耦合电感式高增益Boost变换器分析研究

耦合电感式高增益Boost变换器分析研究
汪青;李卫龙;周尚武
【摘要】在新能源电动汽车、风力发电和光伏发电并网系统中,需要采用非隔离高增益直流变换器.传统Boost变换器的电压增益和效率受开关器件、电容和电感等影响,并且占空比不能大,电压增益较低.在传统Boost变换器的基础上,利用耦合电感的特性,将其应用在传统Boost变换器拓扑上,通过改变耦合电感匝比来提升电压.首先分析了耦合电感高增益直流变换器在考虑漏感和不考虑漏感情况下的工作原理以及性能分析,然后进行仿真分析,仿真结果验证了理论分析的正确性.
【期刊名称】《佳木斯大学学报（自然科学版）》
【年(卷),期】2018(036)005
【总页数】5页(P704-708)
【关键词】耦合电感;高增益;新能源;漏感
【作者】汪青;李卫龙;周尚武
【作者单位】安徽新华学院,安徽合肥230000;安徽省煤炭科学研究院,安徽合肥230001;安徽新华学院,安徽合肥230000
【正文语种】中文
【中图分类】TM433
0 引言
近年来，新能源开发和利用备受关注。

如在光伏和风力发电系统中，因其输出电压
等级较低，不能满足需求，需直流变换器的参与来提高电压等级。

国内外专家提出很多高升压比和高效率的拓扑结构。

文献[1]提出将串并联二极管电容网络与传统Boost电路结合，相同占空比下可提高升压比，但占空比范围有一定限制，且开关管电压、电流应力较大。

文献[2-3]提出改进二次型Boost变换器拓扑，在电流连续模式下升压能力有所提升，但占空比增大，优势不明显。

文献[4]提出利用开关电感的Boost变换器拓扑，提高了电压增益，但对开关管及二极管的电压应力减少不明显，且增加了原器件数量，电路可靠性差。

耦合电感式高增益直流变换器，通过改变占空比来改变输出电压，还可通过调节线圈匝比来提高升压比。

同时主开关管的电压、电流应力大大减少，从而极大地减少了开关损耗。

1 电路分析
1.1 工作原理
耦合电感型高增益直流变换器拓扑图如图1所示。

用耦合电感替换普通电感，由于耦合电感可以等效为原、副边匝比为N(n1/n2)的理想变压器与激磁电感Lm并联后再与漏感Lk相串联，其中Lk包含原边漏感及副边折算到原边的等效漏感。

为了便于分析，将变换器进行等效变换，等效电路图如图2所示。

下面将根据等效电路图分析其工作原理，分析之前需做出如下假设：1)所有器件均为理想器件，不考虑寄生参数的影响，但开关管的寄生电容Cs存在；2)电容C足够大；3)在考虑漏感时，耦合系数k=Lm/(Lm+Lk)，耦合电感的匝比N=Ns:Np。

图1 主电路图2 等效电路
(1)理想情况，不考虑漏感Lk
当变换器稳态工作时，在一个开关周期T内共有两个工作模态。

模态Ⅰ：当开关管S导通时，工作电流的流通路径如图3所示。

在这一阶段，电源电压Vin对耦合电感的原边线圈进行充电，原边线圈存储能量。

在开关管关断
之前，这一工作模态结束。

模态Ⅱ：当开关管S关断时，工作电流的流通路径如图4所示。

在这一阶段，开
关管关断的瞬间，耦合电感原边的部分能量转移到副边线圈上。

同时，电源电压、原边线圈电压、副边线圈电压共同向电容C和负载R充电，原边线圈存储的能量
释放完毕，这一工作模态结束。

图3 导通时电流流通路径图4 关断时电流流通路径
(2)实际情况，考虑漏感Lk
当考虑漏感时，该变换器就不止工作在两个模态，而是三个模态，其中在开关管断开的期间内就有两个模态，包括漏感的能量释放到寄生电容Cs上、电源电压与耦合电感的电压向负载和电容C释放能量。

模态Ⅰ：当开关管S导通时，工作电流的流通路径如图5所示。

在这一阶段，电
源电压Vin对耦合电感的原边线圈进行充电，原边线圈存储能量。

在开关管关断
之前，这一工作模态结束。

图5 开关管导通时电流流通路径
模态Ⅱ：当开关管S关断时，工作电流的流通路径如图6所示。

在这一阶段，由
于漏感的存在，电流方向不能突变，且漏感的能量释放到开关管的寄生电容Cs上，对电容Cs进行充电，由于漏感的值很小，其储存的能量也有限，所以这一过程持续的时间非常短，当输出二极管开始导通时，这一工作模态结束。

模态Ⅲ：开关管S继续关断，工作电流的流通路径如图7所示。

在这一阶段，输
出二极管D开始导通，耦合电感原边的部分能量转移到副边线圈上。

同时，电源
电压、原边线圈电压、副边线圈电压共同向电容C和负载R充电，原边线圈存储
的能量释放完毕，这一工作模态结束。

图6 关断瞬间电流流通路径图7 关断后电流流通路径
1.2 性能分析
(1)理想情况，不考虑漏感存在
在图5中，激磁电感Lm在开关管S导通时存储能量，在S关断时释放能量。

由伏秒平衡原则可以推导出变换器的电压增益。

在S导通时，即模态Ⅰ，根据KVL 定律可得，激磁电感两端的电压为VmI。

当S关断时，即模态Ⅱ，根据KVL定律可得，激磁电感两端的电压为VmII。

(1)
(2)
由式(2)得：
(3)
在一个开关周期T内，根据伏秒平衡原则，有：
(4)
即：
(5)
由式(5)可得电压增益M为：
(6)
接下来分析开关管S和输出二极管D的电压应力VT和VD。

在S关断时，根据KVL定律得：
Vo-Vin=Vp+Vs
(8)
VT=Vin+Vp
(9)
由式(7)、(8)和(9)得：
(10)
在S导通时，根据KVL定律得：
Vin=Vp
(11)
Vs=NVp
(12)
VD=Vs+Vo
(13)
由式(11)、(12)和(13)得：
VD=NVin+Vo
(14)
在理想情况下，耦合电感变换器的电压增益与占空比和匝比之间的关系如图8所示。

当N=0时，电压增益即为传统Boost变换器的电压增益。

从图中可以看出，当匝比N不变时，变换器的电压增益是随着占空比的增大而增大；当占空比D不变时，变换器的电压增益是随着匝比的增大而增大。

因此，只要匝比大于0，该变换器的电压增益就高于传统Boost变换器，而且在选择了适当的占空比下，可以有效避免占空比工作在极限值下，大大减小了开关管的开关损耗，提高了变换器效
图8 电压增益与占空比和匝比的关系
(2)实际情况，考虑漏感存在
当存在漏感时，在开关管关断的瞬间，输出二极管并没有受正偏电压而导通，此时是漏感所储存的能量要向开关管的寄生电容进行释放，向寄生电容Cs进行充电。

对于一个开关周期来说，这一过程所经历的时间很短，在分析变换器的性能时是可以忽略的。

在分析变换器的电压增益和开关管的电压应力之前，需要说明一下，在该变换器中，激磁电感Lm两端的电压和漏感两端的电压之比等于其电感值之比，即
(15)
曾假设k=Lm/(Lm+Lk)，则有
(16)
当开关S导通时，即模态Ⅰ，根据KVL定律：
(17)
化简得：
(18)
当开关S关断时，即模态Ⅲ，根据KVL定律
(19)
又Vs=NVm，化简得
(20)
一个开关周期T内，根据伏秒平衡原则，有
(21)
即
(22)
由式(22)可得电压增益M为
(23)
接下来分析开关管S和输出二极管D的电压应力VT和VD。

在S关断时，根据KVL定律：
Vo-Vin=Vp+Vs+Vk
(24)
(25)
VT=Vin+Vp+Vk
(26)
由式(24)、(25)和(26)得
(27)
在S导通时，根据KVL定律得
Vin=Vp+Vk
(28)
(29)
VD=Vs+Vo
(30)
由式(28)、(29)和(30)得
VD=kNVin+Vo
(31)
图9 电压增益与占空比和匝比的关系
在实际情况下，当有漏感存在时，耦合电感变换器的电压增益与占空比和匝比间的关系如图9所示。

从图中可以看出，当匝比N不变时，变换器的升压比是随着占
空比的增大而增大；当占空比D不变时，变换器的升压比是随着匝比的增大而增大。

漏感对变换器的电压增益影响较小，且当匝比N和占空比D均不变时，变换器的电压增益随着耦合电感漏感值的增大而降低。

2 仿真结果及分析
为了验证所提变换器的工作原理和性能分析，基于PLECS软件搭建模型进行仿真
分析。

参数为：输入电压50V；理想变压器的匝比N=2；激磁电感Lm为300uH；输出电容C为470uF；负载电阻R为400Ω；考虑漏感时，漏感Lk为10uH。

图10 输出电压波形
图11 开关管及二极管电压应力
图12 输入电流及输出电流
(1)不考虑漏感
输出电压波形如图10所示，开关器件电压应力如图11所示，输入输出电流波形
如图12所示。

在进行理论分析时，开关管的电压应力表达式为
VT=Vo+NVin/1+N，将Vin=50V、Vo=380V、N=2代入得，VT =160V。

易知上述仿真的结果为160.375V，误差为ess1=(160.375-160)/160=0.2%，误差小于1%，仿真结果与理论分析一致。

输出二极管的电压应力表达式为
VD=NVin+Vo，将Vin=50V、Vo=380V、N=2代入得，VD=480V。

仿真结果
为479.159V，误差为ess2=(480-479.159)/480=0.17%，误差小于1%，仿真结果与理论分析一致。

图13 输出电压波形
图14 开关管及二极管电压应力
图15 输入电流及输出电流
(2)考虑漏感
输出电压波形如图13所示，开关器件电压应力如图14所示，输入输出电流波形
如图15所示。

在考虑漏感时，激磁电感的Lm的值为300uH，漏感 Lk的值为10uH。

又
k=Lm/(Lm+Lk)，则k=0.968。

在进行理论分析时，开关管的电压应力表达式为VT=(Vo+kNVin)/(11+kN)，得VT =162.4V。

上述仿真的结果为161.192V，误
差为ess3=(162.4-161.192)/162.4=0.7%，误差小于1%，仿真结果与理论分析
一致。

输出二极管D的电压应力表达式为VD=kNVin+Vo，将Vin=50V、
Vo=380V、N=2代入得，VD=476.8V。

仿真结果为475.958V，误差为
ess4=(476.8-475.958)/476.8=0.18%，误差小于1%，仿真结果与理论分析一致。

综上所述，仿真结果与理论分析相一致。

耦合电感型高增益直流变换器，相比于传统升压变换器(Boost变换器)，大大提高了电压增益，同时，开关管的电压应力也大大降低。

因此，极大地降低了开关管的开关损耗，提高了变换器效率。

3 结论
在传统Boost变换器的基础上，研究了一种耦合电感型的高增益直流变换器。

文
章首先从考虑漏感和不考虑漏感两个方面，着重分析了该变换器拓扑的工作原理，从分析的结果可以看出，该变换器相对于传统变换器，不仅能够通过改变占空比来调节电压增益，最重要的是可以通过改变耦合电感匝比来调节电压增益，这样也有效避免了开关管工作在极限占空比的情况下。

同时，通过理论分析可知，主开关管的电压应力也大大减小，从而减少了开关损耗，一定程度提高了变换器效率。

然后，基于PLECS仿真平台，搭建仿真模型进行仿真，很好地验证了理论分析的正确性。

参考文献:
【相关文献】
[1] 李鹏飞，蒋赢，陈宗祥，等．一种新型Boost变换器[J]．电力电子技术，2008，42(11)：37-39．
[2] 董文琦，马步云，才鸿飞，等．改进二次型Boost变换器的研究与分析[J]．重庆：重庆大学学报，2016，39(2)：51-57．
[3] 张士宇．宽输入Boost变换器研究[D]．成都：西南交通大学，2013.
[4] 王挺，汤雨．基于开关电感的有源网络升压变换器的研究[J]．电工技术学报，2014，29(12)：73.。