基于单片机控制直流电机调速系统毕业设计论文

太原理工大学继续教育学院
毕业论文
单片机控制直流调速系统
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摘要
近年来由于微型机的快速发展，国外交直流系统数字化已经达到实用阶段。

由于以微处理器为核心的数字控制系统硬件电路的标准化程度高，制作成本低，且不受器件温度漂移的影响。

其控制软件能够进行逻辑判断和复杂运算，可以实现不同于一般线性调节的最优化、自适应、非线性、智能化等控制规律。

所以微机数字控制系统在各个方面的性能都远远优于模拟控制系统且应用越来越广泛。

本文介绍的是用一台26KW的直流电动机，8051单片机构成的数字化直流调速系统。

特点是用单片机取代模拟触发器、电流调节器、速度调节器及逻辑切换等硬件设备。

最后进行软件编程、调试以及计算机仿真。

实时控制结果表明，本数字化直流调速系统实现了电流和转速双闭环的恒速调节，并具有结构简单，控制精度高，成本低，易推广等特点，而且各项性能指标优于模拟直流调速系统，从而能够实际的应用到生产生活中，满足现代化生产的需要。

关键词：单片机双闭环直流调速系统数字方式
目录
第1章绪论 (1)
第二章方案论证 (3)
第三章直流调速控制系统 (5)
3.1单片机部分的组成 (5)
3.1.1时钟电路 (7)
3.1.2复位电路 (8)
3.1.3存储器 (8)
3.1.4外部中断源 (9)
3.1.5定时器/计数器 (11)
3.2 单片机的扩展 (12)
3.2.1程序存储器的扩展 (13)
3.2.2数据存储器的扩展 (14)
3.2.38279可编程键盘/显示器 (16)
3.2.4模拟量与数字量的转换 (24)
3.2.5采样和保持 (28)
第四章PID的控制算法 (32)
4.1PID控制规律及其基本作用 (32)
4.2控制算法的实现 (33)
第五章直流调速系统的主电路设计 (36)
5.1直流电动机的调速方法 (36)
5.2整流电路 (37)
5.3触发电路 (38)
第六章软件设计 (42)
7.2 系统仿真结果的输出及结果分析 (49)
第七章系统的抗干扰技术 (46)
第八章直流调速系统的保护 (49)
总结 (51)
辞谢 (53)
参考文献………………………………………………….
第2章系统方案选择和总体结构设计
2.1调速方案的选择
2.1.1系统控制对象的确定
本次设计选用的电动机型号Z2-32型，额定功率1.1KW，额定电压230V，额定电流6.58A,额定转速1000r/min, 励磁电压220V,运转方式连续。

2.1.2电动机供电方案的选择
变压器调速是直流调速系统用的主要方法，调节电枢供电电压所需的可控制电源通常有3种：旋转电流机组，静止可控整流器，直流斩波器和脉宽调制变换器。

旋转变流机组简称G-M系统，适用于调速要求不高，要求可逆运行的系统，但其设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便。

静止可控整流器又称V-M系统，通过调节触发装置GT的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变Ud，从而实现平滑调速，且控制作用快速性能好，提高系统动态性能。

直流斩波器和脉宽调制交换器采用PWM受器件各量限制，适用于中、小功率的系统。

根据本此设计的技术要求和特点选V-M系统。

在V-M系统中，调节器给定电压，即可移动触发装置GT输出脉冲的相位，从而方便的改变整流器的输出，瞬时电压Ud。

由于要求直流电压脉动较小，故采用三相整流电路。

考虑使电路简单、经济且满足性能要求，选择晶闸管三相全控桥交流器供电方案。

因三相桥式全控整流电压的脉动频率比三相半波高，因而所需的平波电抗器的电感量可相应减少约一半，这是三相桥式整流电路的一大优点。

并且晶闸管可控整流装置无噪声、无磨损、响应快、体积小、重量轻、投资省。

而且工作可靠，能耗小，效率高。

同时，由于电机的容量较大，又要求电流的脉动小。

综上选晶闸管三相全控桥整流电路供电方案。

2.2总体结构设计
2.2.1系统结构选择
若采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统虽然可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差，不过当对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统难以满足要求，因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩，在单闭环调速系统中，只有电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形，当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减少，因而加速过程必然拖长。

若采用双闭环调速系统，则可以近似在电机最大电流（转矩）受限的条件下，充分利用电机的允许过载能力，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳态转速后，又可以让电流迅速降低下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行，此时起动电流近似呈方形波，而转速近似是线性增长的，这是在最大电流（转矩）受到限制的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。

采用转速电流双闭环调速系统，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级联接，这样就可以实现在起动过程中只有电流负反馈，而它和转速负反馈不同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，只靠转速负反馈，不靠电流负反馈发挥主要的作用，这样就能够获得良好的静、动态性能。

与带电流截止负反馈的单闭环系统相比，双闭环调速系统的静特性在负载电流小于I dm时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主调作用，系统表现为电流无静差。

得到过电流的自动保护。

显然静特性优于单闭环系统。

在动态性能方面，双闭环系统在起动和升速过程中表现出很快的动态跟随性，在动态抗扰性能上，表现在具有较强的抗负载扰动，抗电网电压扰动。

综上所述，本系统用一台单片机及外部扩展设备代替原模拟系统中速度调节器、电流调节器、触发器、逻辑切换单元、电压记忆环节、锁零单元和电流自适应调节器等，从而使直流调速系统实现全数字化。

其硬件结构如图2-1所示。

图2-1 单片机控制的直流调速系统结构图
2.2.2系统的工作原理
在此单片机控制的直流调速系统中，速度给定、速度反馈和电流反馈信号是通过模拟光电隔离器、A/D转换器送入计算机，计算机按照已定的控制算法计算产生双脉冲，经并行口、数字光电隔离器、功率放大器送到晶闸管的控制级，以控制晶闸管输出整流电压的大小，平稳的调节电动机的速度。

晶闸管正反组切换由数字逻辑切换单元来完成。

第3章 主电路设计与参数计算
电动机的额定电压为230V ，为保证供电质量，应采用三相减压变压器将电源电压降低；为避免三次谐波电动势的不良影响，三次谐波电流对电源的干扰，主变压器采用D/Y 联结。

3.1整流变压器的设计
3.1.1变压器二次侧电压U 2的计算
U 2是一个重要的参数，选择过低就会无法保证输出额定电压。

选择过大又会造成延迟角α加大，功率因数变坏，整流元件的耐压升高，增加了装置的成本。

一般可按下式计算，即：
)(cos 22min max 2N sh T
d I I CU A nU U U -+=αε
式中U dmax --整流电路输出电压最大值；
nU T --主电路电流回路n 个晶闸管正向压降；
C -- 线路接线方式系数；
U sk --变压器的短路比，对10～100KVA ，U sk =0.05～0.1；
I 2/I 2N --变压器二次实际工作电流与额定之比，应取最大值。

在要求不高场合或近似估算时，可用下式计算，即：
()B A U U d
ε2.1~12=
式中A--理想情况下，α=0°时整流电压U d0与二次电压U 2之比，即A=U d0/U 2；
B--延迟角为α时输出电压U d 与U d0之比，即B=U d /U d0；
ε——电网波动系数；
1~1.2——考虑各种因数的安全系数；
根据设计要求，采用公式：()B
A U U d ε2.1~12= 由表查得 A=2.34；取ε=0.9；α角考虑10°裕量，则 B=cos α=0.985
()V U 133~111985
.09.034.22302.1~12=⨯⨯= 取U 2=120V 。

电压比K=U 1/U 2=380/120=3.17。

3.1.2 一次、二次相电流I 1、I 2的计算
由表查得 K I1=0.816, K I2=0.816
考虑变压器励磁电流得：
A K d I I K I 69.117
.358.6816.0105.11=⨯== A d I I K I 37.558.6816.022=⨯==
3.1.3变压器容量的计算
S 1=m 1U 1I 1；
S 2=m 2U 2I 2；
S=1/2(S 1+S 2)；
式中m 1、m 2 --一次侧与二次侧绕组的相数；
由表查得m 1=3，m 2=3
S 1=m 1U 1I 1=3×380×1.69=1.9266 KVA
S 2=m 2U 2I 2=3×120×5.37=1.9332 KVA
S=1/2(S 1+S 2)=1/2（1.9266+1.9332）=1.9299 KVA
3.2晶闸管元件的选择
3.2.1晶闸管的额定电压
晶闸管实际承受的最大峰值电压U Tm ，乘以（2～3）倍的安全裕量，参照标准电压等级，即可确定晶闸管的额定电压U TN ，即U TN =（2～3）U Tm 整流电路形式为三相全控桥，查表得26U Tm U =，则
()()()V U U U Tm TN 82.881~88.58712063~263~23~22=⨯⨯===
取V U TN 700=
3.2.2晶闸管的额定电流
选择晶闸管额定电流的原则是必须使管子允许通过的额定电流有效值TN I 大于实际流过管子电流最大有效值
T I ，即 TN I =1.57)(AV T I >T I 或 )(AV T I >57.1T
I =57.1T I d d
I I =K d I
考虑（1.5～2）倍的裕量
)(AV T I =（1.5～2）K d I
式中K=T I /（1.57d I ）--电流计算系数。

此外，还需注意以下几点：
①当周围环境温度超过+40℃时，应降低元件的额定电流值。

②当元件的冷却条件低于标准要求时，也应降低元件的额定电流值。

③关键、重大设备，电流裕量可适当选大些。

由表查得 K=0.368，考虑1.5~2倍的裕量
()()d AV T KI I 2~5.1=
()A 84.4~63.358.6368.02~5.1=⨯⨯= 取()A AV T I 5=。

故选晶闸管的型号为75-p K 。

3.3直流调速系统的保护
晶闸管有换相方便，无噪音的优点。

设计晶闸管电路除了正确的选择晶闸管的额定电压、额定电流等参数外，还必须采取必要的过电压、过电流保护措施。

正确的保护是晶闸管装置能否可靠地正常运行的关键。

3.3.1过电压保护
以过电压保护的部位来分，有交流侧过压保护、直流侧过电压保护和器件两端的过电压保护三种。

1）交流侧过电压保护
错误!未找到引用源。

错误!未指定书签。

阻容保护 即在变压器二次侧并联电阻R 和电容C 进行保护。

对于三相电路，Ｒ和Ｃ的值可按下表换算。

本系统采用D-Y 连接。

S=1.9299KVA ，
U 2=120V I em 取值：当 S=1~10KVA 时，对应的I em =4~1，所以I em 取3。

C ≥31×6I em S/U 22=3
1×6×3×34×103/1202
=14.17µF 耐压≥1.5Um=1.5×120×2=254.6V
选取20µF 的铝电解电容器。

sh U 选取：
S =1~10KVA ，sh U =1~5，所以sh U =3 R ≥31×2.3 U 22
/S em sh I U =31×2.3×1202/1.9299×10383=9.37Ω
I C =2πfCU C ×10-6=2π×50×40×10-6×120×10-6=1.5×10-6A
P R ≥(3-4)I C 2R=(3-4) ×（1.5×10-6）2×9.37=（6.33-8.43）×10-13W 选取电阻为ZB1-10的电阻。

错误!未找到引用源。

压敏电阻的计算
U 1MA =1.32U=1.3×2×120=220.6V
流通量取5KVA 。

选MY31-220/5型压敏电阻。

允许偏差+10％（242V ）。

2）直流侧过电压保护
直流侧保护可采用与交流侧保护相同保护相同的方法，可采用阻容保护和压敏电阻保护。

但采用阻容保护易影响系统的快速性，并且会造成dt di /加大。

因此，一般不采用阻容保护，而只用压敏电阻作过电压保护。

U 1MA =（1.8-2.2）U DC =(1.8-2.2) ×230=414-460V
选MY31-440/5型压敏电阻。

允许偏差+10％（484V ）。

3）闸管及整流二极管两端的过电压保护
查下表：
阻容保护的数值一般根据经验选定
晶闸管额定电流
/μA
10 20 50 100 200 500 1000 电容/μF
0.1 0.15 0.2 0.25 0.5 1 2 电阻/Ω 100 80 40 20 10 5 2 抑制晶闸管关断过电压一般采用在晶闸管两端并联阻容保护电路方法。

电容耐压可选加在晶闸管两端工作电压峰值m U 的1.1～1.15倍。

得 C=0.1µF，R=100Ω。

选R 为0.2µF 的CZJD-2型金属化纸介质电容器。

P R =fCU m 2×10-6=50×0.2×10-6×(2×120)2×10-6=0.45×10-6
W 选R 为20Ω普通金属膜电阻器，RJ-0.5。

3.3.2 电流保护
快速熔断器的断流时间短，保护性能较好，是目前应用最普遍的保护措施。

快速熔断器可以安装在直流侧、交流侧和直接与晶闸管串联。

1） 交流侧快速熔断器的选择
I 2=5.37A
选取RLS-10快速熔断器，熔体额定电流6A 。

2） 晶闸管串连的快速熔断器的选择
I=I 2=5.37A ，I T =3I =3
37.5=3.11A 选取RLS-10快速熔断器，熔体额定电流4A 。

3）电压和电流上升率的限制
电压上升率dt du /：正相电压上升率dt du /较大时，会使晶闸管误导通。

因此作用于晶闸管的正相电压上升率应有一定的限制。

造成电压上升率dt du /过大的原因一般有两点：由电网侵入的过电压；由于晶闸管换相时相当于线电压短路，换相结束后线电压有升高，每一次换相都可能造成dt du /过大。

限制dt du /过大可在电源输入端串联电感和在晶闸管每个桥臂上串联电感，利用电感的滤波特性，使dt du /降低。

电流上升率dt di /：导通时电流上升率太大，则可能引起门极附近过热，造成晶闸管损坏。

因此对晶闸管的电流上升率dt di /必须有所限制。

产生dt di /过大的原因，一般有：晶闸管导通时，与晶闸管并联的阻容保护中的电容突然向晶闸管放电；交流电源通过晶闸管向直流侧保护电容充电；直流侧负载突然短路等等。

限制dt di /，除在阻容保护中选择合适的电阻外，也可采用与限制dt du /相同的措施，即在每个桥臂上串联一个电感。

限制dt du /和dt di /的电感，可采用空心电抗器，要求L ≥（20～30）μH ；也可采用铁心电抗器，L 值可偏大些。

在容量较小系统中，也可把接晶闸管的导线绕上一定圈数，或在导线上套上一个或几个磁环来代替桥臂电抗器。

所以为了防止dt di /和dt du /，每个桥臂上串联一个30μH 的电感。

3.3.3平波电抗器的计算
为了使直流负载得到平滑的直流电流，通常在整流输出电路中串入带有气隙的铁心电抗器d L ，称平波电抗器。

其主要参数有流过电抗器的电流一般是已知的，因此电抗器参数计算主要是电感量的计算。

1）算出电流连续的临界电感量1L 可用下式计算，单位mH 。

min 2
11d I U K L =
式中 1K －与整流电路形式有关的系数，可由表查得；
min d I －最小负载电流，常取电动机额定电流的5％～10％计算。

根据本电路形式查得1K =0.695
所以1L =%1058.6120
695.0⨯⨯=7.38mH
2）限制输出电流脉动的电感量
2L 由于晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，因此输出电流波形也是脉动的。

该脉动电流可以看成一个恒定直流分量和一个交流分量组成。

通常负载需要的只是直流分量，对电动机负载来说，过大的交流分量会使电动机换向恶化和铁耗增加，引起过热。

因此，应在直流侧串入平波电抗器，用来限制输出电流的脉动量。

平波电抗器的临界电感量2L （单位为m Ｈ）可用下式计算
d i I S U K L 2
22=
式中 2K －系数，与整流电路形式有关，
i S －电流最大允许脉动系数，通常单相电路i S ≤20％，三相电路i S ≤（5～10）％。

根据本电路形式查得2K =1.045 所以d i I S U K L 2
22==58.6%10120045.1⨯⨯=11.09mH
3）电动机电感量D L 和变压器漏电感量
T L 电动机电感量D L （单位为mH ）可按下式计算 3102⨯=D D d
D pnI U K L 式中 D U 、D I 、n －直流电动机电压、电流和转速，常用额定值代入；
p －电动机的磁极对数；
D K －计算系数。

一般无补偿电动机取8～12，快速无补偿电动机取6～8，有补偿电动机取5～6。

本设计中取D K =8、D U =230V 、D I =6.58A 、n=1000r/min 、p=1
3102⨯=D
D d D pnI U K L =31058.61000122308⨯⨯⨯⨯⨯=5.6mH 变压器漏电感量T L （单位为mH ）可按下式计算
D sh T T I U U K L 1002
=
式中
T K －计算系数，查表可得 sh U －变压器的短路比，一般取5～10。

本设计中取T K =3.9、sh U =6 所以D sh T T I U U K L 1002
==58.610012069.3⨯⨯⨯=0.248mH
4）实际串入电抗器的电感量
考虑输出电流连续时的实际电感量：)(11T D d NL L L L +-=
Ｎ在三相桥式电路中取２，其余电路可取１。

)(11T D d NL L L L +-==7.38－（5.6+2×0.248）=1.324mH
考虑限制电流脉动时的实际电感量：)(22T D d NL L L L +-=
本电路)(22T D d NL L L L +-==11.09－（5.6+2×0.248）=5.034 mH
如上述条件均需满足时，应取1d L 和2d L 中较大者作为串入平波电抗器的电感值，所以本电路选取2d L =6 mH 作为平波电抗器的电感值。

可逆系统中限制环流电抗器（又称均衡电抗器），电感量
T L （单位为mH ）的计算公式为：T r r I U K L 2= 式中r K －计算系数，一般取r K ＝1K ；1K =0.695
r I －要求的环流值，通常取r I ＝（3％～10％）
D I （D I 为直流电动机电枢电流）。

T r r I U K L 2
==58.6%5120695.0⨯⨯=14.76 mH
实际所需的均衡电感量为ra L ：T r ra L L L -=
如果均衡电流经过变压器两相绕组，计算ra L 时，应代入2T L 。

T r ra L L L -==14.76－0.248×2=14.03 mH
一般说来，均衡电抗器
ra L 和平波电抗器D L 分设的方案比较经济，故采
用较为普遍。

3.4励磁电路元件的选择
整流二极管耐压与主电路晶闸管相同，故取700V 。

额定电流可查得
K=0.367，
I D(AV)=(1.5~2)K I i =(1.5~2)*0.367*1.2A=0.66--0.88A
可选用ZP型3A、700V的二极管。

RP L 为与电动机配套的磁场变阻器，用来调节励磁电流。

为实现弱磁保护，在磁场回路中串入了欠电流继电器KA，动作电流通过RP I 调整。

根据额定励磁电流I ex =1.2A，可选用吸引线圈电流为 2.5A的JL14-11ZQ直流欠电流继电器。

3.5主电路及保护电路原理图
图3-1 主电路及保护电路原理图
第4章控制电路与单片机系统设计
4.1 晶闸管触发控制电路设计
4.1.1 晶闸管触发方法
晶闸管三相全控桥式整流电路简图如图4-1所示。

图4-1 三相全控桥式整流电路图4-2 三相电压曲线
三相全控桥式整流电路共有六个晶闸管，它们分为共阴极和共阳极两组。

在触发时，采用双脉冲触发方式，每次两组各有一个晶闸管导通。

六个晶闸管的导通顺序为SCR1、SCR2、SCR3、SCR4、SCR5、SCR6，如图4-2所示。

相电压曲线的交点t1～t6,就是晶闸管SCR1～SCR6的控制角起点。

取线电压Uac 从负半波的过零点G（t1）作为同步基准点，则应触发导通的第一对晶闸管为SCR1 、SCR6，根据波形图可分析出各晶闸管的触发时刻（对应于控制角α=00）及触发顺序如图4-3所示。

图4-3 晶闸管触发时刻(α=00)及触发顺序
单片机在触发晶闸管时,根据电流控制器的输出控制值u k，以同步基准点位参考点，算出晶闸管控制角α的大小，再通过定时器按控制角的大小以及触发顺序，准确地向各个晶闸管发出触发脉冲。

在控制触发时，有两种触发方法：绝对触发方法和相对触发方法。

所谓
绝对触发方法就是指触发脉冲形成的时刻都直接取决于基准时刻点。

对三相全控桥式整流电路，在交流电的一个周期内需要6个（或者3个）基准点。

相对触发方式是以前一触发脉冲为基准来确定后一触发脉冲时刻，它用加长或缩短相邻两次触发脉冲之间的间距来改变控制角，在稳态时，这个间距等于600，控制角α改变时，该间距应相应改变。

但由于电网频率的波动以及计算机定时器的误差，会使控制角偏离要求值。

因此，在相对触发方式时，应在一个周期内用同步脉冲信号进行一次校正，以避免误差的积累。

对于单相电路，均使用绝对触发方式。

在三相全控桥式整流电路中，一般则常使用相对触发方式。

综上本次设计使用相对触发的触发控制方法。

4.1.2 控制算法
设相邻控硅之间触发脉冲间距角为Δ。

在稳定情况下，Δ=600。

当α由αk-1变为αk时，应有：
Δ=αk-αk-1+600
在控制时，一般均使用单片机的定时器来完成触发脉冲输出。

这样，须把角度转换成时间值。

交流电的一个周期（对频率为50Hz为20ms）对应于3600，故600对应于10/3 ms。

触发间距时间TΔ可表示为：
TΔ=Tαk-Tαk-1+T60（4-1）为了避免触发错误，必须加入同步校正。

每隔3600来一个同步脉冲（取自线电压u ac的过零点），以此为基准点，校正触发第一对晶闸管SCR1.6的控制角。

这可采用在每个周期用定时器计数同步脉冲发生时刻与实际同步脉冲发生时刻之差Te，然后在计算第一对晶闸管的控制时刻时，按以下公式进行计算：
TΔ=Tαk-Tαk-1+T60+Te （4-2）4.1.3 控制角的计算
三相全控桥式整流电路输出电压u d与控制角α有以下关系:
u d=2.34Ecosα (4-3) 其中E为电源相电压有效值。

对于数字调节器，要求对象为线性系统。

而根据式（4-3）可知，如果控制角α与控制输出u k为线性关系，则输出电压u d与控制输出U k之间为非线性关系（余弦关系），这是我们所不希望的。

如要求触发整流环节为一个放大系数为K s的线性环节，则有：
u d=2.34Ecosα=K s u k
即有
cosα= K s U k/2.34E=u dmax u k/u kmax2.34E
=2.34Ecosαmin u k/ u kmax2.34E
=cosαmin u k/ u kmax=λu k
α=arcos(λu k) (4-4) 式中，λ=cosαmin/ u kmax是一个与最小控制角αmin和最大控制输出u kmax有关系的常数。

式(4-4)即是α与u k的关系式。

由它可算出对应于某一u k值的α值。

由于一般均用时间值来表示α，所以还需要对α转换成时间值Tα。

对于50Hz的交流电而言，控制角α对应的时间为：
Tα=α*106/360*50 （μs） (4-5) 为了加快计算速度，可采用查表法或插值查表法来按u k值计算Tα值。

4.1.4 脉冲分配表
在触发六个晶闸管时，要按照图4-3的顺序，依次发出控制信号。

为了方便起见，可建立一个脉冲分配表，如表4-1，它放于程序存储器中。

每当触发时间到，按指针从表中取出一个数据从单片机的I/O口输出，经光电隔离去触发晶闸管。

表4-1 脉冲分配表（0有效）
4.2 单片机系统设计
双闭环数字直流调速控制系统得采样周期比较快，计算和控制任务也比较繁忙，因此需要使用高性能的单片机。

对于用于轧机传动等要求响应快、精度高的调速系统，一般需要使用16
位的单片机，如Inter的MCS-96或者Motorola的M68HC16等。

它们能在几微秒内完成16位加法和乘法，并且有10位A/D转换器、16位高性能多功能定时器系统，可完成调速系统所需的数据采集、数据计算、控制输出等功能。

对于快速性和控制精度要求较低的调速系统，可选用高性能8位单片机，如Inter的MCS-51或者Motorola的M68HC05、M68HC11，其中后者有16位运算功能，并有片内8位高速A/D和16位多功能定时器系统，还有Watchdog 等各种其他外用功能，非常适合于调速控制系统。

综上，本系统采用Inter的MCS-51中的80C31单片机。

4.2.1 80C31单片机简介
80C31单片机属于基本型的51系列单片机，它采用HMOS工艺，片内集成有8位CPU；片内驻留128字节的RAM以及21个特殊功能寄存器；片内还包括两个16位定时器/计数器、一个全双工串行I/O口（UART）、32条I/O 线、5个中断源和两级中断，寻址能力达128K字节（其中程序存储器ROM和数据存储器RAM各64K字节）。

指令系统中设置了乘、除运算指令、数据查找指令和位处理指令等。

主时钟频率为12MHz，大部分指令周期只需1μs，乘除指令也仅需4μs。

4.2.2 单片机系统基本结构
80C31外接27128EPROM作为16K程序存储器，存放全部控制软件。

用两片74LS374和四个PNP中功率三极管以动态扫描方式驱动四位LED数字，以显示转速、设定速度、电流等数据，两片74LS374采用线选法与80C31接口，地址分别为0DFFFH和0BFFFH。

在80C31的P3口上外接三个按键，一个为启动/停止键，用于启动或停止电机运转；另两个为显示选择键，一个用于控制显示速度设定值，另一个用于控制显示电流值，不按这两个键时，显示实际电机转速。

另外利用一片74LS374的多余输出线，外接两个LED发光管，一个用于显示工作正常与否，它每隔1秒闪亮一次；另一个用于显示是否处于运行状态。

使用80C31的双闭环数字直流调速控制系统的硬件电路图见附页1所示。

4.2.3 电流测量和速度给定值输入
本系统使用ADC0808 8路8位A/D转换器，它的地址为7FFFH。

写入该地址，启动A/D转换器，通道地址由A2、A1、A0决定。

A/D转换完成，产生
EOC脉冲和1
INT中断。

这时，MCU可读入转换结果。

图4-4 电流测量框图
如图4-4所示，交流电流通过电流互感器变成0～5V电压信号，经整流和滤波后加到ADC0808的IN0上。

速度给定采用电位器输入，它加到IN1上。

在调整速度给定值时，可按下速度给定显示键。

这时，四位LED上将显示对应于电位器输入的速度给定值，可调整电位器至显示值为所需的给定值。

对于需要较高精度的调速控制系统，可采用10位或者更高分辨率的A/D 转换芯片。

但这时，一方面成本将较高，另一方面计算将大大复杂，因为必须采用16位计算，所以在选型时应该多方面考虑。

4.2.4 速度测量
速度检测有模拟和数字两种检测方法。

模拟测速一般采用测速发电机，其输出电压不仅表示了转速的大小，还包含了转速的方向，在调速系统中，转速的方向也是不可缺少的。

不过模拟测速方法的精度不够高，在低速时更为严重。

对于要求精度高、调速范围大的系统，往往需要采用旋转编码器测速，即数字测速。

光电式旋转编码器是转速或转角的检测元件，旋转编码器与电动机相连，当电动机转动时，带动码盘旋转，便发出转速或转角信号。

旋转编码器可分为绝对式和增量式两种。

绝对式编码器在码盘上分层刻上表示角度的二进制数码或循环码，通过接受器将该数码送入计算机。

绝对式编码器常用于检测转角，若需得到转速信号，必须对转角进行微分处理。

增量式编码器在码盘上均匀地刻制一定数量的光栅，如图4-5所示，当电动机旋转时，码盘随之一起转动。

通过光栅的作用，持续不断地开发或封闭光通路，因此，在接收装置的输出端便得到频率与转速成正比的方波脉冲序列，从而可以计算转速。