ω0.087/0.228互感L m /mH 34.7定/转子电L s /L r /mH35.3/35.5图11为刚性联接双电机系统在相同仿真条件下的PI 交叉耦合系统和ADRC-MPCC 交叉耦合系统启动性能的仿真结果㊂图中第一㊁第二和第三通道分别为系统的转速㊁转矩和转矩差仿真波形㊂图11㊀启动性能仿真结果Fig.11㊀Start-up performance simulation results仿真中给定转速为额定转速1146r /min;系统负载为200N㊃m,ʃ1%模拟负载波动㊂系统刚开始启动时,电机转子电阻只存在因制造原因产生的误差,因此,设置系统中电机1转子电阻为理想转子电阻的95%,电机2转子电阻为理想转子电阻的1.05倍㊂从图中可以看出,系统带载启动阶段,PI 交叉耦合系统转速有一定量的超调,ADRC-MPCC 交叉耦合系统启动无超调㊂在稳态阶段,PI 交叉耦合系统的转速相比于ADRC-MPCC 交叉耦合系统有较大波动㊂PI 交叉耦合系统运行过程中转矩波动较大,约为45N㊃m,ADRC-MPCC 交叉耦合系统较小,约为15N㊃m㊂PI 交叉耦合系统在启动超调阶段,两台电机的转矩差有所变化,PI 交叉耦合系统抖动较大,ADRC-MPCC 交叉耦合系统无抖动㊂在稳定运行阶段,PI 和ADRC-MPCC 交叉耦合系统系统的转矩差分别为25N㊃m 和10N㊃m㊂仿真结果表明,ADRC-MPCC 交叉耦合系统能有效解决系统启动超调和两台电机转矩不均衡问题㊂图12为刚性联接双电机系统在稳态条件下的PI 交叉耦合系统和ADRC-MPCC 交叉耦合系统稳态性能的仿真结果㊂仿真中给定转速为额定转速1146r /min;系统负载为300N㊃m,ʃ5%模拟负载波动㊂此时系统已运行较长时间,机体温度上升,导致电机参数发生改变㊂两台电机的机械特性不同,转子电阻变化幅度不同㊂因此,设置电机1转子电阻为理想转子电阻的1.2倍,电机2转子电阻为理想转子电阻的1.5倍㊂从图中可以看出,当系统稳态长期运行转子电阻变化较大时,PI 交叉耦合系统的转速性能严重失衡,转速跌至980r /min,已经不能精确跟踪给定转速,ADRC-MPCC 交叉耦合系统的转速依旧可以保持跟踪给定转速㊂PI 交叉耦合系统电机2的带载能力大幅下降,两台电机之间输出功率已经完全失衡,ADRC-MPCC 交叉耦合系统中两台电机之间的输出功率近似均衡,未出现较大偏差㊂PI 交叉耦合系统的两台电机转矩差较大且出现严重波动,转矩差为110N㊃m 且波动大于30%㊂ADRC-MPCC 交叉耦合系统的转矩差并未随转子电阻的恶化而变化㊂仿真结果表明,ADRC-MPCC 交叉耦合系统可961第2期贺虎成等:刚性联接双电机系统功率平衡控制策略。

双电机硬轴传动变频调速及其功率平衡控制的开题报告

双电机硬轴传动变频调速及其功率平衡控制的开题报告
1. 研究背景及意义
双电机硬轴传动变频调速技术应用广泛，其中控制系统的稳定性和功率平衡控制是关键技术。

本研究旨在探究如何实现双电机硬轴传动变频调速及其功率平衡控制，
提高设备控制的稳定性和效率，同时降低能源消耗和环境污染。

2. 研究内容及方法
（1）双电机硬轴传动系统建模
根据双电机硬轴传动系统的结构和特点，建立数学模型，并进行分析，研究其传动过程和运动状态。

（2）变频调速控制系统设计
设计双电机硬轴传动系统的变频调速控制系统，采用开环控制和闭环控制相结合的方式，使系统能够根据实际情况快速响应，达到最佳运行状态。

（3）功率平衡控制
通过实时监测双电机功率输出及其变化趋势，计算出双电机的输出功率不平衡度，通过对电机的控制优化控制电机的输出功率达到平衡。

（4）系统实验和分析
建立实验平台，对双电机硬轴传动系统进行实验，并对实验结果进行分析，评估系统控制性能。

3. 研究预期结果
实现双电机硬轴传动变频调速及其功率平衡控制，提高系统控制的稳定性和效率，降低能源消耗和环境污染。

4. 研究贡献及应用
该研究成果为工业生产设备控制提供了一种新的思路和方法，实现了双电机硬轴传动变频调速及其功率平衡控制，为相关产业的发展和提高设备控制的效率，减少能
源消耗和环境污染做出了重要贡献。

基于PLC 的多机驱动功率平衡研究

1引言随着自动化产业的持续发展，气力输送系统由于结构简单，在钢厂、电力行业领域得到了广泛应用，但由于动力消耗相对大，对运量大并且需要长距离输送的物料有一定的限制，逐步被带式输送机所代替，研究开发具有可变频启动、可变频调速、具有集中统一控制功能的带式输送机刻不容缓。

在采用变频器控制电机驱动的同时，保持功率平衡是系统长期稳定运行的必要条件。

对于不同的负载，每台变频器将分别根据其自行估算的转速补偿其滑差，以实现无偏差地达到给定转速。

但在实际运行过程中，由于每台电机和传动机构的不同造成的误差会导致出现某台电动机出力大，某台电动机出力小的情况，在比较极端的情况下，会出现部分电机处于电动运行模式，另一部分电机处于发电运行模式，使系统不能稳定运行，甚至短时间内就会对设备造成损害。

因此，类似这样的常规传动模式并不能满足系统的实际工作要求，在实际运行过程中，系统还要求各传动点电动机功率尽可能保持平衡。

2现场设备配置2.1变频器的选择多机驱动控制系统中，低速验带和大力矩重载启动必须通过有速度传感器的速度闭环来控制，否则就会出现低速脉动转矩，使皮带出现振颤现象，无法进行低速验带工作，也会降低启动力矩。

施耐德公司的“无速度传感器矢量控制技术”不仅解决低速验带和重载启动问题，又可使系统更简化，减少故障点，提高可靠性，使整个系统故障停运时间大大减少。

所以选择变频器时，可选择具有“无速度传感器矢量控制技术”的施耐德ATV320变频器。

2.2电机的选择每一组电机内部力矩平衡是多电机驱动要解决的最主要问题，负载变化、电机参数及皮带松紧等因素，都会对电机的速度和出力产生扰动性影响。

为了使系统稳定工作，几台电机必须保持一致的速度，同时，尽可能保持均匀的出力，异步电动机具有结构简单、运行可靠、价格低廉、维护方便等一系列优点，并且在调速性能方面完全可与直流电动机相媲美。

因此，可采用性价比更高的异步电机。

3系统控制原理本系统利用PLC实时调节变频器输入频率达到功率平基于PLC的多机驱动功率平衡研究Research on the Power Balance of Multi-Motor Driving Based on PLC陈晓川（福建龙净环保股份有限公司，福建龙岩364000）CHEN Xiao-chuan(Fujian Longking Co.,Ltd.,Longyan364000,China)【摘要】自PLC自动控制技术得到运用以来，不仅解放了劳动力，而且提高了生产效率。

矢量控制技术在电气工程中的电力系统功率平衡优化

矢量控制技术在电气工程中的电力系统功率平衡优化电力系统功率平衡优化是电气工程中一个重要的问题，它涉及到电力系统的稳定运行和能源的有效利用。

矢量控制技术是一种在电气工程中被广泛应用的控制策略，可以通过调节电力系统中的各个元件的工作状态，实现电力系统的功率平衡优化。

本文将从矢量控制技术的原理和在电力系统中的应用两个方面，来详细探讨矢量控制技术在电气工程中的电力系统功率平衡优化。

一、矢量控制技术的原理矢量控制技术是一种基于矢量计算和矢量运算的控制策略。

它通过对电力系统中的各个元件进行矢量计算和矢量运算，来实现对电力系统的精确控制。

其中，矢量计算主要是对电流和电压进行矢量分解和合成，而矢量运算则是通过对矢量进行加减和乘除等运算，来实现对电力系统功率平衡的优化调节。

二、矢量控制技术在电力系统中的应用2.1 发电机控制在电力系统中，发电机是电力的核心供应源。

通过运用矢量控制技术，可以对发电机的电流和电压进行精确控制，进而实现对发电机的有功和无功功率的平衡调节。

例如，在风力发电系统中，通过对风机叶片的矢量控制，可以实现对风机的转速、扭矩和功率因数等参数的优化调节，从而提高风力发电系统的整体效率和稳定性。

2.2 输电线路控制输电线路是电力系统中能量传输的通道，它承载着大量的有功和无功功率。

通过矢量控制技术，可以实现对输电线路的功率平衡控制，从而提高输电线路的传输效率和降低能量损耗。

例如，在高压直流输电系统中，通过对输电线路两端的换流阀进行矢量控制，可以实现对输电线路的电压和电流的精确控制，进而实现对输电功率的优化调节。

2.3 负荷管理电力系统的负荷管理是电力系统中的一个关键问题，它涉及到对电力系统负荷的合理调度和优化控制。

通过运用矢量控制技术，可以对电力系统中的负荷进行精确的控制，从而实现对负荷功率的平衡优化。

例如，在智能电网中，通过对用户侧的电力负荷进行矢量控制，可以实现对电力系统负荷的动态调度，从而提高电力系统的运行效率和供电质量。

一种基于矢量控制的永磁同步电机控制器[实用新型专利]

专利名称：一种基于矢量控制的永磁同步电机控制器专利类型：实用新型专利
发明人：黄福良,徐悦婷,张行峰
申请号：CN201520938356.X
申请日：20151123
公开号：CN205212742U
公开日：
20160504
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本实用新型涉及一种基于矢量控制的永磁同步电机控制器，结合智能功率驱动模块，引入强弱电隔离技术构建控制器硬件结构，实现了产品的全数字化、智能化和小型化特点，而且所设计永磁同步电机控制器集成了温度检测、电压检测、电流检测、缺相保护、过载保护和功率故障检测结构，有效提高了实际应用中安全可靠性及工作效率，具有控制精度高优点。

申请人：南京金龙新能源汽车研究院有限公司
地址：211200 江苏省南京市溧水区经济开发区柘塘滨淮大道369号
国籍：CN
代理机构：江苏圣典律师事务所
代理人：贺翔
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矢量控制对电机的机械振动和负载冲击的抑制效果

矢量控制对电机的机械振动和负载冲击的抑制效果随着科技的发展，电机在许多领域中都得到了广泛应用。

然而，电机运行过程中常常伴随着机械振动和负载冲击的问题，这不仅会降低电机的效率，还可能导致设备损坏和运行不稳定。

为了有效解决这些问题，矢量控制技术应运而生。

本文将探讨矢量控制对电机的机械振动和负载冲击的抑制效果，并分析其优势和应用前景。

1. 矢量控制的基本原理矢量控制是一种基于数学模型的电机控制技术，它通过测量和计算电机的磁场、电流和速度等参数，并运用复数形式的矢量来描述电机的运行状态和特性。

通过对电机的磁场矢量和电流矢量进行控制，可以实现对电机的精确调节和控制，从而抑制机械振动和负载冲击。

2. 矢量控制对机械振动的抑制效果2.1 降低电机的机械振动矢量控制技术可以精确地控制电机的转矩和速度，从而在电机运行过程中降低机械振动的产生。

传统的PWM控制方式容易引起电机的共振现象，而矢量控制技术可以通过调节电机的电流和磁场矢量，降低电机的振动频率，有效缓解共振问题，提高电机的稳定性和运行质量。

2.2 减少设备的磨损和损坏机械振动不仅会对电机本身造成损坏，还会对设备整体造成磨损和损坏。

矢量控制技术可以在电机启动和停止过程中实现平滑过渡，避免因突然施加或中断电流引起的冲击，从而减少设备的磨损和损坏，延长设备的使用寿命。

3. 矢量控制对负载冲击的抑制效果3.1 实现负载的精确控制负载冲击常常发生在电机启动和停止的瞬间，由于电源电压的突变导致电机的过电流和过负荷运行，从而给设备和系统带来负载冲击。

矢量控制技术可以通过调节电机的速度、转矩和电流等参数，实现对负载的精确控制，避免过电流和过负荷的情况发生，减少负载冲击对设备的影响。

3.2 提高负载的稳定性负载冲击会导致负载的不稳定性，影响设备的正常运行和工作效率。

矢量控制技术可以通过动态调节电流和速度等参数，实时控制电机的负载，使负载保持在设定范围内，提高负载的稳定性和工作效率。

矢量控制对电机的负载能力和响应速度的提升

矢量控制对电机的负载能力和响应速度的提升电机是现代工业中不可或缺的动力设备，而矢量控制技术则是电机控制领域的一项重要技术，能够有效地提升电机的负载能力和响应速度。

本文将着重介绍矢量控制技术的原理及其在电机控制中的应用，以及其对负载能力和响应速度的提升效果。

一、矢量控制技术的原理矢量控制技术是通过对电机绕组中的电流进行独立控制，实现电机转矩和转速的精确控制。

它基于电机数学模型，利用电流和磁通的矢量关系来控制电机运行状态。

其主要原理包括磁场定向控制和转矩控制两个方面。

1. 磁场定向控制矢量控制技术通过对电机定子绕组施加旋转磁场，实现电机磁场的定向控制。

通过控制定子绕组中的电流矢量方向和大小，可以精确地调节电机转子的磁通方向，从而实现电机转矩的精确控制。

2. 转矩控制矢量控制技术通过对电机转子磁链的控制，实现电机转矩的精确控制。

通过对转子磁链的控制，可以精确地调节电机的输出转矩大小，从而实现对电机运行状态的精确控制。

二、矢量控制技术在电机控制中的应用1. 速度调节控制矢量控制技术可以实现对电机转速的精确调节。

通过对电机转子磁链和电流的矢量控制，可以实现对电机转速的精确调节，使电机能够在不同负载下保持稳定的转速。

这对于某些需要较高转速控制精度的应用来说，极为重要。

2. 转矩控制矢量控制技术能够实现对电机输出转矩的精确控制。

通过对电机转子磁链和定子电流的矢量控制，可以实现对电机输出转矩大小的精确控制，使电机能够在不同负载下保持稳定的转矩输出。

这对于某些需要较高转矩控制精度的应用来说，具有重要意义。

3. 转子位置检测矢量控制技术可以实现对电机转子位置的高精度检测。

通过对电机转子位置的高精度检测，可以实现对电机的精确定位控制，提高电机的定位精度和稳定性。

这在某些需要高精度定位控制的应用中尤为重要。

三、矢量控制技术对负载能力和响应速度的提升效果矢量控制技术的应用可以显著提升电机的负载能力和响应速度。

具体表现在以下几个方面：1. 提升转矩输出能力矢量控制技术通过精确控制电机的磁链和电流矢量，能够实现对电机转矩的精确控制。

采煤机牵引系统双电机功率平衡控制策略

第40卷第1期2023年1月控制理论与应用Control Theory&ApplicationsV ol.40No.1Jan.2023采煤机牵引系统双电机功率平衡控制策略贺虎成,汪沁†,张晨阳,刘博涛,桂浩亚(西安科技大学电气与控制工程学院,陕西西安710054)摘要:随着采煤机装机功率和开采能力的提升,牵引系统控制效果及动态性能已成为影响采煤机工作稳定性的重要因素.目前,采煤机电牵引系统双电机控制策略多采用传统的主从控制,其同步性能存在滞后问题,容易导致牵引电机偏载.此外,系统在控制算法方面多采用传统PI控制,对于容易发生参数摄动及负载变化频繁的牵引系统而言,传统PI控制的控制性能不佳.为提高采煤机牵引系统驱动性能并实现牵引电机功率平衡,根据采煤机牵引系统结构,本文提出了一种基于自抗扰控制的转速主从、转矩交叉耦合控制的双电机控制策略,并对控制策略进行了仿真分析和实验研究.结果表明,本文所提出控制策略实现了牵引系统功率平衡并提升了系统的控制性能.关键词:采煤机牵引系统;双电机系统;功率平衡;自抗扰控制;交叉耦合;同步技术引用格式:贺虎成,汪沁,张晨阳,等.采煤机牵引系统双电机功率平衡控制策略.控制理论与应用,2023,40(1): 121–131DOI:10.7641/CTA.2022.11122Dual motor power balance control strategy for shearer traction systemHE Hu-cheng,WANG Qin†,ZHANG Chen-yang,LIU Bo-tao,GUI Hao-ya (School of Electrical and Control Engineering,Xi’an University of Science and Technology,Xi’an Shaanxi710054,China) Abstract:With the rapid development of the installed power and mining capacity,the control effect and dynamic per-formance of the traction system have seriously inﬂuenced the working stability of the shearer.Although the traditional master-slave control is widely applied in the dual-motor traction control of the shearer,it has caused the lagging of synchro-nization performance and can lead to unbalanced state of the traction system.Besides,for traction systems of the shearer which parameters are subject to perturb and load is easily to disturb,PI(proportional-integral)control may not achieve desired performance due to the structural limitation of PI controllers.To enhance the performance of traction system of the shearer and achieve the power balance of the traction dual-motor,according to the structure of traction system,a novel dual-motor control strategy based on active disturbance rejection control is proposed in this paper,which speed control adopt master-slave mode and torque control use cross-coupling model.The proposed control strategy and the traditional PI control are compared and veriﬁed by simulation and experiment.The results of simulation and experiment demonstrate that the proposed control strategy has realized the power balance of the traction motors and improved the control performance of the system.Key words:shearer traction unit;dual-motor system;power balance;active disturbance rejection control;cross cou-pling;synchronization techniquesCitation:HE Hucheng,WANG Qin,ZHANG Chenyang,et al.Dual motor power balance control strategy for shearer traction system.Control Theory&Applications,2023,40(1):121–1311引言采煤机作为煤矿生产中最重要的设备之一,其发展不仅影响煤炭的生产和开采效率,而且决定煤矿产业的安全和未来发展.牵引系统是负责驱动采煤机行走的重要机构,其动力一般由两台大功率异步电机提供[1–3].采煤工作面工况及煤层品质多变,会导致牵引系统负载剧烈振荡等问题;由于制造工艺不同,即便采用同型号电机也很难保证参数完全一致;井下空间狭小,散热条件差,难免会引起牵引电机发热运行,导致电机机械特性发生变化.这些原因均会造成牵引系统负载分配失衡,进而引发电机欠载或过载.欠载电机甚至会成为另一台电机的负载,致使两机功率差值更大,严重可能导致电机烧毁,整机运行效率及可靠性得不到保障,影响采煤机安全运行[4–6].收稿日期:2021−11−16;录用日期:2022−04−21.†通信作者.E-mail:*****************;Tel.:+86181****4350.本文责任编委:赵千川.陕西省自然科学基础研究计划–陕煤联合基金项目(2019JLM–51)资助.Supported by the Natural Science Basic Research Program of Shaanxi-Shanmei Joint Fund(2019JLM–51).122控制理论与应用第40卷牵引系统中,电机与轨道之间通过多级齿轮组实现传动,类似于双电机刚性联接系统.目前已有很多学者对于双、多电机系统进行了大量研究.文献[7]介绍了目前多电机的主流控制策略,包括并行控制、主从控制、交叉耦合控制.文献[8]解决了正常情况下双永磁同步电机刚性齿轮传动的功率平衡问题,但未研究电机参数摄动造成功率失衡的问题.文献[9]中Chen 等人提出了二阶滑模双永磁同步电机同步控制策略,实现了系统的速度同步.文献[10]对文献[9]的策略进行了改进,控制效果更好,但同样基于永磁同步电机展开研究.文献[11–12]研究了弹性连接的双电机系统因电机机械特性及负载随机变化而造成的功率失衡问题,但该方法不适用于刚性传动系统.目前,在控制算法方面,牵引系统多采用传统PI 控制方式,无法解决参数摄动带来的影响.自抗扰控制技术[13–14]是韩京清教授提出的一种新型控制方法,其核心思想是利用扩张状态观测器(extended state observer,ESO)观测和补偿系统的内外干扰,以克服系统因内部参数和外部环境变化带来的影响.文献[15–16]将该技术应用于异步电机矢量控制系统,在一定程度上解决了参数造成的影响.文献[17]将该技术应用于三电机速度同步控制系统中并获得了优秀的控制效果,但未详细讨论电机的功率平衡问题.文献[18]提出了一种基于二阶自抗扰控制器的三电机同步系统控制方案,一定程度上提高了系统的抗干扰能力,但该方案主要用于解决电机之间张力耦合引起的问题.文献[19]提出了一种自校正速度补偿器与改进型自抗扰控制器结合的新型控制策略,该方法改善了多电机协同控制系统的滞后、抗干扰能力弱等问题,但未在实验中验证可行性.鉴于此,本文提出了一种基于自抗扰控制的牵引系统双异步电机转矩交叉耦合控制策略,图1为采煤机牵引系统控制策略原理框图.针对参数摄动及负载扰动造成的功率失衡问题,从控制策略和控制算法两方面研究.首先基于交叉耦合控制思想设计了转矩同步控制器,将两电机转矩差乘以耦合同步系数K 再补偿到各台电机电流环,提高系统受负载或参数变化扰动后的同步性和系统快速恢复性.在此基础上设计了自抗扰速度、转矩、电流和磁链控制器.最后,对本文提出的控制策略结合实际工况进行了仿真和实验验证,结果证实了该控制策略的有效性.图1采煤机牵引系统控制策略原理框图Fig.1The principle block diagram of the control strategy of the shearer traction system由于两台电机的转速被强制同步,因此设计两电机共用一个转速环,速度采用主从控制[20].电机M1对应回路1,磁链和转速采用外环控制,电流采用内环控制.电机M2回路不设转速环,将M1转速环输出的给定转矩T ∗e 送给M2,再通过转矩调节器调节系统转矩在稳态输出时达到平衡.为使系统对转矩响应更加迅速,控制策略将交叉耦合控制思想[21]应用于转矩环,K 1、K 2为转矩的补偿系数.将两台电机的转矩差经转矩补偿系数K 1和K 2输入到两电机的转矩调节器,其中电机M1为负反馈,电机M2为正反馈.转矩补偿器可防止一台电机因故障而停机时,另一台电机单独承担系统的全部负载而过载运行,导致电机烧毁引起更大的损失.2牵引系统模型2.1牵引系统双电机数学模型建立牵引系统数学模型时,做如下假设:1)假设电机与连接齿轮之间的耦合轴较短;2)忽略旋转结构的弹性力矩;3)忽略齿轮传动中的齿隙及传输功率损耗.将齿轮与电机视为一个整体,则牵引电机通过销轮齿轮把驱动转矩传递给销轨齿轮,进而驱动负载运动,图2为牵引系统双电机驱动结构图[22],齿轮和负载的主要参数见表1.第1期贺虎成等:采煤机牵引系统双电机功率平衡控制策略123图2牵引系统双电机驱动结构Fig.2Double-motor drive structure of traction system表1齿轮和负载的主要参数Table1The main parameters of gear and load符号符号含义单位k g,k g1,k g2销轨,销轮齿轮刚度系数N/mB g,B g1,B g2销轨,销轮齿轮阻尼系数(N·s)/mT g,T L销轨齿轮转矩,总负载转矩N·mJ g负载转动惯量kg·m2T l1,T l2电机M1,M2负载转矩N·mr g,R g销轨,销轮齿轮半径mωg,ω1,ω2销轨,电机M1,M2转速r/minθ1,θ2,θg销轮1,销轮2,销轨齿轮位置rad由图中所示传动系统原理,根据功率守恒原理,推导出销轨和负载系统的运动方程为T g=B gωg+T L+J Ln pdωgd t.(1)结合式(1),根据齿轮间转矩传递关系和电机运动方程,可得牵引系统双电机驱动运动方程为J1n pdω1d t=T e1−T l1−B1ω1,J2n pdω2d t=T e2−T l2−B2ω2,J Ln pdωgd t=T g−T L−B gωg,T g=R gr g(T l1+T l2),(2)式中:T l1=K g1r g(r gθ1−R gθg)−B g1r g(r g˙θ1−R g˙θg), T l2=K g2r g(r gθ2−R gθg)−B g2r g(r g˙θ2−R g˙θg).刚性联接条件下,两台电机的转速强制相等,则两电机的角速度和销轨齿轮的角速度满足以下关系式:ω1=ω2=R gr gωg.(3)根据式(3),可得J1 n p dω1d t=T e1+T e2−B1ω1−B2ω2−J2n pdω2d t−r g R g (J Ln pdωgd t+T L+B gωg).(4)将上式改写为J1n pdω1d t=T e1+T e2−(B1+B2)ω1−J2n pdω1d t−r gR g(J Ln pr gR gdω1d t+T L+B gr gR gω1).(5)则刚性传动条件下牵引系统运动方程简化为dω1d t=[1g1(T e1+T e2)−g2g1ω1−r gg1R gT L]n p.(6)式中:g1=J1+J2+J Lr2gR2g,g2=B1+B2+B gr2gR2g.取销轮、销轨齿轮半径相同来简化系统,则g1=J1+J2+J L,g2=B1+B2+B g.(7)同时忽略阻尼系数,则式(6)可进一步简化为dω1d t=[1g1(T e1+T e2−T L)−g2g1ω1]n p.(8)转矩与功率的关系为{T e1=P1/ω1,T e2=P2/ω2,T L=P L/ωr=(P1+P2)/ωg.(9)据前文所述,ω1=ω2,又由于等效的销轮齿轮与销轨齿轮半径相同,则结合式(9)可得T L=T e1+T e2.(10)由上式可知,系统功率平衡问题即转化为电机转矩平衡问题.根据式(10)简化后的三相异步电机在d–q 坐标系下的动态数学模型[23]以及带转矩闭环的控制方式,得牵引系统的数学模型为˙ω1=[1g1(T e1+T e2−T L)−g2g1ω1]n p,˙ψrd1=L m1T r1i sd1−1T r1ψrd1,˙isd1=−k M11i sd1+k M12ψrd1+ω1i sq1+1σ1u sd1,˙isq1=−k M11i sq1−L m1σ1L r1ψrd1ωr1−ω1i sd1+1σ1u sq1,T e1=n p L m1L r1i sq1ψrd1,˙ψrd2=L m2T r2i sd2−1T r2ψrd2,˙isd2=−k M21i sd2+k M22ψrd2+ω1i sq2+1σ2u sd2,˙isq2=−k M21i sq2−L m2σ2L r2ψrd2ωr2−ω1i sd2+1σ2u sq2,T e2=n p L m2L r2i sq2ψrd2,(11)124控制理论与应用第40卷式中:k 1=(R s L 2r +R r L 2m )/(σL 2r ),k 3=(n 2p L m )/(JL r ),T r =L r /R r ,σ=L s −L 2m /L r .2.2牵引系统机械负载动力学模型由于牵引系统近似为刚性联接,根据牵引系统数学模型,忽略弹性力矩联接结构的数学方程可表述为d ωrd t =1g 1(T 1+T 2−T L ),(12)即T 1+T 2−T L =(J 1+J 2+J m )d ωrd t,(13)式中:T 1,T 2为两台电机输出转矩;T L 为负载转矩,单位N ·m;J m 为两台电机转动惯量;J 1,J 2为负载转动惯量,单位kg ·m 2;ωr 为系统旋转角速度,单位r/min.上式进行Laplace 变换,可得ωr (s )=T 1(s )+T 2(s )−T Ls (J 1+J 2+J m ).(14)3牵引系统自抗扰控制器设计3.1速度环设计考虑传动轴较短,忽略牵引系统电气传动中的扭转弹性转矩.由牵引系统数学模型得到速度环的数学方程为˙ωr =[1g 1(T e1+T e2−T L )−g 2g 1ωr ]n p ,(15)式中:T L 为总负载、g 1为转动惯量、g 2为阻尼系数,其值均随工况的不同而变化,形成未知扰动.根据自抗扰控制器的特点,将式(15)所示的速度环数学模型改写为˙ωr =n p g 1T ∗e −n pg 1(T L +g 2ωr ),(16)式中速度环的输出为电磁转矩给定值T ∗e .自抗扰速度控制器由扩张状态观测器、跟踪微分器(tracking differentiator,TD)和非线性状态误差反馈控制律(nonlinear states error feedback control laws,N-LSEF)组成.3.1.1跟踪微分器离散系统TD 的状态方程为{x 1(k +1)=x 1(k )+T x 2(k ),x 2(k +1)=x 2(k )+T u,(17)式中T 为采样时间.u =Fst(x 1(k )−v (k ),x 2(k ),r,h )=−{ra /d,|a | d,r sgn(a ),|a |>d,(18)式中:r 为跟踪因子,其值越大跟踪速度越快,但过大会导致超调量增大;h 为滤波参数,其值越大滤波效果越好,但过大会导致系统振荡.将式(18)代入状态方程,可得x 1(k +1)=x 1(k )+T x 2(k ),x 2(k +1)=x 2(k )+T Fst[x 1(k )−v (k ),x 2(k ),r,h ].(19)3.1.2扩张状态观测器基于原系统状态变量,(x 1,x 2)将外扰表现量作为新的未知变量扩展出新状态,(x 3)则原系统可转为如下线性系统˙x 1=x 2,˙x 2=x 3+bu,˙x 3=˙f (x 1,x 2,w (t ),t )=w 0(t ),y =x 1.(20)根据上式建立非线性扩张状态观测器为ε=z 1−y,˙z 1=z 2−β01ε,˙z 2=z 3−β02Fal(ε,1/2,δ)+bu,˙z 3=−β03Fal(ε,1/4,δ),(21)式中:δ为线性区间,误差小时可避免高增益引起的高频震颤;β01、β02正比于估计收敛速度,但取值过大会导致ESO 的输出振荡发散,同时产生高频噪声信号.取非线性组合函数Fal 为Fal(ε(t ),α,δ)={|ε(t )|αsgn(ε(k )),|ε(t )|>δ,ε(t )/δα−1,|ε(t )| δ,(22)式中:α∈(0,1),α越小,Fal 函数非线性越强.若式(21)中b 已知,则ESO 的输出可以跟踪系统的状态变量输入,并且具有较大的适应范围.则扩张状态观测器离散表达式可表示为ε(k )=z 1(k )−y (k ),z 1(k +1)=z 1(k )−T β01Fal(ε(k ),α,δ),z 2(k +1)=z 2(k )+T [z 3(k )−β02Fal(ε(k ),α,δ)+bu (k )],z 3(k +1)=z 3(k )−T β03Fal(ε(k ),α,δ).(23)3.1.3非线性误差反馈控制律根据TD 和ESO 的输出,将NLSEF 构造为e 1(k )=x 1(k )−z 1(k ),u 0(k )=β1Fal(e 1(k ),α1,δ1),u (k )=u 0(k )−z 2(k )/b,(24)式中:取0<α1<1,δ1=1,其与ESO 中的α和δ作用相似.β1越大系统响应速度越快,同样,若取值过大会导致系统振荡.图3所示为自抗扰速度控制器的结构框图.由牵引系统数学模型知,环路采用一阶自抗扰控制器即可满足要求,扩张状态观测器则采用二阶模型.式(16)中,w 0(t )=−n p /g 1(T L +g 2ωr )为扰动,ωr 为耦合项,该项可能是受到另一电机,负载或机械结第1期贺虎成等:采煤机牵引系统双电机功率平衡控制策略125构影响而产生.采用ESO 估计和补偿扰动[24],为减轻ESO 负担,将f 0(ˆωr (k ))=−g 2ωr n p /g 1视为控制对象的已知模型.仅估计未知模型,重新构造ESO 可得如下表达式:ε0(k )=ˆωr (k )−ωr (k ),ˆωr (k +1)=ˆωr (k )+T [z 0(k )−β01Fal(ε0(k ),α,δ)+f 0(ˆωr (k ))+b 0T ∗e (k )],z 0(k +1)=z 0(k )+β02Fal(ε0(k ),α,δ),(25)式中:b 0=n p /g 1,ωr 为实际转速,ˆωr 为ωr 跟踪值.经ESO 处理,实现输出z 0跟踪系统的未知扰动.设计相应跟踪微分器,速度环安排过渡过程的表达式为¯ωr (k +1)=¯ωr (k )+T x 02(k ),x 02(k +1)=x 02(k )+T Fst[¯ωr (k )−ω∗r (k ),x 02(k ),r,h ],(26)式中:ω∗r 为给定转速,¯ωr 为给定转速跟踪值.通过TD 的输出和ESO 的估计,可得系统状态变量误差.将误差输入NLSEF,将其输出与扩张状态观测器的补偿相加,得到被控对象的控制量.最后,将NL-SEF 重构并设计为e 0(k )=¯ωr (k )−ˆωr (k ),u 0(k )=β1Fal(e 0(k ),α1,δ1),T ∗e(k )=u 0(k )−[z 0(k )+f 0(ˆωr (k ))]/b 0.(27)图3ADRC 速度控制器结构框图Fig.3Structure block diagram of ADRC speed controller3.2转矩环设计转子磁场定向的同步旋转正交坐标系下,牵引电机的电磁转矩表达式为T e =n p L mL ri sq ψrd .(28)令b 1=n p L m ψrd /L r ,可将式(28)改写为T e =b 1i sq .(29)恒转矩矢量控制系统中,转子磁链通常取为常数,用给定磁链值ψ∗rd代替实际值ψrd 来简化计算.取b 1为常数,可通过离线计算得到具体值.转矩环设计与速度环类似,详细过程不再赘述.3.3电流环设计d,q 轴电流环设计与速度环设计类似,详细设计过程不赘述.由牵引电机数学模型可得转矩电流与磁链电流方程为 ˙isd =−k 1i sd +k 2ψrd +ωr i sq +1σu sd ,˙i sq =−k 1i sq −L m σL r ψrd ωr −ω1i sd +1σu sq .(30)令w 1(t )=−L m ψrd /(σL r )−ω1i sd 为q 轴电流环的系统扰动,ψrd 和i sd 构成耦合项.改写上式为˙isq =−k 1i sq +w 1(t )+b 2u sq ,(31)式中:b 2=1/σ,ESO 用于实时估计和补偿w 1(t ),可得到系统未建模的动态观测值.为降低ESO 的负担,取f 1(ˆi sq (k ))=−k 1i sq 作为已知模型.令w 2(t )=R r L m ψrd /(σL 2r )+ωr i sd 为d 轴电流环的系统扰动.ωr ,i sq 和转子电阻R r 构成耦合项,当电机温度升高、频率变化时,这些参数会发生变化,且影响磁链闭环子系统的控制效果,造成整个系统控制性能变差.用ESO 对w 2(t )实时估计和补偿,则上式中磁链电流方程改写为˙isd =−k 1i sd +w 2(t )+b 3u sd .(32)式中:b 3=1/σ,取f 2(ˆi sd (k ))=−k 1i sd 为已知模型.3.4磁链环设计将磁链方程改写为˙ψrd =b 4i sd −1T rψrd ,(33)式中:b 4=L m /T r ,取f 3(ˆψrd (k ))=−ψrd /T r 为已知模型.磁链环设计也类似速度环,详细过程不赘述.4采煤机牵引系统仿真研究以MATLAB/Simulink 为平台搭建仿真.采用两台参数如表2所示的三相鼠笼式异步电机,通过矢量控制来控制电机转速,模拟采煤机牵引工况.表2仿真用异步电机参数Table 2Asynchronous motor parameters for sim-ulation参数/单位数值参数/单位数值P N /kW 37.3J/(kg ·m 2)1.662U N /V 380T eN /(N ·m)310f N /Hz 50n p2R s /Ω0.087n N /(r ·min −1)1146R r /Ω0.228L s /mH 35.5L m /mH34.7−−4.1正常牵引工况仿真分析采煤机负载随煤层品质及销轮与销轨配合情况变化,正常情况下波动范围为±5.53%.因采煤机机身重量可达数十吨,系统相当于带载起动,因此起动时施加50N ·m 的恒定负载模拟.工况一煤层品质好,系统轻载起动,系统以额定转速驱动采煤机运行.假设:1.5s 遇到煤层,施加200126控制理论与应用第40卷±5.53%(N·m)的负载信号;2s 遇到采空区减载运行.图4(a)–(b)为PI 和ADRC 控制系统下两电机转矩波形,图4(c)–(d)为转速与转矩差波形.由图4(c)知,达到额定转速前ADRC 系统几乎无超调,PI 系统有一定超调.1.5s 遇到煤层时PI 系统无法达到给定转速,而ADRC 系统仅在给定转速附近有小波动.由图4(d)知,系统起动及加减载时ADRC 系统转矩平衡效果优于PI 系统.(a)PI系统转矩(b)ADRC系统转矩(c)转速对比(d)转矩差对比图4工作在工况一的系统响应Fig.4System response in working condition 1工况二煤层品质较差,采煤机起动时截割系统立即割煤,系统重载起动.牵引电机先低于额定转速驱动采煤机,待较差煤层采空后加至额定转速.假设系统负载400±10%(N ·m)起动.图5(a)–(d)分别为PI,ADRC 系统下两台电机转矩,两种系统转速和转矩同步误差.ADRC 控制下,采煤机0.93s 达给定转速746r/min;PI 系统1.4s 近似到达;2s 时负载减小,采煤机持续负载较小,即遇到空煤层.3s 时给定转速提至额定值,采煤机加速运行.ADRC 系统无超调达到额定转速,PI 系统经一定超调后达到额定值.说明重载起动时ADRC 系统比PI 系统的动态性能更好,误差更小,高、低速下都能很好的保持系统平稳运行.(a)PI系统转矩(b)ADRC 系统转矩(c)转速对比(d)转矩差对比图5工作在工况二的系统响应Fig.5System response in working condition 2第1期贺虎成等:采煤机牵引系统双电机功率平衡控制策略1274.2电机参数摄动仿真分析采煤机长时间运行,散热条件差,常导致电机发热.情况严重会使电机转子电阻增至1.5倍.4.2.1电机M1转子电阻变为1.5倍图6(a)–(b)为M1转子电阻变化时系统转速波形,图6(c)–(d)为转矩差值波形.系统轻载起动,2s 时施加200N ·m 负载,3s 时将负载减至50N ·m.(a)PI系统转矩(b)ADRC系统转矩(c)PI系统转矩差(d)ADRC 系统转矩差图6电机M1转子电阻变为1.5倍的系统响应Fig.6System response when the rotor resistance of the motorM1becomes 1.5times显然ADRC 动态性能更好,转速几乎无变化,转矩差在起动及加减载时较小波动.但PI 方式下,转速在2s 加载后无法达到给定值,与正常工况相比转速差值和电磁转矩差值更大,无法满足功率平衡要求.4.2.2电机M2转子电阻变为1.5倍图7(a)–(b)为电机M2转子电阻变化时系统转速波形.PI 系统转速变化较大,施加负载时转速偏离严重,ADRC 控制性能较为理想.图7(c)–(d)为转矩差值波形,ADRC 系统在起动和加减载时有较小波动,但PI 系统下,起动阶段M2承担较大负载,0.6s 时波动剧烈,转矩差变化量达150N ·m,可能会导致传动机构损坏;加载时M1明显会多承担40N ·m 负载,不满足对功率平衡的要求.5实验研究5.1实验平台设计与实现本文所搭建采煤机牵引系统实验平台的硬件结构如图8所示.由于实验室条件限制,采用两台功率均为1.1KW 的异步电机搭建实验平台,两台电机用同轴相连的方式模拟牵引系统,电机引出轴连接处安装磁粉制动器.电机详细参数如表3所示,实物图如图9所示.(a)PI系统转速(b)ADRC系统转速(c)PI 系统转矩差128控制理论与应用第40卷(d)ADRC 系统转矩差图7电机M2转子电阻变为1.5倍的系统响应Fig.7System response when the rotor resistance of the motorM2becomes 1.5times5.2验证系统性能实验5.2.1矢量控制解耦性能验证将两台电机的联轴器断开,图10为其中一台电机在矢量控制方式下的转矩电流和励磁电流的波形,当电机从空载起动并以864r/min 的给定转速平稳运行后,分别在t 1,t 3,t 5时刻向系统施加负载,并在t 2,t 4,t 6时刻卸去负载.转矩电流在负载增大和减小时的变化明显,而励磁电流在负载变化时的波动较小,说明实现了电流解耦.图8牵引系统实验平台的硬件结构Fig.8The hardware structure of the traction system experimental platform表3异步电机参数Table 3Parameters of asynchronous motor参数/单位数值参数/单位数值P N /kW 1.1J/(kg ·m 2)0.0087U N /V 380T eN /(N ·m)7.5f N /Hz 50n p2R s /Ω6.75n N /(r ·min −1)1400R r /Ω5.82L s /mH 223L m /mH223I N /A2.75.2.2系统起动实验设置电机空载起动,且给定转速为864r/min,图11(a)–(b)分别为PI,ADRC 控制方式下的起动转速波形对比.采用PI 控制起动时转速有超调,而采用自抗扰控制策略后,达到给定转速前几乎无超调,且纹波较小,说明自抗扰控制具有更好的性能.5.2.3系统加减载实验当两个系统达到给定转速后,设在t 1时刻突加10N ·m 负载,并在t 2时刻卸去该负载,图11(c)–(d)所示为此时系统转速响应.采用PI 控制时,在加减载瞬间转速受到的影响较大;而采用ADRC 控制时,在加减载时转速基本不受影响,说明其具有较好的抗干扰能力.图9小功率牵引系统实验平台Fig.9Experimental platform of low-power traction systemexperimental platform第1期贺虎成等:采煤机牵引系统双电机功率平衡控制策略129图10转矩电流与励磁电流Fig.10Torque current and excitation current experimental platform5.3牵引工况模拟实验5.3.1系统转速响应图12(a)为ADRC系统转速波形,系统在小负载下起动,给定转速为600r/min.在t1时刻给系统施加10N·m附近变化的随机负载,并在t2时刻减载;在t3时刻将给定转速调整至864r/min;系统再次达到给定转速后,在t4时刻施加平均为5N·m的随机负载.可以看出ADRC系统达到给定转速无超调,加减载过程平滑,速度没有明显变化,满足控制要求.5.3.2系统起动时电流响应为了验证系统运行时能否实现两台电机输出功率平衡,可以通过对比转矩电流来判断.图12(b)–(c)为电机起动时的电流波形,其中图12(b)为空载起动,图12(c)为加载起动.在电机由起动达到给定转速的过程中,转矩电流差距不大,表明该系统在运行时实现了功率平衡.图11系统转速响应Fig.11Speed response of thesystem130控制理论与应用第40卷图12模拟牵引工况实验Fig.12The experimental of simulated traction conditions5.3.3加减载及提速时电流响应实验中,通过控制磁粉制动器供电电流在一定范围内随机变化来模拟随机负载.系统在给定转速600r/min 下起动,运行平稳后,在t 1时刻施加10N ·m 附近随机变化的负载,并在t 2时刻卸载.在t 3时刻,将给定转速提升至864r/min.如图12(d)所示,无论是加载还是加速时,两台电机的转矩电流基本相等.通过对比转矩电流,说明两电机输出转矩相同,实现了系统的功率平衡.图13(a)为施加随机负载并减载时两台电机的A 相电流情况;图13(b)为加载区域放大图,图13(c)为减载区域放大图.可以看出电流基本相等.图13(d)为加载起动时两台电机的A 相电流值,放大后如图13(e)所示.由图可知,在加载起动下A 相电流值相等,通过相电流波形,侧面验证了两电机的功率平衡.(a)加减载A相电流(b)局部放大区域1(c)局部放大区域2(d)加载启动A相电流值(e)局部放大图图13随机负载时,两台电机A 相电流波形Fig.13A-phase current waveform of two motors underrandom load6结论本文针对采煤机牵引系统由于负载突变,参数摄动及参数不一致而造成双电机功率失衡的问题,提出了一种基于自抗扰控制的牵引系统双电机转矩交叉耦合控制策略.与传统的PI 控制策略相比,本文所提出的控制策略在保证控制性能良好的基础上,有效降低了系统负载扰动对速度控制效果的影响,且提高了系统的鲁棒性和动态响应能力,降低了系统偏载的风险.根据采煤机的实际工况进行了仿真分析和实验研究,结果验证了所提控制策略,实现了采煤机牵引系统的功率平衡,并具有较强的抗扰性能.参考文献:[1]ZHAO Lijuan,TIAN Zhen,LIU Xunan,et al.Simulation analysisof load characteristics of thin seam shearer drum.Journal of System Simulation ,2015,27(12):3102–3108.(赵丽娟,田震,刘旭南,等.薄煤层采煤机滚筒载荷特性仿真分析.系统仿真学报,2015,27(12):3102–3108.)[2]GE Shirong.The development history of coal shearer technology(Part three)–electrical motor driven shearer.China Coal ,2020,46(8):1–15.(葛世荣.采煤机技术发展历程(三)–—电牵引采煤机.中国煤炭,2020,46(8):1–15.)第1期贺虎成等:采煤机牵引系统双电机功率平衡控制策略131[3]WANG Duo.Development of high adaptability haulage system forhigh-power shearer.Coal Mine Machinery,2015,36(11):61–63.(王夺.高适应性大功率采煤机牵引变频调速系统的研制.煤矿机械, 2015,36(11):61–63.)[4]XIE Guijun.Current situation and development of electricity tractionshearer.Coal Mine Machinery,2009,30(2):1–3.(谢贵君.电牵引采煤机的现状与发展趋势.煤矿机械,2009,30(2): 1–3.)[5]TIAN Shengwen,YANG Dongwei,TIAN Hua.Analysis and re-search on the failure of the shearer travel box.Coal Mine Machinery, 2013,34(1):276–278.(田生文,杨东伟,田华.采煤机行走箱故障分析与研究.煤矿机械, 2013,34(1):276–278.)[6]ZHOU Di,ZHANG Xufang,YANG Zhou,et al.Dynamic reliabilityanalysis of the transmission system of the traction unit of the shearer.Journal of China Coal Society,2015,40(11):2546–2551.(周笛,张旭方,杨周,等.采煤机牵引部传动系统动态可靠性分析.煤炭学报,2015,40(11):2546–2551.)[7]VEDRANA JˇS,TONI V,TIN B,et al.A survey of fuzzy algorithmsused in multi-motor systems control.Electronics,2020,9(11):1788.[8]GENG Qiang,SHAN Changshuai,LIU Tao,et al.Torque balancecontrol of dual-motor rigid gear transmission system.Transactions of the Chinese Society of Electrical Engineering,2017,32(15):17–26.(耿强,单长帅,刘涛,等.双电机刚性齿轮传动系统转矩均衡控制.电工技术学报,2017,32(15):17–26.)[9]CHEN W,WU Y,DU R,et al.Speed tracking and synchroniza-tion of a dual-motor system via second order sliding mode con-trol.Mathematical Problems in Engineering,2013,2013:DOI:10.1155/2013/919837[10]ZHU C,TU Q,JIANG C,et al.A cross coupling control strategy fordual-motor speed synchronous system based on second order global fast terminal sliding mode control,IEEE Access,2020,8:217967–217976.[11]LI Yanwei,LI Xiaofan.Study on power imbalance driven by two ma-chines of scraper conveyor.Coal Engineering,2013,45(10):86–88.(李艳伟,李小凡.刮板输送机两机驱动下功率不平衡研究.煤炭工程,2013,45(10):86–88.)[12]MAO Jun,CAO Hao,XIE Miao,et al.Research on power balancecontrol of double-motor variable frequency drive of scraper convey-or.Control Engineering,2017,24(12):2520–2525.(毛君,曹昊,谢苗,等.刮板输送机双机变频驱动功率平衡控制研究.控制工程,2017,24(12):2520–2525.)[13]HAN Jingqing.From PID technology to“ADRC”technique.ControlEngineering,2002,9(3):13–18.(韩京清.从PID技术到“自抗扰控制”技术.控制工程,2002,9(3):13–18.)[14]GAO Zhiqiang.Exploration of active disturbance rejection controlthought.Control Theory&Application,2013,30(12):1498–1510.(高志强.自抗扰控制思想探究.控制理论与应用,2013,30(12): 1498–1510.)[15]FENG Guang,HUANG Lipei,ZHU Dongqi.High-performanceasynchronous motor speed control system using active disturbance rejection controller.Proceedings of the Chinese Society for Electrical Engineering,2001,21(10):56–59,121.(冯光,黄立培,朱东起.采用自抗扰控制器的高性能异步电机调速系统.中国电机工程学报,2001,21(10):56–59,121.)[16]SU Weifeng,SUN Xudong,LI Fahai.Vector control of asyn-chronous motor based on active disturbance rejection controller.Jour-nal of Tsinghua University(Natural Science Edition),2004,44(10): 1329–1332.(苏位峰,孙旭东,李发海.基于自抗扰控制器的异步电机矢量控制.清华大学学报(自然科学版),2004,44(10):1329–1332.)[17]LIU Xingqiao,TANG Lin,ZHU Liting.Three-motor synchronouscoordinated system based on fuzzy active disturbance rejection con-trol.Journal of Electrical Machines and Control,2013,17(4):104–109.(刘星桥,唐琳,朱丽婷.模糊自抗扰控制的三电机同步协调系统.电机与控制学报,2013,17(4):104–109.)[18]LIU Xingqiao,TANG Lin,ZHOU li.Second-order active distur-bance rejection controller applied in three-motor synchronous sys-tem.Transactions of the Chinese Society of Electrical Engineering, 2012,27(2):179–184.(刘星桥,唐琳,周丽.二阶自抗扰控制器在三电机同步系统中的应用.电工技术学报,2012,27(2):179–184.)[19]WANG Xinyang,LIU Yachao,ZHONG Yongbin,et al.Multi-motorcoordinated system based on self-correction active disturbance re-jection control.Modular Machine Tool＆Automatic Manufacturing Technique,2021,564(2):77–81.(汪昕杨,刘亚超,钟永彬,等.基于自校正自抗扰控制的多电机协同系统.组合机床与自动化加工技术,2021,564(2):77–81.)[20]TORRES F J,GUERRERO G V,GARCIA C D,et al.Master-slavesyn-chronization of robot manipulators driven by induction motors.IEEE Latin America Transactions,2016,14(9):1–6.[21]LI Zheng,XIAO Yu,SUN Hexu,et al.Two-axis linear motor cross-coupling control strategy based on speed prospecting.Transactions of the Chinese Society of Electrical Engineering,2021,36(5):973–983.(李争,肖宇,孙鹤旭,等.基于速度前瞻的双轴直线电机交叉耦合控制策略.电工技术学报,2021,36(5):973–983.)[22]SHI Tingna,YANG Yuyao,ZHOU Zhanqing,et al.Finite set modelpredictive control of dual-motor torque synchronization system based on quadratic value function.Proceedings of the CSEE,2019,39(15): 4531–4541.(史婷娜,杨雨要,周湛清,等.基于二次型价值函数的双电机转矩同步系统有限集模型预测控制.中国电机工程学报,2019,39(15): 4531–4541.)[23]ZHANG Chunxi,LIAO Wenjian,WANG Jiazi.Simulation analysisof asynchronous motor SVPWM vector control.Journal of Electrical Machines and Control,2008,12(2):160–163,168.(张春喜,廖文建,王佳子.异步电机SVPWM矢量控制仿真分析.电机与控制学报,2008,12(2):160–163,168.)[24]LEI Chunlin,WU Jie,CHEN Yuanrui,et al.Auto-disturbance-rejection controller used in permanent-magnet linear motor control system.Control Theory&Applications,2005,22(3):423–428.(雷春林,吴捷,陈渊睿,等.自抗扰控制在永磁直线电机控制中的应用.控制理论与应用,2005,22(3):423–428.)作者简介:贺虎成博士,目前研究方向为运动控制技术、电力电子技术、智能自动化装置、电能质量分析与控制等,E-mail:************;汪沁硕士研究生,目前研究方向为电力电子技术,E-mail:220 **************;张晨阳硕士研究生,目前研究方向为电力电子技术,E-mail:zcy **************;刘博涛硕士研究生,目前研究方向为电力电子技术,E-mail:183 ****************;桂浩亚硕士研究生,目前研究方向为电力电子技术,E-mail:814 *************.Copyright©博看网. 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基于虚拟矢量的双三相永磁同步电机预测电流控制策略

收稿日期：2022-05-05基金项目：国家自然科学基金资助项目（52377066）；天津市教委科研计划项目重点项目（2019ZD09）第一作者：周湛清（1989—），男，副教授，主要研究方向为电机系统及其智能控制.通信作者：耿强（1978—），男，教授，博士生导师，主要研究方向为多电机系统与电力电子技术。

E-mail:**********************.cn近年来，随着航空航天、电动汽车、舰船驱动等工程领域对于调速系统功率等级和可靠性要求的不断增加，普通三相电机的局限性逐渐凸显，需要使用优势更为明显的多相电机驱动系统。

其中，双三相永磁同步电机是研究最为广泛的多相电机之一，与普通三相电机相比，双三相电机主要具有转矩脉动小、容错能力强等优势[1-4]。

传统模型预测控制算法技术的优势主要体现在具有较快的动态响应能力。

对于双三相电机而言，采用空间矢量解耦的数学建模方式会投影出基波子平面和谐波子平面，由于谐波子平面阻抗较小，平面上很小的谐波电压就会引起较大的谐波电流[5-7]。

同时，驱动双三相电机运行的六相逆变器产生的电压矢量在不同平面有不同的幅值与方向，虽然为预测控制提供了丰富的矢量资源，但同时也会增加算法的计算量[8-11]。

国内外学者以三相电机模型预测控制为基础，并结合双三相电机自身特点，对存在的电流谐波问题做了较多的研究[12-14]。

文献[15]将双三相电机基波平面和谐波平面的电流误差纳入价值函数，从双三相电机的64个电压空间矢量中选出一个零矢量和12个最外围矢量用于预测控制。

该方法虽然一定程度上减小了计算量，但是采用的矢量精简方式容易把最优矢量筛除基于虚拟矢量的双三相永磁同步电机预测电流控制策略周湛清，刘立辉，耿强（天津工业大学电气工程学院，天津300387）摘要：针对双三相永磁同步电机传统有限集预测电流控制策略中存在电流谐波较大的问题，提出了一种基于虚拟矢量合成的预测电流控制策略。

基于耦合补偿的矢量变频驱动带式输送机的功率平衡控制策略

基于耦合补偿的矢量变频驱动带式输送机的功率平衡控制策略陈梅;毛映霞;陈薇;李鑫【摘要】针对矢量变频驱动的带式输送机在运行过程中出现的功率不平衡问题，对三相异步电动机的变频调速过程进行了系统的理论分析，提出了一种基于耦合补偿的电机功率平衡控制策略。

建立了双电机矢量变频驱动的功率平衡控制系统，同时依据系统模型利用Matlab平台进行了仿真测试。

结果表明：无论是在系统进入稳态或者是在启停、调速、负载变化的动态过程中，耦合补偿控制均能够保证电机之间的输出功率平均分配，具有较好的抗干扰性和同步性。

%Aimed at the power-unbalance in vector variable frequency belt conveyor system, the frequency control in the three-phase asynchronous motor was theoretically analyzed to present a motor power-balance con-trol strategy based on the coupling compensation and to establish a power-balance control system for the dual-motor variable frequency driving.Simulation in Matlab shows that in the dynamic process of load changing, ac-celeration and deceleration or steady state, the coupling compensation control can ensure an equal distribution of output power among motors;and it has good anti-interference and synchronization.【期刊名称】《化工自动化及仪表》【年(卷),期】2015(000)003【总页数】5页(P241-244,281)【关键词】带式输送机;矢量控制;双机驱动;功率平衡;耦合补偿【作者】陈梅;毛映霞;陈薇;李鑫【作者单位】合肥工业大学电气与自动化工程学院，合肥 230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院，合肥 230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院，合肥 230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院，合肥 230009【正文语种】中文【中图分类】TH861符号说明I——电机电流；IN——电机额定电流；Ist——电机启动电流；n0——电机同步转速；nd——电机转速；nm——电机临界转速；电机发电状态下的临界转速；nN——电机额定转速；p——电机的极对数；s——电机的转差率；sm——电机的临界转差率；电机发电状态下的临界转差率；sN——电机额定转差率；T——电机转矩；Tmax——电机的最大转矩；TN——电机额定转矩；Tst——电机启动转矩；Uφ——电机的相电压；ωd——机械角速度。

硬轴联结多电机功率平衡控制方法

⌒
[ 11 ]
。设电机模型式
直接转矩控制 (DTC )是一种采用滞环比较策略
⌒ ⌒ ⌒ dx = [ A +ωr Aω ] x + B u s + G ( i s - is ) , dt
( 7)
400
电机与控制学报第 13 卷
S c 对应不同的开关模式。
的高性能变频调速技术 , 在异步电动机模型的基础上以转矩和磁链为控制变量 ,结构简捷 ,转矩跟踪响应速度快 ,稳定性和鲁棒性好。在两相静止参考 β坐标系 ) 下 , 异步电动机模型的状态方坐标系 (α2 程为
dx = [Α +ωr Aω ] x + B u s , dt
is = C x, ( 2) ( 3)
定子和转子磁链计算公式 Ψs =
Lr Lm (u ∫
s
[ 10 ]
为
( 5) ( 6)
is R s ) d t,
2
图 1 中 , 主环路控制器负责速度估计和转矩指令的计算 ,它对整个拖动系统构成速度控制环 ,并统一为所有电动机提供相同的转矩指令信号。内环路控制器控制各电机对外环提供的转矩指令进行快速跟踪 ,将电磁转矩控制限定在一定宽度的滞环内 ,从而达到电动机输出转矩均衡的目的。考虑到制造误差、环境干扰和参数缓慢变化的影响 ,内环控制器采用具有在线观测器能力的 DTC 控制器。
Kω i [x A ∫
⌒T
0
t [ 12 ]
器均统一接收转矩指令 Te , 并通过滞环比较器将各自的电机转矩 Te 与转矩指令 Te 进行比较 , 把转矩波动限制在工程许可的容差范围内 , 从而使每台电机的转矩输出之间互不影响彼此独立。异步电动机 DTC 控制器由转矩和磁链估计、转矩滞环比较、磁链滞环比较、开关状态选择等单元组成 , 如图 3 所示。

基于矢量控制的双馈发电机系统

双馈发电机的控制方法很多，纵观交流电机控制策略的发展，先后涌现出大量的控制方法，大大推动了变频调速的迅速发展，其中具有代表性的有：转速开环恒压频比控制、转差频率控制、矢量控制、直接转矩控制、非线性控制、自适应控制、
5］滑模变结构控制与智能控制等［。目前主要应用
式中， " 3 为极对数。转子实际转速加上交流励磁产生的旋转磁场的转速（方向可以相同或相反）等于同步转速 "" ，即： "" 1 " # 4 "5 式中， " # 为转子实际转速； "5 为交流励磁产生的旋转磁场的转速。由此在电机气隙中形成一个同步旋转的磁场，在定子侧感应出同步速的感应电势。从定子侧看，这与直流励磁的转子以同步速旋转时，在电机气隙中形成一个同步旋转的磁场是等效的。如果按电机转子的转速是否与同步转速一致来区分异步发电机或同步发电机，则交流励磁发电机应当被称为异步发电机。但是，从性能来看，交流励磁发电机很多地方又与同步发电机相似
《冶金自动化》 %&&; 年 <1
中的谐波含量在一定程度上减少了，但控制系统显得复杂一些。这种控制方式能充分发挥新型电力电子器件（如 !"#$）的开关频率优势。矢量控制实际上就是双馈发电机的解耦控制，它通过分别控制输入的有无功励磁电流来控制双馈发电机的有无功的独立调节。由于双馈发电机是一个强耦合系统，要想实现解耦引入矢量概念。矢量控制技术是近 %& 年来发展起来的新的控制技术，理论上说采用矢量控制技术可以使交流电机获得和直流电机某些方面一样的控制效果。这也是我们所要讨论的控制方法。磁链定向，使以同步转速 (1 旋转的坐标轴 + 与定子综合磁链 ! . 相重合，则有：（ %） ! 2. / & 由于发电机定子绕组直接接电网，电压较高，故可忽略定子电阻压降则定子电压方程变为： ! 2. / "1 ! . 由于定子磁场定向并忽略定子绕组，所以相电压矢量和磁链矢量相差 *&+ ，则和 , 轴方向重合

基于矢量控制的同轴串联双电机负载平衡系统

基于矢量控制的同轴串联双电机负载平衡系统
张超;裴延涛
【期刊名称】《电工电气》
【年(卷),期】2010(000)002
【摘要】将矢量控制原理应用于同轴串联双电机负载平衡系统的研究,针对功率相同但电机参数略有差异的两台电机,根据主从控制和交叉耦合的概念设计了整个负载平衡系统.应用仿真软件对系统进行了仿真,证明了原理的可行性.仿真结果表明相比于只含单个转矩调节器的系统,应用矢量控制原理及耦合控制的系统具有明显优势.
【总页数】3页(P33-34,53)
【作者】张超;裴延涛
【作者单位】大连交通大学机械工程学院,辽宁,大连,116028;大连交通大学机械工程学院,辽宁,大连,116028
【正文语种】中文
【中图分类】TM921.5
【相关文献】
1.基于矢量控制的双电机传动试验系统 [J], 孙大南;李哲峰;林文立
2.同轴串联的双电机控制系统 [J], 王春武;周锋;王砚宁
3.基于串联双模型观测器的异步电机无速度传感器矢量控制系统 [J], 竺伟
4.基于定子谐波电流的六相永磁同步电动机双电机串联系统的仿真 [J], 何京德;刘
陵顺;赵国荣
5.基于DCS800的客运索道直流双电机串联驱动系统 [J], 段琰;贾睿玺;张洋因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

双三相永磁同步电机双电机矢量控制剖析

双三相永磁同步电机矢量控制技术开题报告1. 课题来源及研究目的和意义多电机驱动系统作为运动控制研究领域的重要内容之一，广泛应用于地铁，机车牵引，挤压机组，机器人等应用场合。

而要推出性能优良的机车牵引，机器人等工业驱动以及综合电力舰船系统就需要解决同一直流母线电源和同一逆变器供电的多台电机独立运行问题[1]。

在过去的二十多年，越来越多的研究人员关注研究多相电机，因为多相电机相对于传统的三相电机存在诸多的显著优点，包括：减少转矩脉动，降低直流母线电流谐波含量，潜在的高效率，降低各相功率，由于较高的容错能力大大提高可靠性[2]。

最常见的一种多相电机是双三相电机[3]，而双三相永磁同步电机是目前研究较为广泛的一种多相电机，与传统的三相电机相比，双三相电机将基波电流产生的最低次谐波磁势提高到了11次，消除了对电机性能影响最大的5次、7次谐波磁势，大大减少了电机的转矩脉动，提升了电机性能[4]。

所以我以双三相永磁同步电机为例来研究多相电机的多电机串联控制。

多相电机驱动控制策略中，最具影响力和代表性的是基于空间矢量解耦的矢量控制。

矢量控制方式的实质是将交流电动机等效为直流电动机，分别对速度，磁场两个分量进行独立控制。

通过控制转子磁链，然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制。

简单的说，空间矢量控制就是通过坐标变换将交流电机模型等效为直流电机，实现磁链与转矩解耦，有利于分别设计两者的调节器，以实现对交流电机的高性能调速。

所以对双三相永磁同步电机空间矢量控制技术的研究具有一定的研究意义。

2. 国内外双三相电机矢量控制技术的历史和现状1995年Yifan Zhao和T.A.Lipo等人从向量空间解耦的角度构造了相移30°双三相感应电机的变换矩阵[5]。

该方法通过适当的坐标变化，将自然坐标系下六维空间中的变量映像到新基下的六维空间，新的一组基形成三个相互正交的二维子空间，从而可以在每个子空间中分别进行控制，而且每一个子空间中的分量对应于电机变量中一定次数的谐波。

基于空间矢量调制的双三相永磁同步电机直接转矩控制研究

基于空间矢量调制的双三相永磁同步电机直接转矩控制研究张平;耿攀;徐林;杨文铁;徐正喜【摘要】本文根据双三相电机的静止坐标系模型提出了基于矢量脉宽调制的双三相永磁同步电机的直接转矩控制策略.该策略采用空间矢量调制的方法来补偿定子磁链误差,具有矢量控制的连续平滑和直接转矩控制的快速响应,能有效的削弱电流谐波和稳态转矩脉动.MATLAB/Simulink仿真研究表明该策略能加快系统的动态响应速度,削弱稳态转矩脉动,得到良好的磁链波形.【期刊名称】《船电技术》【年(卷),期】2015(035)007【总页数】5页(P21-25)【关键词】双三相永磁电机;直接转矩控制;矢量脉宽调制;转矩脉动;动态响应【作者】张平;耿攀;徐林;杨文铁;徐正喜【作者单位】武汉市第二船舶设计研究院,武汉430064;武汉市第二船舶设计研究院,武汉430064;武汉市第二船舶设计研究院,武汉430064;武汉市第二船舶设计研究院,武汉430064;武汉市第二船舶设计研究院,武汉430064【正文语种】中文【中图分类】TM3460 引言多相系统具有系统可靠性高、静动态性能优良和转矩脉动小等诸多优点，是目前实现高压大功率交流传动的一种重要途径。

双Y移30°电机是当前非常热门的一种多相电机结构形式[1-4]。

Yi-fan Zhao等[2]在推导建立了双三相电机模型并提出了基于空间矢量解耦的矢量控制策略，该策略能有效的削弱电流谐波，良好的稳态性能。

该策略在不同的谐波子空间对电机谐波电流进行有效的控制。

Bojoi[5]等研究了双三相永磁电机基于开关表的传统直接转矩控制，该策略的有良好的动态响应性能，但稳态电磁转矩有较大的脉动。

本文在深入研究了上述两种方法后，提出了一种基于空间矢量调制的直接转矩控制，该策略在在定子磁链定向坐标系下实现，以磁链和转矩为控制量，获得矢量控制良好的稳态性能和直接转矩控制的快速响应。

1 谐波基坐标系下DTP-PMSM的建模双三相电机的结构如图1所示。